Alle Beiträge von Thomas Kuther

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Gleichtaktströme in nicht isolierten Netzteilen

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In Hochspannungsnetzteilen, die z. B. in einer LED-Lampe vorkommen, ist dies unter Umständen nicht möglich. Bei näherer Betrachtung unterscheiden sie sich nicht wirklich von einem isolierten Netzteil. Es kommt zu Streukapazitäten von Schaltknotenpunkten zur Masse, die Gleichtaktströme verursachen.


Bild 1: Nur 100 fF Kapazität vom Schaltknotenpunkt können ein Problem mit elektromagnetischen Störungen verursachen.

Bild 1 stellt einen Schaltplan eines LED-Netzteils dar, in dem die parasitäre Kapazität gezeigt wird, die die Hauptursache für Gleichtaktströme in diesem Abwärtsregler darstellt. Es ist die Kapazität vom Schaltknotenpunkt zur Erde. Es überrascht, dass diese Kapazität so gering sein und trotzdem ein Problem darstellen kann.

Der Grenzwert für leitungsgeführte Störaussendung gemäß CISPR Klasse B (für den Wohnbereich) erlaubt ein Signal von 46 dBuV (200 uV) in eine Quellimpedanz von 50 Ohm bei 1 MHz. Dies bedeutet einen zulässigen Strom von nur 4 uA. Wenn der Wandler mit einem Rechtecksignal von 200 V Spitze-zu-Spitze den Drainanschluß von Q2 bei 100 kHz schaltet, liegt die Grundschwingung bei einer Spitzenspannung von 120 Volt.

Da die Oberschwingungen im Verhältnis zur Frequenz abnehmen, beträgt die Effektivspannung bei 1 MHz etwa 9 Vrms. Dies kann zur Berechnung einer zulässigen Kapazität zur Masse von etwa 0,1pF oder 100 fF (oder einem Widerstand von 2 Megaohm bei 1 MHz) verwendet werden. Dabei handelt es sich um eine plausible Kapazität von diesem Knotenpunkt. Es gibt außerdem Kapazitäten vom Rest des Schaltkreises zur Erde, die einen Rückpfad für Gleichtaktströme darstellt. Dies wird als C_Stray2 in Bild 1 dargestellt.


Bild 2: 100 fF können dazu führen, dass Sie die Grenzwerte für elektromagnetische Störungen überschreiten.

Bei einer LED-Lampe gibt es keine Chassisverbindung, es stehen nur der spannungsführende und der neutrale Anschluss zur Verfügung. Daher ist die Gleichtakt-EMV-Filterung problematisch. Dies liegt daran, dass es sich um einen hochohmigen Schaltkreis handelt. Er kann mit einer Spannungsquelle von 9 Vrms in Reihe mit einer kapazitiven Reaktanz von 2 Megaohm, wie in Bild 2 gezeigt, dargestellt werden.

Es gibt keine Möglichkeit, den Widerstand zu erhöhen, um den Strom zu reduzieren. Um die Störaussendungen bei 1 MHz zu reduzieren, müssen Sie die Spannung oder die Streukapazität reduzieren. Zwei Möglichkeiten zur Reduzierung der Spannung sind das Dithering und die Regelung der Anstiegszeit. Durch Dithering wird die Betriebsfrequenz eines Netzteils variiert, um das Spektrum auszuweiten.

EPAP - Datenwandler

Übersprechen bei Wandlern

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Antwort: Sicher! Übersprechen kann auf mehrere Arten entstehen. Von einer Signalkette auf der Leiterplatte auf eine andere, von einem Kanal in einem IC auf einen anderen oder durch die Stromversorgung. Der Schlüssel zum Verständnis von Übersprechen liegt darin, zu erkennen, von wo es kommt und wie es sich zeigt.

Kommt das Übersprechen von einem benachbarten Wandler, einem anderen Kanal der Signalkette oder wird es durch den Leiterplattenentwurf verursacht? Die häufigste Art des Übersprechens nennt man „Benachbartes Übersprechen“ (Adjacent Crosstalk). Diese Art des Übersprechens zeigt sich, wenn ein Kanal bei seinem Endbereich (Full Scale) oder in dessen Nähe getrieben wird, während der andere Kanal bzw. eine andere Signalkette, die betrachtet wird, offen ist und kein Signal anliegt.

Eine Störung, die über das Grundrauschen ansteigt, kann bei der Messung des ausgangsseitigen Frequenzspektrums auf dem offenen Kanal festgestellt werden. Dieser Typ des Übersprechens gibt Aufschluss über die galvanische Trennung zwischen dem offenen Empfängerkanal und dem getriebenen „Aggressor”-Kanals.

Manchmal sind offene Kanäle robust genug, um Einkopplungen von einem getriebenen Kanal zu unterdrücken. Doch es gibt eine zahlenmäßige Überlegenheit. Bei einem anderen Übersprechen-Test werden bis auf einen alle Kanäle im System mit der gleichen Frequenz getrieben (nur ein Kanal bleibt offen). In diesem Fall wird die Stärke aller „Aggressoren“ durch den offenen Kanal gemessen.

Eine dritte Möglichkeit zum Messen von Übersprechen besteht darin, zwei oder mehr Kanäle mit unterschiedlichen Frequenzen und Signalstärken zu treiben und die offenen Kanäle zu testen, um zu sehen, ob die getriebenen Kanäle durch Übersprechen entstehende Mischprodukte aufweisen, die durchkommen. In diesem Fall zeigt der Mischeffekt, wie die „Aggressor“-Signale zurück in das interessierende Frequenzband fallen.

Schließlich können die gleichen drei Messungen wiederholt werden, wenn sich die Eingangssignale in einer Überbereichssituation (über dem Endbereich des Bauteils oder der Signalkette) befinden. Dies hilft bei der Definition, wie robust ein offener Kanal ist, wenn das Eingangssignal begrenzt oder der Kanal gesättigt ist.

Alle diese Tests sollten den gesamten Signal- und Frequenzbereich abdecken, der für die Applikation von Interesse ist. Denn Übersprechen kann manchmal von einem nicht optimalen Leiterplattenentwurf verursacht werden oder sich in bestimmten Betriebssituationen zeigen. Bauteile auszutauschen wird dann nicht helfen. Der Wandler oder das mehrkanalige Bauteil muss sorgfältig getestet werden, um sicherzustellen, dass er oder es für die Applikation robust genug ist.

Autor: Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices

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Mehr Effizienz im Synchronbetrieb

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Dies kann zu schlechtem Einschwingverhalten führen und einen starken Ausgangsfilterkondensator erforderlich machen. Ein einfacherer Ansatz ist, das Netzteil bei allen Lasten mit kontinuierlichem Strom zu betreiben.


Bild 1: Ein einfacher Abwärtsregler wurde verwendet, um das Einschwingverhalten darzustellen.

Bild 1 stellt einen einfachen synchronen Abwärtswandler dar. Er wurde verwendet, um das Einschwingverhalten der Last bei kontinuierlichem und diskontinuierlichem Strom in der Ausgangsdrossel darzustellen. Der Strom in der Ausgangsdrossel bleibt kontinuierlich, bis keine Last vorhanden ist, da der Synchrongleichrichter den Strom der Drossel bei leichten Lasten in die umgekehrte Richtung fließen lässt. Der Stromkreis wurde diskontinuierlich gestaltet, indem der untere FET (Q2) durch eine Diode ersetzt wurde. Obwohl dieser Artikel die Unterschiede in einer Abwärtsregler-Topologie zeigt, werden Sie ähnliche Reaktionen bei allen Netzteil-Topologien feststellen


Bild 2a: Synchronbetrieb (links) liefert das beste Einschwingverhalten.

Die Bilder 2a und 2b zeigen zwei Lasteinschwingverhalten bei einer Änderung des Ausgangsstroms um einen Schritt von 700 mA. Der Stromverlauf auf der linken Seite steht für den kontinuierlichen Fall und der Stromverlauf auf der rechten Seite für den diskontinuierlichen Fall.


Bild 2b: Synchronbetrieb (links) liefert das beste Einschwingverhalten.

Im diskontinuierlichen Fall war das Einschwingverhalten dreifach schlechter als im kontinuierlichen Fall. Ein synchroner FET wurde verwendet, um einen kontinuierlichen Betrieb zu erzwingen. Es gibt jedoch auch alternative Möglichkeiten, um ein gutes Einschwingverhalten zu erreichen, einschließlich der Beschaltung mit einer Grundlast oder der Verwendung von Drosseln, die stromabhängig sind. Bei diesen stromabhängigen Drosseln handelt es sich um eine Drossel, deren Induktivität bei niedrigem Strom steigt. Dies wird vor allem durch die Verwendung von zwei Kernmaterialien erreicht: einem starken Ferritkern, der bei niedrigem Strom gesättigt ist; und einem Eisenpulverkern, der nicht gesättigt wird. Der Grund für das beeinträchtigte Einschwingverhalten bei diskontinuierlichem Betrieb liegt in den sich stark ändernden Eigenschaften des Regelkreises.


Bild 3: Bei diskontinuierlichem Betrieb geht eine signifikante Regelkreisverstärkung verloren.

Dies wird in Bild 3 und 4 dargestellt. Die Kurve auf dem Bild 3 zeigt die Verstärkung des Regelkreises bei kontinuierlichem Betrieb. Der Regelkreis hat eine Bandbreite von 50 kHz und tritt mit einer Phasenreserve von 60 Grad durch. Die Kurve im Bild 4 zeigt das Verhalten, wenn die Leistungsstufe in den diskontinuierlichen Betrieb wechselt. Die Leistungsstufe wechselt von einem Paar komplexer Pole während des kontinuierlichen Betriebs zu einem einzelnen reellen Niedrigfrequenz-Pol bei diskontinuierlichem Betrieb.


Bild 4:

Die Frequenz dieses Pols wird durch den Ausgangskondensator und den Lastwiderstand festgelegt. Sie können sehen, wie sich die Phase bei einer niedrigeren Frequenz im Vergleich zum kontinuierlichen Fall in Richtung Niedrigfrequenz-Pol verschiebt. Das Amplitudenverhältnis fällt signifikant bei niedrigeren Frequenzen, da der Pol zu einer viel geringeren Durchtrittsfrequenz führt, wodurch das Einschwingverhalten beeinträchtigt wird.

Zusammenfassend lässt sich sagen, dass die Synchrongleichrichtung die Effizienz verbessert und wesentlich zur transienten Lastregelung beiträgt. Dies stellt eine sehr effiziente Alternative zum Beschalten der Stromversorgung mit einer Grundlast dar. Außerdem bietet diese Methode im Vergleich zur Verwendung von stromabhängigen Drosseln konsistentere Regelkreiseigenschaften. Die Dynamik eines herkömmlichen Abwärtsreglers sowie aller Topologien, bei denen Synchrongleichrichtung genutzt werden kann, wird verbessert.

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Signalintegrität und Wellenwiderstand von Bauelementen

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Beim Versuch, Signale bei der Übertragung auf einer Leiterplatte zu stabilisieren, können Signalintegritäts-Probleme eine Reihe interessanter Effekte hervorrufen. Eine einfache Lösung für diese Probleme bringen die IBIS-Modelle, aus denen sich wichtige Variablen für Signalintegritäts-Berechnungen und das Leiterplattendesign extrahieren lassen.

Die Werte, die man aus einem IBIS-Modell entnehmen kann, sind ein integraler Bestandteil der Berechnungen, die beim Design zum Thema Signalintegrität durchgeführt werden. Beim Anpassen von Leitungen in einem System müssen die elektrischen Impedanzen und Eigenschaften der integrierten Schaltungen und Leiterbahnen bekannt sein.

Bild 1: Schema einer massebezogenen Übertragungsleitung mit Sender, Leitung und Empfänger (Bild: TI)

Bild 1 zeigt eine Prinzipdarstellung einer massebezogenen Leitung. Für die Leitung können die Ausgangs-Impedanz des Senders (ZT, Ω) und die Eingangsimpedanz des Empfängers (ZR, Ω) aus dem IBIS-Modell des Schaltkreises entnommen werden. Die Datenblätter der IC-Hersteller enthalten diese Angaben unter Umständen nicht, doch lassen sich die Werte allesamt aus dem IBIS-Modell des betreffenden Bausteins extrahieren.

Wellenwiderstand, Signallaufzeit und Leiterbahnlänge

Übertragungsleitungen werden durch vier Parameter definiert: den Wellenwiderstand (Z0, Ω), die spezifische Signallaufzeit auf der Leiterplatte (D, ps/cm), die Signallaufzeit in der Leitung (tD, s) und die Leiterbahnlänge (LENGTH, cm). Der Z0-Wert einer FR-4-Leiterplatte liegt typischerweise zwischen 50 und 75 Ω, während D zwischen 55 und 71 ps/cm beträgt. Die tatsächlichen Werte von Z0 und D hängen vom Werkstoff der Übertragungsleitung und ihren mechanischen Abmessungen ab [1]. Die Signallaufzeit (tD) auf der jeweiligen Leiterplatte ist das Produkt aus der spezifischen Signallaufzeit D und der Leiterbahnlänge LENGTH. Bei FR-4-Platinen mit einem Wellenwiderstand von 50 Ω liegt die spezifische Signallaufzeit einer Leiterbahn bei 70 ps/cm.

Entscheidend ist die Ausgangsimpedanz

Der entscheidende Wert, der zur Beurteilung der Signalintegrität benötigt wird, ist die Ausgangsimpedanz ZT. Damit man die Ausgangsimpedanz ermitteln kann, enthält der mit [Pin] überschriebene Bereich des IBIS-Modells die ohmschen, induktiven und kapazitiven Widerstandskomponenten zu jedem Pin. Um ein klareres Bild zu erhalten, nimmt man zur Gehäusekapazität noch die Kapazität des jeweiligen Puffers (C_comp) hinzu.

Bild 2: Das Listing des Modells ads1296zxg samt der Werte für C_pin (Bild: TI)

Das Schlüsselwort [Pin] bezieht sich auf ein bestimmtes Gehäuse, das von den Angaben unter [Component], [Manufacturer] und [Package] oberhalb des Schlüsselworts [Pin] beschrieben wird. Man findet die Gehäuse spezifische Kapazität und Induktivität für den jeweiligen Pin in der Tabelle zum Schlüsselwort [Pin]. Zum Beispiel ist im Modell ads129x.ibs [2] (Bild 2) zu sehen, wo man nach den Werten L_pin und C_pin des Signals GPIO4 an Pin 5E (PBGA-64-Gehäuse) suchen muss. Die Werte L_pin (Pin-Induktivität) und C_pin (Pin-Kapazität) für dieses Signal und dieses Gehäuse lauten 1,489 nH bzw. 0,28001 pF. Der zweite interessierende Kapazitätswert ist die Angabe C_comp unter dem Schlüsselwort [Model]. Bild 3 zeigt ein Beispiel für die Auflistung von C_comp im Modell DIO_33 [2].

Bild 3: Beispiel für die Auflistung von C_comp im Modell DIO_33 [2] (Bild: TI) Bild 3: Beispiel für die Auflistung von C_comp im Modell DIO_33 [2] (Bild: TI)In Bild 3 steht das Zeichen ‚|‘ stets für einen Kommentar. Die C_comp-Angaben [3] lauten hier: C_comp_typ (nom PVT): 3,0727220 e–12 C_comp_min (fast PVT): 2,3187130 e–12 C_comp_max (slow PVT): 3,8529520 e–12 Die Liste lässt dem Leiterplattendesigner die Entscheidung zwischen drei Werten. Für das Design der Übertragungsleitung auf der Leiterplatte ist der typische Wert von 3,072722 pF die richtige Wahl.

Literatur

[1] Johnson, G.: High-speed Digital Design: A Handbook of Black Magic, Prentice Hall, ISBN: 0-13-395724-1 [2] ads129x.ibs, IBIS Model, sbam021b,Texas Instruments [3] Baker, B.: “Beyond the Data Sheet with IBIS”, EDN, 25. Mai 2011

Von Bonnie Baker, Texas Instruments.

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Einfache Schutzschaltung für Netzteile

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Es handelt sich quasi um die Nachbildung eines Thyristors, welcher mit diskreten Bauteilen realisiert wird. Die beiden Transistoren sind normalerweise ausgeschaltet. Um die Sicherung durchzuschalten wird entweder an die Basis des PNP Transistors Masse gelegt oder aber positives Potential an die Basis des NPN Transistors – solange, bis einer der beiden Transistoren durchschaltet. Der dabei fließende Kollektorstrom schaltet den jeweils anderen Transistor durch, dies wiederum hält den zuvor eingeschalteten Transistor eingeschaltet. Die Schutzschaltung ist nun selbstgesteuert. Der Strom wird nur durch den Innenwiderstand der Quelle und die jeweiligen Eigenschaften des Transistors begrenzt, sodass der Schaltkreis einen Kondensator mit hoher Geschwindigkeit entladen kann.


Bild 1: Ein Thyristor mit gesteuertem Haltestrom wird mit diskreten Bauteilen realisiert

Eine interessante Eigenschaft dieser Schaltung ist, dass Sie den Haltestrom des Thyristors durch Wahl der Widerstandswerte einstellen können. Damit die Schaltung nach seiner Auslösung aktiv bleibt, muss die Spannung an den zwei Basis-Emitter-Übergängen wenigstens so hoch sein (~0,7 V), dass sie auch eingeschaltet bleiben. Dies bedeutet, dass die Schaltung sperrt, wenn diese mit einem Strom von mindestens Vbe/R1 + Vbe/R2 gespeist wird. Ist die Schaltung parallel zu einem Kondensator, welcher nur mit einem kleinen Strom gespeist wird, entlädt die Schutzschaltung den Kondensator. Sobald nun der Strom unterhalb des Haltestrom abfällt, schaltet sich die elektronische Sicherung selbst aus.

Bild 2 zeigt einen Bereich innerhalb der Rückkopplung, in dem diese Schaltung sinnvoll eingesetzt werden kann. Es handelt sich um einen netzgespeisten 48V-Sperrwandler, welcher die Thyristorersatzschaltung im Falle eines Fehlers innerhalb der Regelschleife zur Überspannungs-Schutzabschaltung nutzt.

Sobald eine Eingangsspannung angelegt wird, lädt der Strom durch R3 und R4 den Pufferkondensator C3 auf. Wenn die Spannung an C3 ausreichend hoch ist, wird der PWM-Baustein aktiv, taktet den Leistungs-FET Q3 und überträgt Energie zum Ausgang der Stromversorgung. Die Ausgangsspannung wird durch Steuerung des Stroms im Optokoppler U1 geregelt, der die durch den Transformator übertragene Energie steuert.


Bild 2: Der Thyristor-Ersatzschaltung kann sperrend oder nicht sperrend dimensioniert werden.

Die Schaltung mit Optokoppler U3 wiederum generiert eine isolierte Überspannungsschutzabschaltung. Die Zenerdioden D5 und D6 sind so gewählt, dass sie im normalen Betrieb nicht leitend sind. Im Fall einer Überspannung gehen sie in den leitenden Zustand über und zwingen damit einen Strom durch den Optokoppler U3, der die Sicherung, bestehend aus Q4 und Q5, auslöst. Die Schutzschaltung entlädt den Pufferkondensator C3 und U2 schaltet ab, sobald die VDD-Spannung die Unterspannungsschwelle des PWM’s U2 erreicht.

Die Schutzschaltung setzt das Entladen des Pufferkondensators so lange fort, bis die Spannung nahe bei 1 Volt liegt. An diesem Punkt kommt es auf die Dimensionierung von R3, R4, R14 und R16 an. R3 und R4 begrenzen den Strom, der von der Eingangsseite zur Verfügung steht, und R14 und R16 bestimmen den Haltestrom welcher für die Sicherung, benötigt wird. Wenn R14 und R16 kleine Werte aufweisen, schaltet sich die Sicherungsschaltung wieder aus, der Pufferkondensator wird wieder aufgeladen und das Netzteil versucht erneut hochzufahren.

Bei dieser Dimensionierung setzen im Fehlerfall kontinuierliche Startversuche ein. Wenn die Widerstände ausreichend hohe Werte aufweisen, bleibt die Sicherungsschaltung beständig eingeschaltet und die Stromversorgung muss manuell aus- und wieder eingeschaltet werden, um diese zurückzusetzen. In diesem Fall finden also keine kontinuierlichen Startversuche statt. Eine weitere wichtige Komponente in diesem Schaltkreis ist Vorwiderstand R5, der die Hilfsversorgungsspannung nach dem Auslösen der Schutzschaltung begrenzt. Normalerweise dient dieser Widerstand dazu, den Pufferkondensator C3 nicht auf Spannungsspitzen aufzuladen.

Diese Schaltung kann auf mehrere Arten eingesetzt werden, insbesondere, da eine steigende oder fallende Flanke zu ihrer Auslösung verwendet werden kann. Der Überspannungsschutz kann beispielsweise auch auf der Primärseite implementiert werden, indem eine Zenerdiode zwischen die Hilfsspannung und die Basis von Q5 geschaltet wird. Sie können einen Temperatursensor mit einem High-Low-Übergang zur Ansteuerung der Basis von Q4 verwenden. Oder Sie verwenden einen Komparator auf der Sekundärseite, um eine sehr exakte Überstromschutzabschaltung mit Hilfe eines Optokopplers zu erzielen, ähnlich wie in Bild 2.

Zusammenfassend lässt sich sagen, dass dieses Schutzschaltung, bestehend aus Transistoren im Wert von 2 bis 3 Cent, sehr vielseitig ist. Diese kann entweder durch High-Low- oder Low-High-Übergänge ausgelöst werden und kann auch kontinuierlich sperrend oder nicht sperrend arbeiten, je nachdem, welche Widerstandswerte Sie wählen. Lesen Sie auch die nächste Ausgabe, in der wir uns mit dem Sprungantworten von unstetigen und stetigen Netzteilen beschäftigen und zeigen, dass Effizienz nicht den einzigen Grund für die Verwendung von Synchrongleichrichtern darstellt.

EPAP - Diskrete Bauelemente, EPAP - Grundlagen

Bemessung der Stromwelligkeit für Eingangskondensatoren

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Ein interessanter Aspekt tritt bei der Auswahl des Eingangskondensators für Kleinleistungsnetzteile auf. Der Rippelstrom des Kondensators ist gegenüber dem Spannungsbereich, in dem die Stromversorgung arbeiten soll, abzuwägen.

Aus einer Erhöhung der Eingangskapazität resultiert mehr Rippelstrom und der Eingangsspannungsbereich des Netzteils wird durch Verringerung des Spannungsabfalls im Eingangskondensator begrenzt. Dies wirkt sich sowohl auf das Windungsverhältnis des Transformators als auch auf Spannungs- und Strombelastungen innerhalb des Netzteils aus.


Bild 1: Brückengleichrichter werden in den meisten Netzteilen eingesetzt

Ein größerer Rippelstrom im Kondensator resultiert in weniger RMS Stress und in eine effizientere Stromversorgung. Bild 1 und 2 stellen zwei Gleichrichterkonfigurationen dar, welche in Netzteilen eingesetzt werden. Bild 1 zeigt einen üblichen Brückengleichrichter, der die AC-Eingangsspannung einfach gleichrichtet und einen Kondensator speist.

Diese Art der Schaltung findet in einem weiten Bereich von universellen und 230-VAC-Netzteilen Anwendung. Der Kondensator lädt sich bis zum Spitzenwert der Sinuswelle auf und entlädt sich während der meisten Zeit der Halbwelle. Der Rippelstrom im Kondensator setzt sich aus zwei Komponenten zusammen.

Die erste ist die Ladephase, in welcher der Strom durch den Wert des Kondensators und die anliegende Spannungssteilheit dV/dt festgelegt wird. Die zweite ist die Entladung des Kondensators. Netzteile stellen Lasten mit konstanter Leistung dar, daher entlädt sich der Kondensator mit nichtlinearer und kann als Energieänderung berechnet werden: W = ½ * C *V^2 = P * dt.


Bild 2: Die Spannungsverdopplung begrenzt den Netzspannungsbereich

Bild 2 zeigt einen Gleichrichter mit Spannungsverdopplung, der in zahlreichen 115/230-VAC-Anwendungen eingesetzt wird. Wenn Sie eine 230-VAC-Anwendung entwerfen, muss die Eingangsstufe Maximalspannungen in Höhe der maximalen Eingangsspannung (265VAC) multipliziert mit dem Crestfaktor, also fast 400Volt verarbeiten können. Bei einer Eingangsspannung von 115VAC erhöht der Spannungsverdoppler die gleichgerichtete Spannung nahezu auf den Pegel des 230-VAC-Eingangs.

Daher ist es ausreichend, die Stromversorgung nur für den 230-VAC Eingang auszulegen und so den Bereich der gleichgerichteten Spannung, in dem das Netzteil arbeitet, zu verkleinern. Das Umschalten zwischen den Eingangsspannungsbereichen erfolgt üblicherweise mit einem Jumper oder Schalter. Der einzige Nachteil an dieser Lösung ist, dass Anwender zuweilen die 230-VAC-Eingangsspannung verdoppeln und das Netzteil damit zerstören. Bild 2 zeigt einige der Kurvenformen im Verdopplerschaltkreis.

Der Nullleiter wird zwischen den Kondensatoren angeschlossen. Jeweils zwei Gleichrichter speisen die Eingangsspannung abwechselnd in jeden Kondensator ein. Jeder Kondensator wird pro Periode einmal bis zur Netzspitzenspannung aufgeladen und besitzt somit eine Rippelkomponente mit Netzfrequenz 50Hz/60Hz. Da die Kondensatoren phasenverschoben geladen werden, ist die Rippelfrequenz in der Summe dann doppelt so hoch wie die Netzfrequenz.


Bild 3: Ein großer Kondensator verringert den Eingangsspannungsbereich und erhöht den Wirkungsgrad.

Bild 3 zeigt einen Spannungsabfall, der durch uF/W für vier Gleichrichter-/Eingangsspannungsvarianten normiert wird. Die Brückengleichrichter sind in drei Optionen dargestellt: für Unterspannung in den USA (108 VAC/60 Hz), in Japan (85 VAC/50 Hz) und in Europa (216 VAC/50 Hz). Für Unterspannung in Japan gibt es eine zusätzliche Darstellung mit Spannungsverdoppler.

Für die Graetzbrücke ergibt sich die Normalierung einfach aus der Kapazität geteilt durch die Leistung. Beim Verdoppler berechnet sich die Normierung aus der Kapazität eines der in Reihe geschalteten Kondensatoren geteilt durch die Leistung. Zur Anwendung des Diagramms bestimmen Sie Ihre Gleichrichterkonfiguration und wählen einen geeigneten Spannungsabfall aus. Dann können Sie einfach den Wert uF/W des Eingangskondensators ablesen. Abschließend müssen Sie diesen Wert durch Multiplikation mit der Leistung Ihrer Versorgung hochrechnen.


Bild 4: Eine Erhöhung von uF/W bewirkt keinen nennenswerten Anstieg des Rippelstroms des Eingangskondensators.

Anhand von Bild 4 können Sie dann die Auslegung des Rippelstroms für den Kondensator berechnen. Bild 4 zeigt den normierten Rippelstrom im Vergleich zur normalierten Eingangskapazität. Interessant ist hier, dass der Rippelstrom keine starke Abhängigkeit von der Kapazität zeigt. Dies liegt daran, dass der Strom während der Entladung durch einen nahezu konstanten Verbrauch von der Last festgelegt wird.

Nur während der Ladezyklen unterscheiden sich die Ströme deutlich voneinander. Dies lässt sich am allmählichen Anstieg des Rippelstroms bei Erhöhung der Kapazität (uF/W) erkennen. Der Anstieg resultiert aus den höheren Spitzenströmen bei reduziertem Leitwinkeln bei größerer Kapazität. Beachten Sie, dass das Diagramm nur den Rippelstrom der Netzfrequenz und nicht die Auswirkungen des Rippelstroms der hochfrequent getakteten Stromversorgung enthält.

Zusammenfassend lässt sich sagen, dass Entwickler bei der Auswahl des Eingangskondensators und der Gleichrichterkonfiguration mit einen Kompromiss eingeht. Wenn ein Brückengleichrichter für eine Weitbereichsanwendung gewählt wird, muss die Stromversorgung über einen Eingangsbereich von 4:1 arbeiten. Entscheidet sich der Entwickler jedoch für einen Spannungsverdopplers, um diesen Eingangsbereich zu reduzieren, besteht das Risiko von Überspannungen durch Kundenfehler.

Der Entwickler kann den Betriebsspannungsbereich geringfügig begrenzen, indem er einen geeigneten Eingangskondensator entsprechend den Diagrammen im vorliegenden Artikel wählt. Lesen Sie auch unsere nächste Ausgabe, in der wir uns mit einer kostengünstigen Schutzschaltung für Netzteile beschäftigen.

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Merkwürdige Phänomene beim Einsatz von Instrumentenverstärkern

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Antwort: Am 18. Februar 2013 wurde ein spektakulärer und erfolgreicher Diamantenraub innerhalb von fünf Minuten durchgeführt, während ein Flugzeug für den Flug von Brüssel nach Zürich beladen wurde. Ein geschätzter Wert von 350 Millionen Dollar macht diesen Diamantenraub zu einem der größten aller Zeiten. Von Dieben, die als Polizisten verkleidet waren, wurde eine gut durchdachte Handlung schnell und mit hoher Präzision ähnlich wie in einem Hollywood-Film durchgeführt. Die Fluggäste hatten nichts bemerkt, bis man sie zum Verlassen des Flugzeugs aufforderte. Der Raub löste eine internationale Fahndung aus, um die Räuber vor Gericht zu bringen.

Diejenigen, die sich mit Elektronik beschäftigen, müssen sich mit einer anderen Art des „diamond plots“ beschäftigen. Im Englischen kann man mit „diamond plot“ sowohl den oben beschrieben Diamantenraub bezeichnen, wie auch das Rauten-Diagramm, das das Verhältnis der Eingangs-Gleichtaktspannung zur Ausgangsspannung eines Instrumentenverstärkers beschreibt und oft im Datenblatt zu finden ist.

Beim Einsatz von Instrumentenverstärkern beobachten Entwickler oft ein merkwürdiges Phänomen. Das Problem wird manchmal genau als „der Ausgang ist gesättigt“ bezeichnet. Andere Male kann die Beschreibung etwas kryptischer sein und so lauten: „Der Verstärkungsfehler ist sehr hoch“ oder „Der Verstärker ist sehr nichtlinear“. Oder einfach „er arbeitet nicht, wenn er soll“. Bei uns gibt es keinen Ablaufplan, nach dem wir Kundenprobleme lösen. Falls wir jedoch einen hätten, käme „Prüfen Sie den diamond plot“ gleich nach „Schalten Sie das Bauteil ein“.

Falls sich die Betriebsbedingungen innerhalb der Grenzen des „diamond plot“ befinden, sollte das Bauteil einwandfrei arbeiten. Andernfalls wird der Ausgang in Folge von Sättigung interner Knoten ungültig sein.

Für Leser, die mit Instrumentenverstärkern nicht vertraut sind – diese linearen Bauteile verstärken die Spannungsdifferenz zwischen ihren Eingängen unabhängig von der Eingangsspannung relativ zur Versorgungsspannung. Die Eingangs-Gleichtaktspannung – der Durchschnitt der zwei Eingangsspannungen – wird vom Verstärker unterdrückt.

Natürlich ist der Betrieb auf einen limitierten Spannungsbereich begrenzt. Die meisten Entwickler würden diesen unterhalb der Versorgungsspannung erwarten. So ist dies im Allgemeinen kein Problem. Allerdings verschwindet die Gleichtaktspannung nicht einfach, wenn sie in die Schaltung gelangt. Stattdessen wird sie intern vom gewünschten Signal subtrahiert. Dies bedeutet, dass das verstärkte Signal und die Gleichtaktspannung in die Versorgungsspannung passen müssen. Der Mechanismus, mit dem die Gleichtaktspannung subtrahiert wird, hängt von der speziellen Schaltkreistopologie ab. Dies gibt der Kontur eine bestimmte Form. Dies kann ein Oktagon, ein Hexagon oder ein Parallelogramm sein. Die Bezeichnungen „diamond plot“ kann daher etwas unzutreffend sein, doch diese Diagramme liefert dem Schaltungsentwickler nützliche Informationen bezüglich des richtigen Betriebsbereichs, vorgegeben durch Eingangsspannungen, gewünschter Ausgangsspannungshub, Referenzspannung und Versorgungsspannung.


Bild 1. Eingangs-Gleichtaktspannung gegenüber der Ausgangsspannung

Dieses Problem wird größer, wenn mit niedrigen Versorgungsspannungen und Applikationen mit unipolarer Spannung gearbeitet wird, da das Rauten-Diagramm wesentlich kleiner und der Betriebsbereich noch begrenzter wird. Moderne Instrumentenverstärker wie die Modelle AD8226, AD8227, AD8420 und AD8422 zielen darauf ab, das Rauten-Diagramm so groß wie möglich zu erweitern. Zur Vereinfachung von Niederspannungsdesigns übersteigt das Rauten-Diagramm des AD8237 die Versorgungsspannung (Bild 1).

Bei Ihrer nächsten Entwicklung mit einem Instrumentenverstärker sollten Sie an den „diamond plot“ denken. Zumindest wird aufgrund dieses Plots nicht Interpol vor Ihrer Tür stehen, um die gestohlenen Steine aufzufinden!

Autor: Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices

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Schaltende Bits

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Antwort: Entwickler, die mit schnellen ADCs nicht so gut vertraut sind, erwarten eventuell, dass der Digitalausgang eines Wandlers bei einem statischen Analogeingang konstant bleibt. Dies ist ähnlich wie man ohne Eingangssignal einen einfachen DC-Offsetfehler am Ausgang eines Operationsverstärkers erwartet. Nimmt man das Eingangssignal von einer Verstärkerschaltung und misst die Ausgangsspannung mit einem Digital-Multimeter (DVM), zeigt dieses den Verstärkeroffset an.

Das DVM mittelt die angezeigten Ergebnisse (mit einem ADC!). Allerdings sagt das DVM nichts über das Rauschen am Verstärkerausgang aus. Zum Messen des Rauschens ist ein Oszilloskop oder ein Spektrumanalysator erforderlich.

Wie alle anderen Bauteile in der Signalkette leisten auch ADCs mit ihrem eigenen thermischen Rauschen einen Beitrag zum Gesamtrauschen. Falls man also verifizieren möchte, dass der ADC sich ohne Eingangssignal wie erwartet verhält, muss man einen Block von Daten erfassen und den Mittelwert bilden. Genauso wie es ein DVM mit der Verstärkerschaltung macht. Schnelle ADCs floaten normalerweise zu Code in der Mitte des Ausgangsbereiches plus oder minus Offset. Somit sollte sich der resultierende Durchschnittsausgangscode innerhalb der Offsetspezifikation des ADCs befinden.

Während man den Block von erfassten Daten analysiert, kann man leicht das Rauschverhalten des ADCs überprüfen. Die Datenblattspezifikation ist „Eingangsbezogenes Rauschen“, angegeben als LSBeff.. Die Messung ist bekannt als „Massebezogener Eingangshistogrammtest“, wobei die Nomenklatur von frühen Wandlern stammt, die einen bipolaren Eingangsbereich um Masse hatten. Den Eingang gegen Masse kurzuschließen war gleich wie kein Eingangssignal zu haben. Moderne schnelle Wandler arbeiten normalerweise mit einer unipolaren Spannung. Somit ist statt der Masse ihre eingangsseitige Gleichtaktspannung der Mittelpunkt der Stromversorgung des Schaltungseingangs. Glücklicherweise wird der Histogrammtest durchgeführt, indem man ohne Eingangssignal einen Block mit Daten erfasst. Dies ist bereits erfolgt. Statt den Mittelwert der erfassten Ausgangsdaten zu bilden, sollte man ein Histogramm anfertigen. Für einen typischen schnellen ADC sind eventuell 1LSBeff. Eingangsrauschen spezifiziert. So kann man eventuell eine Gauß’sche Verteilung mit den Offset ±3 Codes sehen. Das eingangsbezogene Rauschen wird als Standardabweichung der erfassten Daten berechnet.

Auf die eingangs gestellte Frage zurückkommend lässt sich sagen, dass das Breitbandrauschen des ADCs für das Umschalten der Ausgänge sorgt – selbst ohne Eingangssignal. Viel Erfolg mit dem restlichen Debugging ihrer Schaltung.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices

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Monolithischer Flyback-Wandler ohne Opto-Koppler ist eine vielseitige Lösung

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Die Produktlinie der Flyback-Wandler ohne Opto-Koppler von Linear Technology, wie der LT3573, LT3574, LT3575, LT3511, LT3512 und LT8300, vereinfachen das Flyback-Design, da sie ein spezielles Messverfahren auf der Primärseite beinhalten und damit die Notwendigkeit für einen Opto-Koppler eliminieren.

Der monolithische Flyback-Wandler ohne Opto-Koppler LT8302 besitzt einen integrierten 65-V-/3,6-A-DMOS-Leistungsschalter mit interner Schleifenkompensation und Soft-Start. Der LT8302 kann mit Eingangsspannungen zwischen 2,8 V und 42 V arbeiten und liefert eine Ausgangsleistung von bis zu 18 W. Bei geringer Last hat er einen Burst-Modus mit geringer Welligkeit der Ausgangsspannung, was zu geringen Leistungsverlusten im Standby-Modus und geringer benötigter externer Komponentenanzahl führt.

Leistungsfähigkeit und einfacher Einsatz


Bild 1: Vollständiger, galvanisch getrennter 5-V-Flyback-Wandler mit einem Eingangsspannungsbereich von 2,8 V bis 42 V

Der LT8302 vereinfacht die Entwicklung eines galvanisch getrennten Flyback-Wandlers, indem er die isolierte Ausgangsspannung direkt am Flyback-Signal auf der Primärseite abtastet. Diese Lösung erfordert für die Regelung keine dritte Wicklung oder einen Opto-Koppler. Die Ausgangsspannung wird über zwei externe Transistoren und einen optionalen temperaturkompensierten Widerstand programmiert. Durch das Integrieren der Schleifenkompensation und dem Soft-Start, minimiert der Baustein die Anzahl der erforderlichen externen Komponenten, wie in Bild 1 dargestellt. Die Betriebsart Boundary-Modus erlaubt den Einsatz von Trafos moderater Größe, unter Beibehaltung einer exzellenten Lastregelung. Der Betrieb im Burst-Modus mit geringer Ausgangspannungswelligkeit resultiert in einem hohen Wirkungsgrad bei geringen Lasten, wobei gleichzeitig die Welligkeit der Ausgangsspannung minimiert wird.


Bild 2: Wirkungsgrad der Flyback-Wandlung für den Wandler in Bild 1

Bild 1 zeigt eine komplette Flyback-Schaltung mit dem LT8302. Dieser Wandler besitzt bis zu 85% Wirkungsgrad, wie in Bild 2 dargestellt, und hat dank seinem geringen Ruhestromeinen Wirkungsgrad von 82% mit einem Verbraucher von 10 mA und 5 V Eingangsspannung.

Geringer IQ, geringe Vorlast und hoher Wirkungsgrad

Bei sehr kleinen Lasten reduziert der LT8302 die Schaltfrequenz und behält gleichzeitig die minimale Strombegrenzung bei. Unter diesen Bedingungen geht er in den Burst-Modus mit geringer Welligkeit der Ausgangsspannung über, in dem der Baustein zwischen Schlaf- und Schalt-Modus hin und her schaltet. Der typische Ruhestrom liegt bei 106 µA im Schlaf- und 380 µA im Schalt-Modus, was den effektiven Ruhestrom weiter reduziert.

Die typische minimale Schaltfrequenz liegt etwa bei 12 kHz, wobei die Schaltung eine sehr kleine Vorlast benötigt (typisch 0,5% der Volllast). Deshalb sind die Leistungsverluste des LT8302 im Standby-Modus sehr gering – eine Voraussetzung für Applikationen, die einen hohen Wirkungsgrad bei ständig eingeschalteten Systemen erfordern.

Stromversorgungen mit negativer Eingangsspannung

Bild 3: Auf-/Abwärtswandler mit negativer Eingangsspannung und positiver Ausgangsspannung

In einer typischen Stromversorgung mit negativer Eingangsspannung ist der Masse-Pin des ICs mit dem negativen Eingangspegel, einer variierenden Spannung, verbunden ist. Als Ergebnis ändert sich seine Ausgangsspannung mit der Eingangsspannung, vorausgesetzt dass keine Pegel anhebende Schaltung eingesetzt wird. Das besondere Rückkoppel-Messverfahren des LT8302 kann direkt über die Signalform der Schaltknotenspannung einfach eine geregelte Ausgangsspannung kreieren, was die Pegel anhebende Schaltung eliminiert, die sonst nötig wäre.

Bild 3 zeigt einen einfachen Auf-/Abwärtswandler mit negativer Eingangs- und positiver Ausgangsspannung, und Bild 4 stellt einen einfachen Abwärtswandler mit negativer Ein- und Ausgangsspannung dar.

Zusammenfassung


Bild 4: Abwärtswandler mit negativer Eingangsspannung und negativer Ausgangsspannung

Der LT8302 arbeitet über einen weiten Eingangsspannungsbereich von 2,8 V bis 42 V und liefert bis zu 18 W an galvanisch getrennter Ausgangsleistung, ohne dazu eine dritte Wicklung oder einen Opto-Koppler zu benötigen. Er beinhaltet eine ganze Reihe an Funktionen, die die Komponentenanzahl minimieren, wie der Betrieb im Burst-Modus mit sehr geringer Welligkeit der Ausgangsspannung; internem Soft-Start, Unterspannungssperrfunktion, Temperaturkompensation und interner Kompensation der Rückkoppelschleife.

Der LT8302 eignet sich ideal für eine Vielzahl von Anwendungen, angefangen bei batteriebetriebenen Systemen, über Stromversorgungen im Automobil, in der Industrie, in der Medizintechnik und Telekommunikation sowie galvanisch getrennten Hilfs-/Betriebsstromversorgungen. Der hohe Integrationsgrad resultiert in einfacher Anwendbarkeit, geringer externer Komponentenanzahl, hohem Wirkungsgrad und einer vielseitigen Lösung zur Bereitstellung von galvanisch getrennter Stromversorgungsleistung.

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Diskretion ist der bessere Teil

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Antwort: Diskret. (Entschuldigung, hier konnte mein Kollege nicht widerstehen.)
In der Praxis, nicht zu sorgfältig. Mein Kollege hat Ingenieure erlebt, die sich tagelang mit der Suche nach dem besten diskreten Transistor für einen langsamen Logik-Inverter gequält haben. Dabei waren sie nahe am Zusammenbruch, weil sie nicht genau den gleichen Transistor finden konnten, der als Emitter-Folger in einer Applikationsschrift verwendet wurde.

Vorausgesetzt, dass einige grundlegende Fragen adressiert wurden, arbeiten viele verschiedene Transistoren in einer Vielzahl von Anwendungen gleich gut.

In vielen Anwendungen spielt es wirklich keine Rolle, ob man einen Bipolar-Junction-Transistor (BJT) oder einen MOSFET einsetzt. Beide benötigen natürlich unterschiedliche Beschaltungen. Der Transistor braucht möglicherweise Basis-Widerstände, während der MOSFET ohne sie auskommt. Auch wird der MOSFET eine größere Eingangskapazität aufweisen. Dies ist im Hinblick auf die Stabilität zu berücksichtigen. Beide Varianten arbeiten jedoch gut als Halbleiter-Trioden in Verstärkern, Oszillatoren und Logik. Der BJT nimmt Basis-Strom auf, hat aber eine größere Kapazität. Der MOSFET hat einen verschwindend geringen Gate-Strom, aber eine recht hohe Gate-Kapazität. Die physikalischen Eigenschaften und die Wahl des Bauteils spielen in einigen Fällen natürlich eine Rolle. Zum Beispiel wenn die thermischen Eigenschaften der Basis/Emitter-Sperrschicht eines BJTs für Temperaturmessungen verwendet werden.

Man muss aufpassen, dass unabhängig vom Bauteil die richtige Polarität gewählt wird (ist es ein NPN/N-Kanal oder ein PNP/P-Kanal?). Sicherzustellen ist, dass die Schaltung, egal welcher Transistor gewählt wurde, sowohl im Ruhezustand, als auch im Betrieb, ihre absoluten Maximalspezifikationen nicht übersteigt.

Für den Rest muss man verstehen, welche Eigenschaften wichtig sind und welche ohne Auswirkung auf die Leistungsfähigkeit der Schaltung variieren können. Bei der Wahl von Transistoren werden diese Eigenschaften im Detail beachtet. Man kommt zu dem Schluss, dass die beste Vorgehensweise bei der Wahl eines Transistors so lautet: „Jedes Bauteil, das Eigenschaften aufweist, die besser als xxxx, yyyy und zzzz sind, arbeitet sehr wahrscheinlich in dieser Schaltung. Die SPICE-Analyse hat gezeigt, dass die 2Naaaa, 2Nbbbb und 2Ncccc in Simulationen alle arbeiten. Mit dem 2Naaaa aufgebaute Prototypen arbeiten definitiv gut. Allerdings sollten viele andere Transistoren mit ähnlichen Eigenschaften gleich akzeptabel sein.”

Ganz gleich, welches Bauteil man wählt, sollte man sicherstellen, dass es diskret ist. Denn man möchte nicht, dass die Kollegen darüber reden, wie wenig Sie sich mit der Wahl von Transistoren befassen. Obwohl es in der Tat gutes Engineering ist, eine Über-Spezifizierung zu vermeiden. Henry Ford sagte einmal: „Ein Ingenieur kann für wenige Cent das tun, wofür jeder andere Mensch einen Dollar braucht.“

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices