Diese Zusammenhänge sollen im vorliegenden Power Tipp an Hand eines Sperrwandlers mit zwei Ausgängen (3,3 V/0,5 A und 5 V/2 A) verdeutlicht werden. In der Schaltung in Bild 1 bestimmen die Gleichrichter D1 und D3 das Windungsverhältnis zwischen den Wicklungen für 3,3 V und 5 V.

Bild 1: Die Kreuzregelung bei einem Sperrwandler mit zwei Ausgängen spart einerseits Geld, geht aber andererseits auf Kosten der Regeleigenschaften. (Bild: TI)

Als erstes muss über die Nennspannung der Gleichrichter entschieden werden. Diese ergibt sich aus der Differenz zwischen der Ausgangsspannung und der von der Primärseite reflektierten Spannung, zuzüglich einer gewissen Sicherheitsmarge für Oszillationen und Derating. Im vorliegenden Fall eignen sich 30-V-Dioden für den 3,3-V-Ausgang, während für den 5,0-V-Ausgang Dioden mit 40 V Nennspannung gewählt werden. Als nächstes gilt es über die Art des Gleichrichters zu entscheiden: soll eine Ultra-Fast-Recovery-Diode, eine Schottky-Diode oder ein MOSFET zum Einsatz kommen?

Bild 2 zeigt die Strom-Spannungs-Kennlinien dieser Bauelemente über einen weiten Strombereich sowie bei Temperaturen von -40 °C und +125 °C. Meist wird ein maximaler Strom vorgegeben, den eine Stromversorgung liefern können muss. Dagegen gibt es meist nur wenige Vorgaben in Bezug auf den Mindeststrom – abgesehen vielleicht von der Aussage, dass gelegentlich kein Laststrom fließt. Diese großen Schwankungen des Spannungsabfalls gefährden die Stabilität der Regelung, und zwar – wie weiter unten beschrieben wird – besonders bei niedrigen Spannungen.

Häufig statten Designer die Stromversorgung mit Vorlast-Widerständen aus, um die Breite des Lastbereichs auf diese Weise einzugrenzen. Ein wichtiger Aspekt bei dem im lückenden Betrieb arbeitenden Sperrwandler, um den es hier geht, ist die Tatsache, dass der Spitzenwert des Diodenstroms das Vierfache des Ausgangsstroms beträgt. Bei einem Ausgangsstrom von 1 A fließen somit maximal 4 A in der Diode.

Bild 2: MOSFETs können die großen Spannungsschwankungen am Gleichrichter abmildern, die die Kreuzregelung beeinträchtigen. (Bild: TI)

In Bild 2 weist die Fast-Recovery-Diode den größten Spannungsabfall und eine Schwankungsbreite von 0,6 V über den erwarteten Strombereich auf. Bei der Schottky-Diode ist der Spannungsabfall geringer, doch auch hier variiert die Spannung um mehr als 0,4 V über den Strombereich. Am geringsten sind der Spannungsabfall und die Spannungsschwankungen bei den MOSFETs. Allerdings kosten diese Bauteile auch am meisten, und die erforderlichen Treiberschaltungen erhöhen die Kosten zusätzlich und vergrößern die Abmessungen der Stromversorgung.

Sobald man über die Spannungsabfälle an den Gleichrichtern Bescheid weiß, kann man im nächsten Schritt die Windungszahl für die Sekundärwicklung des Übertragers bestimmen. Die verfügbare Schwankungsbreite des magnetischen Flusses durch Sättigung und Kernverluste legt die Mindestanzahl der Windungen fest. Von diesem Startwert ausgehend, lässt sich Tabelle 1 erstellen.

Tabelle 1: Große Schwankungen des Spannungsabfalls am Gleichrichter machen die Kreuzregelung zunichte. (Bild: TI)

In Fall 1 beginnt die Tabelle mit einer Wicklung von einer Windung zwischen dem 3,3-V- und dem 5-V-Ausgang, wobei der 5-V-Ausgang auf der Grundlage eines perfekt geregelten 3,3-V-Ausgangs berechnet wird.

Bei den nominellen Spannungsabfällen für die Dioden und einer 3,3-V-Wicklung von zwei Windungen steigt die Spannung am 5-V-Ausgang auf 5,2 V, was einem Anfangsfehler von 4 % entspricht. Der Fehler verschlechtert sich infolge parasitärer Effekte in der Schaltung (z. B. Widerstände und Induktivitäten im Übertrager).

Fall 2 gibt die Spannungs-Extrema bei einem stark belasteten 3,3-V-Ausgang und einem nur leicht belasteten 5-V-Ausgang wieder. Der Fehler beläuft sich hier auf 13 %. In den Fällen 3 und 4 wurde die Schottky-Diode am 5-V-Ausgang durch eine Fast-Recovery-Diode ersetzt, wobei die Ergebnisse jedoch nicht gerade hervorragend sind. Im nominellen Fall ergibt sich zwar eine gewisse Verbesserung, doch unter ungünstigsten Umständen (Worst-Case) verschlechtert sich das Resultat um 20 %.

In den Fällen 7 und 8 wurde die Windungszahl angepasst, um eine bessere Kombination zu finden. So sind die Fälle 7 und 8 mit einem Anfangsfehler von etwa 5 % deutlich besser. Nachteilig an der Steigerung der Windungszahl ist, dass die Kupferverluste in der Sekundärwicklung wesentlich größer sind. Jede Windung halbiert den Flächenbedarf, und der Widerstand pro Windung verdoppelt sich.

Auch die Windungslänge wächst um den Faktor zwei, ebenso wie der Widerstand. Die Verbesserung des Anfangsfehlers muss mit viermal so hohen Verlusten in der Sekundärwicklung erkauft werden. Fall 9 macht deutlich, dass das beste Ergebnis mit MOSFETs erzielt wird, was auf den geringen Spannungsabfall dieser Bauelemente zurückzuführen ist. Bei den nominellen Spannungsabfällen liegt kein Anfangsfehler vor.

Als Resümee des eben Geschriebenen lässt sich festhalten: Die Spannungsabfälle an den Gleichrichtern können die Kreuzregelung von Sperrwandlern mit geringer Ausgangsspannung und mehreren Ausgängen entscheidend beeinträchtigen. Verschärft wird dieses Problem, wenn die Lastströme stark variieren und folglich auch die Spannungsabfälle an den Gleichrichtern großen Schwankungen unterliegen. Vorlasten können dazu beitragen, den Lastbereich zu verringern, jedoch muss man hierfür größere Verluste und einen schlechteren Wirkungsgrad hinnehmen. Die besten Regeleigenschaften erhält man mit Gleichrichtern, an denen nur geringe Spannungen abfallen.

Die besten Resultate stellen sich mit MOSFETs ein, die als Synchrongleichrichter genutzt werden, allerdings erhöht dies die Kosten, und auch Umfang und Komplexität der Schaltung nehmen zu. Auf dem nächsten Platz liegen die Schottky-Dioden, gefolgt von normalen Sperrschichtdioden. Ein iteratives Problem ist ferner die Festlegung der Windungszahlen für den Übertrager. Hier muss zwischen der Anfangsgenauigkeit und den Verlusten im Übertrager abgewogen werden.

Als Beispiel für eine solche Schaltung zeigt Bild 1 einen Offline-Sperrwandler geringer Leistung, der einen Ausgang mit 3,3 V und einen weiteren mit einer Ausgangsspannung von 5 V  besitzt. Für den 3,3-V-Ausgang war eine Regelgenauigkeit von ±5 % gefordert, während der 5-V-Ausgang auf ±10 % genau geregelt werden sollte. Das Design enthält einige Techniken zur Verbesserung der Kreuzregelung. In doppelter Hinsicht hilfreich ist dabei die Tatsache, dass die Sekundärwicklung des Übertragers mit einem Mittenabgriff versehen ist, um die beiden Ausgangsspannungen von 3,3 V und 5 V zu erzeugen.

Bild 1: Der Widerstand R18 ermöglicht es, die Regelung der Ausgangsspannung zu gewichten. (Bild: TI)

Die Streuinduktivität zwischen den beiden Ausgängen wirkt sich auf die Kreuzregelungs-Eigenschaften aus. Die Wicklung mit Mittenabgriff aber hilft, diese Streuinduktivität zu minimieren. Wird der 3,3-V-Ausgang geregelt, so kompensiert die Regelung den Spannungsabfall an der Wicklung, und nur die Spannung an der verbleibenden 5-V-Wicklung verändert sich. Tatsächlich hat man es mit einer Schwankung an einer 1,7-V-Wicklung (anstatt einer 5-V-Wicklung) zu tun. R6 und D5 unterstützen die Regelfunktion, wenn die 5-V-Wicklung gering belastet ist, während an der 3,3-V-Wicklung eine große Last liegt. Wenn der primärseitige FET in dieser Situation abschaltet, ist in der Streuinduktivität viel Energie gespeichert, die in einer gering belasteten Sekundärwicklung die Peak-Erkennung ermöglicht. R6 und D5 fungieren hier als geschaltete Last, die nur einen geringen Strom zieht, bis sich die Spannung dem Abregelpunkt nähert.

Bild 2: Die Regelung des 3,3-V-Ausgangs kann bewirken, dass die Spannung am 5-V-Ausgang aus dem spezifizierten Bereich herausfällt. (Bild: TI)

Bild 2 zeigt die Kreuzregelung der Ausgangsspannungen als Funktion des Laststroms ohne den in Bild 1 gezeigten Widerstand R18. Die Regelung des 3,3-V-Ausgangs arbeitet exakt – und dies über alle Lastkombinationen hinweg. Die Lastlinie zeigt über den Ausgangsstrom einen flachen verlauf. Entscheidend für die Regelgenauigkeit sind hauptsächlich die Toleranzen der Widerstände sowie die Toleranz und die Temperatureigenschaften der Referenz. Da der 5-V-Ausgang im vorliegenden Fall jedoch unzureichend geregelt wird, werden die Spezifikationen nicht eingehalten. Dieser Mangel kann auf mehrere Faktoren zurückgeführt werden.

Zunächst ist die fehlende Regelung des 5-V-Ausgangs anzuführen. Einige Widerstände liegen außerhalb des Regelkreises am 3,3-V-Ausgang, und auch die Streuinduktivität zwischen den beiden Sekundärwicklungen beeinträchtigt die Regelung des 5-V-Ausgangs. All dies führt dazu, dass es für einen bestimmten Strom am 3,3-V-Ausgang zwei Ausgangsregelungs-Kurven für den 5-V-Ausgang gibt. Hinzu kommt, dass eine Last am 3,3-V-Ausgang die Spannung am 5-V-Ausgang ansteigen lässt. Ein Beispiel für diesen Effekt ist die 3,3-V-Diode. Bei höheren Ausgangsströmen fällt an ihr mehr Spannung ab, woraufhin die Regelung die Spannung am Übertrager anhebt, um dies zu kompensieren. Die Spannungszunahme aber wirkt sich proportional auch am 5-V-Ausgang aus. So erklärt sich der Anstieg der Spannung an diesem Ausgang.

In der gezeigten Schaltung erfüllt der 3,3-V-Ausgang die Vorgaben einwandfrei, während der 5-V-Ausgang aus den Spezifikationen herausfällt. Als mögliche Verbesserungsmaßnahme könnte man die Regelung auf den 5-V-Ausgang wirken lassen. In diesem Fall wären die 5 V geregelt, während sich am 3,3-V-Ausgang eine Toleranz von ±10 % einstellen würde, die deutlich aus dem spezifizierten Bereich herausfällt. Das Design muss aber beide Regelfenster einhalten und somit auf einen Mittelweg zwischen diesen beiden Extremen zielen. Dies ist durch Einfügen der Widerstände R12 und R18 möglich.

Um zu bestimmen, welche Ausgangsspannungs-Schwankung verkraftet werden müssen, muss zunächst eine Kurve wie in Bild 2 erstellt und die Toleranz berechnet werden. Hält man den 3,3-V-Ausgang konstant, schwanken die 5 V um ±12 %. Möchte man die Schwankungsbreite auf beide Ausgänge verteilen, kann man beispielsweise 2 % Toleranz am 3,3-V-Ausgang zulassen, am 5-V-Ausgang dagegen 9 %. Damit bliebe ein Spielraum von einem Prozentpunkt für jeden Ausgang. Zum Berechnen der Widerstände des Spannungsteilers werden zunächst einige Gleichungen bei den Spannungs-Extrema aufgestellt, um den Strom in R15 zu berechnen und anschließend nach dem Widerstandsverhältnis aufzulösen.

Sobald diese Verhältnisse feststehen, kann man einen der drei Widerstände auswählen und nach dem verbleibenden Widerstand auflösen. Wird also der Wert von R18 vorgegeben, lässt sich R12 aus dem oben angegebenen Verhältnis berechnen. Anschließend wird der Strom durch die beiden oberen Widerstände ausgerechnet. R15 lässt sich schließlich an Hand der Tatsache errechnen, dass an ihm eine Spannung von 1,25 V abfällt und er von der Summe beider Ströme durchflossen wird.

Bild 3: Mit Abstrichen an der Regelgenauigkeit des 3,3-V-Ausgangs wird erreicht, dass der 5-V-Ausgang ebenfalls die Spezifikationen erfüllt. (Bild: TI)

Bild 3 zeigt, wie sich die Regelung – mit gewissen Abstrichen an der Regelgenauigkeit des 3,3-V-Ausgangs – so abwandeln lässt, dass sie die Spezifikationen erfüllt.

Um die geforderte Regelgenauigkeit eines Netzteils mit mehreren Ausgangsspannungen zu erzielen, sind also nicht unbedingt mehrere Regelkreise erforderlich. Die allgemeinen Regeleigenschaften lassen sich bereits mit Vorlasten und eng gekoppelten Wicklungen verbessern. Zusätzlich ist eine gewichtete Regelung mehrerer Ausgänge möglich. Dabei wird vorgegeben, in welchem Ausmaß jeder Ausgang bei der Regelung berücksichtigt werden soll. Ein einziger zusätzlicher Widerstand im Regelkreis kann dabei viel Schaltungsaufwand einsparen.

Die verfügbaren Bauelemente weisen wegen parasitärer Effekte außerdem große Toleranzen auf. Sehr einfach zu finden sind 100-pF-Kapazitäten dagegen als parasitäre Elemente in einem Netzteil-Design. Fest steht, dass diese Kapazitäten beim Design unbedingt berücksichtigt werden müssen, wenn ein Netzteil die EMI-Vorschriften erfüllen soll.

Bild 1: Die Nähe des Schaltknotens zu den Eingangsanschlüssen beeinträchtigt die EMI-Eigenschaften. (Bild: TI)

In Bild 1 sind die unerwünschten Kapazitäten markiert. Rechts sieht man den vertikal eingebauten FET mit dem Schaltknoten und der bis zum oberen Bildrand reichenden Klemmschaltung. Die Eingangs-Anschlüsse reichen von links kommend bis etwa 1 cm an den Drain-Anschluss heran. Hier liegt der problematische Punkt, an dem die Schalt-Spannung des FET unter Umgehung des EMI-Filters in den Eingang gekoppelt werden kann.

Eine gewisse Abschirmwirkung zwischen dem Drain-Anschluss und dem Eingang ergibt sich durch den Eingangskondensator, dessen Gehäuse mit der primärseitigen Masse verbunden ist und Gleichtaktströmen damit einen Weg zur Primär-Masse bereitstellt.

Bild 2: Die parasitäre Kapazität am Drain-Anschluss bewirkt, dass das EMI-Verhalten nicht mehr den Spezifikationen entspricht. (Bild: TI)

Die geringe parasitäre Kapazität hat zur Folge, dass die EMI-Signatur des Netzteils nicht mehr den Spezifikationen entspricht (siehe Bild 2). Diese Kurve ist interessant, weil sie eine ganze Reihe von Dingen offenbart. Man sieht die eindeutig nicht spezifikationsgemäßen niederfrequenten Emissionen ebenso wie die zwischen 1 und 2 MHz liegenden Anteile, bei denen sich Gleichtaktprobleme in der Regel äußern. Auch die abnehmende sin(x)/x-Verteilung der höher frequenten Komponenten ist erkennbar.

Es war ein gewisser Aufwand nötig, um die Emissionen auf ein spezifikationsgemäßes Maß zu drücken. Dabei wurde auf die allgemeine Kapazitätsgleichung zurückgegriffen

Allgemeine Kapazitätsgleichung (Bild: VBM-Archiv)

Die Dielektrizitätskonstante ε ließ sich nicht verändern, und auch die Fläche A war bereits auf ein Minimum reduziert. Beeinflussen ließ sich dagegen der Abstand d: Wie in Bild 3 zu sehen ist, wurde die Distanz zwischen den Bauelementen und dem Eingang um den Faktor 3 vergrößert. Mithilfe einer größeren Massefläche ergab sich zusätzlich eine bessere Abschirmung.

Bild 3: Das überarbeitete Layout weist einen größeren Abstand und eine bessere Abschirmung auf. (Bild: TI)

Wie sich diese Maßnahmen auswirkten, zeigt Bild 4. Am neuralgischen Punkt wurden die EMI-Spezifikationen um rund 56 dB unterboten, und die gesamte EMI-Signatur ließ sich ebenfalls deutlich reduzieren. Wohlgemerkt: diese Verbesserungen wurden ausschließlich durch Layout-Modifikationen erreicht, während die Schaltung selbst unverändert blieb. In Schaltungen, in denen hohe Spannungen geschaltet werden, ist somit unbedingt auf die Einhaltung genügend großer Abstände zu achten.

Bild 4: Abschirmung und größere Abstände verbesserten die EMI-Eigenschaften. (Bild: 4)

Wie dieses Beispiel gezeigt hat, kann eine Kapazität von nur 100 fF am Schaltknoten eines Offline-Schaltnetzteils bewirken, dass die EMI-Signatur den spezifikationsgemäßen Rahmen sprengt. Eine Kapazität in dieser Größenordnung kann schon durch parasitäre Elemente entstehen, wie etwa durch das Verlegen der Drain-Verbindungen in der Nähe der Eingangsanschlüsse. Nicht selten gelingt es durch Vergrößerung der Abstände oder mithilfe von Abschirmmaßnahmen, das Problem zu lösen. Weitere Verbesserungen lassen sich dagegen nur durch zusätzliche Filter oder weniger steile Signalflanken erreichen.

Eine gute Lösung für diese Anforderungen ist ein Fly-Buck-Wandler, der im Prinzip nichts weiter ist als ein Abwärtswandler mit gekoppelter Wicklung. Die Regelung wird durch Gleichrichtung der Sekundärwicklung der gekoppelten Induktivität erreicht, wenn der low-seitige Schalter auf der Primärseite eingeschaltet ist. Hierdurch wird an die Sekundärseite eine Spannung reflektiert, die durch die Ausgangsspannung des Abwärtswandlers, multipliziert mit dem Windungsverhältnis der gekoppelten Induktivität bestimmt wird. Einen Überblick über die Funktionsweise dieser Schaltung finden Sie im Power-Tipp 41.

Bild 1: Ein Fly-Buck-Wandler ist eine einfache Möglichkeit zur Bereitstellung eines geregelten, isolierten Ausgangs. (Bild: TI)

Bild 1 macht deutlich, wie einfach ein Fly-Buck-Wandler sein kann. In diesem Design sind die Sync-Buck-Leistungsschalter im Controller-IC enthalten, sodass abgesehen von einer Handvoll diskreter Bauelemente nur noch ein Übertrager benötigt wird, um das Design zu vervollständigen. Der Schlüssel zu einem erfolgreichen Design liegt in der Spezifikation bzw. Auswahl der gekoppelten Induktivität. Im Einzelnen gilt es das Windungsverhältnis, die Streuinduktivität und die Magnetisierungsinduktivität festzulegen.

In der Schaltung aus Bild 1 richtet sich das Windungsverhältnis des Übertragers nach den Spannungen am primären und sekundären Ausgang. Tatsächlich entspricht das Windungsverhältnis dem Verhältnis zwischen Primär- und Sekundärausgangsspannung, wobei die Vorwärtsspannung der Diode D1 und etwaige Spannungsabfälle an den Wicklungen selbst zu berücksichtigen sind.

Im vorliegenden Fall muss die Beziehung zwischen der Spannung am primären Ausgang und der minimalen Eingangsspannung untersucht werden. Fest steht, dass die Ausgangsspannung eines Abwärtswandlers niemals höher sein kann als seine Eingangsspannung, und es kann bereits zu Funktionsstörungen kommen, wenn der Unterschied zwischen beiden zu gering ist. Eine Einschränkung kann sich ferner aus dem maximalen Tastverhältnis des Controllers ergeben, da die Ausgangsspannung ungefähr dem Produkt aus Eingangsspannung und Tastverhältnis entspricht.

Die zweite Herausforderung entsteht beim Betrieb der Schaltung mit extrem hohen Tastverhältnissen, da hier die Ströme sehr weit ansteigen können. Diese hohen Ströme können durch die Ladungserhaltung und die grundlegende Funktionsweise der Schaltung entstehen. Aus der Ladungserhaltung ergibt sich, dass der Kondensator nur dann aufgeladen wird, wenn am Schaltknoten ein niedriges Potenzial vorliegt. In den übrigen Zeiten liefert er den Laststrom.

Bild 2: Der Ladestrom des Kondensators C7 ist hoch, wenn das Tastverhältnis groß oder die Differenz zwischen Vin und Vo gering ist. (Bild: TI)

Das Ergebnis ist in Bild 2 grafisch dargestellt. Icharge/Iout ist hier als Funktion von D aufgetragen. Das Verhältnis ist bei Tastverhältnissen über 75 % bereits größer als 3 und steigt mit zunehmendem Tastverhältnis steil an.

Die hohe Stromstärke wirkt sich auf die Regelung der sekundärseitigen Ausgangsspannung aus. Während die Diode leitend ist, legt die gekoppelte Induktivität ein Abbild der Primär-Ausgangsspannung an die Serienschaltung aus der Streuinduktivität der gekoppelten Induktivität, der Serien-Streuwiderstände und dem Ausgangs-Filterkondensator.

Bild 3: Der Verlauf des Ladestroms hängt stark von der Streuinduktivität ab (grün: 10 nH; rot: 100 nH; blau: 1 µH). (Bild: TI)

Der Stromverlauf in der Sekundärwicklung (untere Kurve in Bild 3) wird in hohem Maße durch die Streuinduktivität beeinflusst, was wiederum Auswirkungen auf die Regelung hat. Die Streuinduktivität nämlich entscheidet über die Flankensteilheit des Stroms in der Sekundärwicklung. Solange die Streuinduktivität gering ist, kann der Strom rasch auf einen hohen Wert ansteigen, sodass der Ausgangskondensator schnell geladen wird. Nimmt die Induktivität jedoch zu, so erfolgt der Stromanstieg langsamer, was dazu führen kann, dass weniger Ladung in den Ausgangskondensator transportiert wird und die Ausgangsspannung geringer wird.

Bild 4: Streuinduktivitäten machen jede Regelung zunichte (Bild: TI)

Bild 4 gibt die simulierten Auswirkungen der Streuinduktivität auf die Regelung des Sekundärausgangs wieder. Das Oszillogramm zeigt die Spannungen am primären und sekundären Ausgang als Funktion des Tastverhältnisses und der Streuinduktivität. Hierbei wurde ein 1:1-Übertrager mit 2,5 µH Primär-Induktivität und verschiedenen Streuinduktivitäten verwendet. Bei 5 V Eingangsspannung betrugen die Ströme 1 A am Primärausgang und 0,2 A am Sekundärausgang. Die erste Kurve (Primär-Ausgangsspannung) offenbart einen linearen Zusammenhang zwischen Tastverhältnis und Ausgangsspannung, während bei der Sekundär-Ausgangsspannung keine lineare Beziehung erkennbar ist.

Zwei Faktoren beeinträchtigen die Regelung des sekundären Ausgangs. Bei niedrigen Tastverhältnissen (links) ist die Spannung am Sekundärausgang um ungefähr einen Dioden-Spannungsabfall geringer als jene am primären Ausgang. Hier könnte durch Synchrongleichrichtung eine Verbesserung erzielt werden. Bei höheren Tastverhältnissen (rechts) werden durch die kurzen Leitphasen die Spitzenströme höher, und die Streuinduktivitäten wirken sich stärker aus.

Sind die Streuinduktivitäten hoch, dürfte die Schaltung bei Tastverhältnissen über 50 % bzw. ab einem Verhältnis von 2:1 zwischen Ein- und Ausgangsspannung nicht mehr benutzbar sein. Liegt die Streuinduktivität dagegen auf einem normalen Niveau, arbeitet die Schaltung bis zu einem Tastverhältnis von 75 % bzw. bis zu einem Spannungsverhältnis von 1,33:1 einwandfrei. Ist die Streuinduktivität besonders gering, sind sogar Tastverhältnisse bis 83 % bzw. Spannungsverhältnisse bis 1,2:1 möglich. Wie schon in Bild 2 zu sehen ist, können die Spitzen- und Effektiv-Ströme bei großen Tastverhältnissen recht hoch werden. Sie werden in hohem Maße durch parasitäre Effekte beeinflusst und lassen sich am besten durch Simulation verstehen.

Ein Fly-Buck-Wandler eignet sich hervorragend zum Bereitstellen einer einfachen isolierten Bias-Spannung. Vorsicht ist jedoch beim Betrieb mit hohen Tastverhältnissen geboten, da hier recht hohe Spitzenströme auftreten können. Halten sich die Streuinduktivitäten in Grenzen, dürfen die Tastverhältnisse zwar höher sein, doch alles oberhalb von 80 % dürfte kaum praktikabel sein.

Arbeitet ein Sperrwandler im lückenden Betrieb, gestaltet sich die Implementierung wesentlich anspruchsvoller als im nicht-lückenden Betrieb. Bild 1 zeigt ein vereinfachtes Schaltbild eines Sperrwandlers mit Synchrongleichrichter sowie die zugehörigen Signalverläufe. Bei t = 0 ist der primärseitige Schalter Q1 eingeschaltet und sein Drainstrom steigt an.

Bild 1: Selbstgesteuerte Synchrongleichrichter kommutieren in einem Sperrwandler, der im lückenden Betrieb arbeitet, nicht von selbst. (Bild: TI)

Wenn jetzt dieser Schalter sperrt, steigen die Spannungen an den mit Punkten markierten Enden der Übertragerwicklungen so lange an, bis die Body-Diode von Q2 die Spannung an der Sekundärwicklung des Übertragers auf die Ausgangsspannung klemmt. Das Gate von Q2 liegt übrigens auf einem höheren Potenzial als die Source. Aus diesem Grund kommutiert der Strom von der Body-Diode auf den MOSFET-Kanal, was die Effizienz der Gleichrichtung verbessert.

Durch eine über den Übertrager angelegte positive Gate-Source-Spannung verbleibt die Schaltung in diesem Zustand. Während dieser Zeit entlädt sich die Magnetisierungs-Induktivität und ändert damit ihr Vorzeichen. Um diesen Zustand zu verlassen, muss Q1 eingeschaltet werden, damit die Spannung am Gate von Q2 ihr Vorzeichen wechselt und diesen MOSFET abschaltet. Dieser Vorgang bringt eine große Belastung mit sich, da beide Transistoren gleichzeitig leitend sind und es deshalb zu hohen Strom- und Spannungsspitzen kommt.

Diese einfache Schaltung arbeitet stets im nicht-lückenden Betrieb, da zu allen Zeiten mindestens einer der Schalter eingeschaltet ist. Der Schlüssel für eine einwandfreie Funktion von Synchrongleichrichtern in Sperrwandlern, die im lückenden Betrieb arbeiten, besteht darin, sie exakt so funktionieren zu lassen wie die von ihnen ersetzten Dioden. Sie müssen also abgeschaltet werden, sobald der in ihnen fließende Strom seine Richtung ändert. Der traditionelle Ansatz hierfür basiert auf gepufferten Stromwandlern.

Fließt der Strom in die richtige Richtung, wird eine positive Treiberspannung angelegt. Dagegen wechselt die Polarität des Treibersignals, wenn der Strom seine Richtung ändert. Nachteilig hieran sind die Größe des Stromwandlers und der zusätzliche Aufwand an diskreten Bauelementen für den Puffer.

Bild 2

Mehrere Unternehmen, darunter auch TI, haben ICs entwickelt, die sich als Alternative zu Treiberschaltungen, die den Strom messen, anbieten (Bild 2). Die Synchrongleichrichter wurden dazu auf die Low-Seite verlagert, und ein spezielles Controller-IC übernimmt das Timing und die Gate-Ansteuerung. Der Vorteil hieran ist, dass die Source direkt mit der Masse verbunden wird und das Gate direkt angesteuert werden kann. Da die Funktion des Bausteins auf dem Überwachen der Drain-Source-Spannung beruht, ist die Schaltung wegen der mit der Systemmasse verbundenen Source auch weniger störempfindlich.

Die Schaltung arbeitet jetzt als Sperrwandler im lückenden Betrieb. Auf der rechten Seite sind einige idealisierte Signalverläufe dargestellt. Besonders hervorzuheben ist die Spannungsbelastung des Ausgangsgleichrichters, an dem auch der VD-Anschluss (Drainspannung) des IC liegt. In der Realität wird die Spannung aufgrund von Überschwingern höher ausfallen, doch im Idealfall ist sie gleich der reflektierten Eingangsspannung zuzüglich der Ausgangsspannung. Bei Ausgangsspannungen über 5 V oder bei stark variierenden Eingangsspannungen kann die hier anliegende Spannung ohne weiteres die 50 V betragende Nennspannung des IC übersteigen.

Bild 3

Eine ebenso einfache wie kostengünstige Schaltung, die das Problem der zu hohen Spannung am VD-Pin des IC beseitigt, ist in Bild 3 zu sehen. Wie die Kurven rechts zeigen, kann die Spannung am VD-Anschluss hier nicht größer werden als die Ausgangsspannung. Ist der primärseitige FET (Q1) eingeschaltet, so ist die Spannung an den Drains von Q2 und Q3 gleich der Summe aus der reflektierten Eingangsspannung und der Ausgangsspannung. Da das Gate von Q3 mit der Ausgangsspannung verbunden ist, ist die Source-Spannung um ungefähr eine Schwellenspannung niedriger. Ist Q2 eingeschaltet, wird die Body-Diode von Q3 leitend und ihre Source wird unter das Niveau der Ausgangsspannung gezogen, was Q3 anreichert und den VD-Pin mit der Drain von Q3 verbindet.

Zusammenfassend ist zu festzustellen, dass ein selbstgesteuerter Synchrongleichrichter für einen im lückenden Betrieb arbeitenden Sperrwandler nicht realisierbar ist. Es ist stets ein gewisser Schaltungsaufwand erforderlich, um den richtigen Ansteuerzeitpunkt zu bestimmen. Möglich ist dies sowohl mit Stromwandlern als auch mit Halbleiterschaltungen, wobei letztere in Sachen Platzbedarf und Kostenaufwand überlegen sind. Schaltungen dieser Art wurden von verschiedenen Anbietern entwickelt. Sie benötigen jedoch möglicherweise einen Puffer zur Anbindung an die in Netzteilen vorkommenden hohen Spannungen und Ströme.

Ein erstklassiges Beispiel hierfür ist ein Offline-USB-Ladegerät, bei dem das Netzteil den Spannungsabfall am Kabel in Höhe von 0,5 V kompensieren muss, ohne dass das Kabel hierfür um zwei Adern die den Querschnitt vergrößern würden, erweitert werden darf. Fest steht, dass die Spannung am Ausgang zwischen 4,75 und 5,25 V betragen muss. Legt man jedoch die typischen Bauelemente-Toleranzen zugrunde und kalkuliert ein  Spannungsabfall von 0,5 V am Kabel ein, lässt sich diese Forderung ohne Fernabtastung nicht erfüllen.

Die übliche Lösung für dieses Problem besteht darin, den Ausgangsstrom mithilfe eines Strommesswiderstands zu erfassen und das dabei entstehende Spannungssignal einem Differenzverstärker mit geringer Offsetspannung zuzuführen. Die Ausgangsspannung dieses Verstärkers wird von einer Stromquelle verarbeitet, deren Strom vom Spannungssignal abgezogen wird, was zum Anheben der Ausgangsspannung führt.

Bild 1: Ein einziger Operationsverstärker reicht aus, um den Spannungsabfall am Kabel zu kompensieren. (Bild: TI)

Ein einfacheres Konzept, das ohne den Transkonduktanz-Verstärker auskommt, ist in Bild 1 zu sehen. Am Ausgang des Verstärkers U1B liegt die Ausgangsspannung abzüglich der verstärkten Strommess-Spannung. Wenn der Verstärkerausgang durch eine Regelung konstant gehalten wird, wird die Ausgangsspannung U0 somit umso höher, je mehr der Laststrom ansteigt. Wenn man die Werte von R1, R3 und R4 passend wählt, lässt sich dieses Verhalten nutzen, um die Reduzierung von Vo durch den Spannungsabfall am Kabel genau auszugleichen.

Aus Bild 1 geht ebenfalls hervor, wie die Schaltung instabil werden kann. Die Gleichung für EAout gibt in vereinfachter Form die Abhängigkeit der Verstärker-Ausgangsspannung von U0 wieder. Bei dieser Vereinfachung sind der Kabel- und der Lastwiderstand in dem Term RLOAD zusammengefasst und es wird eine Lastkapazität von null angenommen. Wie man sieht, besteht die Verstärkerspannung aus zwei Termen – einem positiven und einem negativen.

Wenn bei einer bestimmten Frequenz der zweite Term betragsmäßig größer ist als der erste, verändert sich die Phasenlage des Verstärkerausgangs um 180°, was zur Bildung eines Oszillators führen kann. Dies ist normalerweise unproblematisch, solange der Strommesswiderstand zwischen Ausgangskondensator und Last liegt. Befindet sich der Messwiderstand dagegen zwischen der Ausgangsinduktivität und dem Ausgangskondensator, können gravierende Probleme entstehen.

Wie einfach sich das Kompensieren des Kabel-Spannungsabfalls gestalten kann, zeigt Bild 2. Es handelt sich hier um einen von 12 V auf 5 V umsetzenden Abwärtswandler, der sich als USB-Ladegerät für den Automotive-Bereich anwenden lässt. Der Wandler wäre in diesem Fall in einen Steckverbinder eingebaut, der in eine 12-V-Steckdose gesteckt wird und von dem ein Kabel zum jeweiligen Verbraucher führt. Herzstück der Schaltung ist das Regler-IC U1, das den Regelkreis schließt und die Leistungsschalter des Abwärtswandlers enthält. Innerhalb des IC wird die am Feedback-Pin liegende Spannung mit einer Referenzspannung von 1 V verglichen.

Bild 2: Diese Kompensationsmethode kommt mit einem Verstärker weniger aus als die traditionelle Lösung (Bild: TI)

Mit dem Resultat dieses Vergleichs wird das Tastverhältnis der Leistungsschalter eingestellt. Da die Spannung am Feedback-Pin durch den Spannungsteiler R5/R7 bestimmt wird, regelt die Schaltung die an TP9 liegende Spannung auf 5 V. Der Verstärker U4A subtrahiert das an TP4 abgegriffene stromabhängige Spannungssignal. In dieser Schaltung beträgt der Ausgangsstrom 2,5 A, sodass am Strommesswiderstand eine Spannung von 125 mV abfällt. Die 3 mV betragende Offsetspannung des Differenzverstärkers wird auf etwa 10 mV verstärkt, was einen Anfangsfehler von rund 2 % ergibt. Dieser Fehler lässt sich reduzieren, wenn ein besserer und teurerer Verstärker verwendet wird. Diese Schaltung kann bei einer Stromabtast-Spannung von 125 mV und einer Verstärkung von 5 im Verstärker einen Kabel-Spannungsabfall von rund 625 mV kompensieren.

Bild 3: Die Kurven zeigen anschaulich, wie der Spannungsabfall am Kabel kompensiert wird (Bild: TI)

Bild 3 zeigt an drei Kurven die Leistungsfähigkeit dieser Schaltung. Dargestellt sind die unkorrigierte Ausgangsspannung bei einem Kabelwiderstand von 0,25 Ω , die Ausgangsspannung des Netzteils mit Kompensation des Kabel-Spannungsabfalls und schließlich die Spannung am Verbraucher mit kompensiertem Kabel-Spannungsabfall. Die mit ‚uncomp Vo‘ bezeichnete Kurve macht deutlich, dass die Ausgangsspannung ohne Kompensation des Spannungsabfalls aus dem 5-%-Fenster herausfallen würde.

An der Kurve ‚comp PS Vo‘ ist zu sehen, wie sich die Ausgangsspannung des Netzteils mit Kabel-Kompensation über einen Laststrombereich von 0 bis 2,5 A um etwa 600 mV verändert. Die Spannung wird ohne angeschlossenen Verbraucher auf 4,92 V geregelt, was bezogen auf den Sollwert von 5,00 V einem Fehler von ca. 1,6 % entspricht. Dies ist weniger als der potenzielle Worst-Case-Fehler.

Die entscheidenden Fehler-Terme sind die Referenz-Genauigkeit (0,7 %), die Spannungsteiler-Widerstände R4 und R7 (1,6 % bei Verwendung von 1-%-Widerständen) und die Offsetspannung von U4A (0,3 %). Die mit ‚comp cable Vo‘ bezeichnete Kurve schließlich zeigt, welche Spannung bei aktiver Kabel-Kompensation am Ende des Kabels am Verbraucher anliegt.

Wie man sieht, wird die angestrebte Genauigkeit von 5 % mit dieser Methode problemlos erreicht. Es sind also nur wenige preisgünstige Bauelemente erforderlich, um die Ausgangsspannung eines Netzteils mit zunehmendem Laststrom ansteigen zu lassen. In vielen Fällen fällt die zusätzliche Komplexität, die durch diese Schaltung entsteht, gegenüber dem Aufwand für eine Fernabtastung der Ausgangsspannung nicht ins Gewicht.

Nicht zuletzt ist diese Lösung sicherer, wenn man die möglichen Probleme mit den für die Fernabtastung erforderlichen Verbindungsleitungen betrachtet. Die Auswirkungen auf die Kompensation der Regelschleife sind gering, solange der Strom nach dem Ausgangskondensator abgetastet wird.

Induktivitäten sind in jeder Testanordnung ein Problem, aber in Verbindung mit niedrigen Spannungen und steilen Stromflanken sind sie geradezu fatal. Man kann sich die Verwendung zwischen Last und Induktivität als eine einfache L-R-Schaltung vorstellen, die der Steilheit der Stromflanke (di/dt) eine Grenze setzt.

Gleichung (Bild: VBM-Archiv)

Wenn beispielsweise der verwendete Prozessor 1 V benötigt und einen Strom von 10 A zieht, könnte man ihn mit einem 0,1-Ω-Widerstand (1 V/10 A) nachbilden. Würde man die Verbindung zu diesem Widerstand mit einem knapp 8 cm langen Draht herstellen, käme hierdurch eine Serieninduktivität von rund 50 nH hinzu. Die Zeitkonstante T dieser Schaltung ist L/R = 500 ns. Die Formel für den Strom ist nachfolgend angegeben. Die höchste Anstiegsrate existiert übrigens bei 0 und geht nach Ablauf einer Zeitkonstante auf 63 % zurück (Gleichung 1).

Die maximale Anstiegszeit für eine stufenförmige Stromänderung um 10 A beträgt I/T, also ungefähr 20 A/µs. Diese Anstiegsgeschwindigkeit ist somit deutlich geringer als die 100 A/µs, die von den Prozessor-Experten gefordert wird. Hier heißt es also, die Induktivität zu minimieren.

Es versteht sich, dass sich Drahtwiderstände und lange Widerstände aufgrund ihrer Eigeninduktivität nicht gut als Prüflast eignen. Als Faustregel können als Streuinduktivität eines Einzeldrahts 5,9 nH/cm angesetzt werden. Eine effektive Möglichkeit zur Senkung dieser Anschluss-Induktivität besteht darin, eine Parallelschaltung aus mehreren SMT-Widerständen über einer Massefläche anzuordnen. Zur Minimierung der Verbindungs-Induktivität sollten diese Lastwiderstände direkt auf der Platine des Netzteilprototyps angeordnet werden.

Bild 1: Die Einbindung des Lasttransienten-Testers in die Leiterplatte sorgt für niedrigere Verbindungs-Induktivitäten (Bild: TI

Bild 1 zeigt eine exemplarische Lastprüfungs-Schaltung mit den Lastwiderständen, Serien-MOSFETs und Ansteuerschaltungen. Die zum Schalten der Last dienenden MOSFETs lassen sich hier auf zweierlei Weise gepuffert ansteuern, nämlich von einem Impulsgenerator oder von einem auf der Leiterplatte befindlichen Timer.

Bild 2 macht deutlich, wie schwierig es ist, mit einem 1-V-Netzteil steile Stromflanken zu generieren und das Einschwingverhalten zu messen. Die Grafik zeigt den in 2 µs von 0 auf 20 A ansteigenden Laststrom (grün), was einen di/dt-Wert von 10 A/µs ergibt. Diese Kurve wurde mit einer für 50 A/µs ausgelegten Last aufgezeichnet, bei einer Verbindungslänge von praktisch null. Zunächst schien hier ein Konflikt zu bestehen, da die Last für 50 A/µs ausgelegt war. Bei genauerer Untersuchung des Datenblatts der aktiven Last stellte sich jedoch heraus, dass eine Anstiegszeit von 2 µs für einen Strom von 100 A angegeben war, während der di/dt-Wert für Ströme unter 100 A proportional reduziert wurde.

Bild 2: Die für 50 A/µs ausgelegte Last weist tatsächlich Anstiegszeiten von 2 µs auf. (Bild: TI)

In Bild 2 ist in Gelb außerdem die Hüllkurve des Einschwingverhaltens dargestellt. Interessanterweise sind drei klar abgegrenzte Welligkeitsbereiche zu erkennen. Der erste besteht im Betrieb ohne Last, wo die Buck-Induktivität am höchsten ist. Beim zweiten Bereich handelt es sich um die Transiente. Hier tendiert die Leistungsstufe zum vollen Tastverhältnis, wodurch sich der Welligkeitsstrom in der Buck-Induktivität verringert. Der dritte Bereich schließlich befindet sich bei hohen Ausgangsströmen, wenn sich der Induktivitätswert durch die Bestromung verringert hat und die hochfrequenten Spitzen am höchsten sind.

Auf dem Markt gibt es Prüfstrom-Generatoren, die sehr schnelle Transienten erzeugen und auf diese Weise Einblick in die Resonanzen und die Stabilität eines Systems gewähren können. Bild 3 zeigt ein Beispiel. Das obere Oszillogramm zeigt in schwarz die Reaktion eines Netzteils auf eine sprungförmige Stromänderung (rot), die durch eine wenig leistungsfähige aktive Last verursacht wird. Das Netzteil zeigt praktisch keine Reaktion, da seine Regelschleife eine hohe Durchtrittsfrequenz aufweist und somit jegliche Regelabweichungen, die durch die sprungförmige Stromänderung entstehen, sofort ausregelt.

Bild 3: Ein Prüfstrom-Generator kann einen nahezu vertikalen Stromsprung von 50 mA erzeugen. (Bild: TI

Die unteren Kurven wurden unter Verwendung eines Prüfstrom-Generators mit hoher Flankensteilheit aufgezeichnet. Der rot wiedergegebene Stromverlauf verläuft nahezu vertikal und veranlasst das Netzteil zu einer Reaktion, die einer gedämpften Sinuswelle entspricht, was wiederum ein Indiz für eine geringe Phasenreserve des Regelkreises oder für eine Induktivität in Reihe mit den Ausgangskondensatoren sein könnte.

Allerdings wurden diese Kurven mit Strom-Sprüngen von nur 50 mA aufgezeichnet, sodass sich nur das Kleinsignal-Verhalten wiedergeben lässt. Diese Stromänderungen liegen weit entfernt von den 100 A/µs, die ein Prozessor unter Umständen erfordert, und eignen sich deshalb nicht zum Messen des Großsignal-Verhaltens.

Induktivitäten und die Eigenschaften der aktiven Last machen das korrekte Testen von Netzteilen für niedrige Spannungen und hohe Stromstärken zu einer recht schwierigen Aufgabe. Eine Induktivität von 50 nH, wie sie beispielsweise eine knapp 8 cm lange Verbindungsleitung aufweisen kann, kann die Anstiegsrate eines 10-A-Netzteils auf 20 A/µs begrenzen und bei höheren Strömen sogar eine noch weitere Zunahme der Anstiegszeiten verursachen. Es fehlt jedoch an Prüfinstrumenten, die hohe und steile Stromsprünge generieren können: entweder sind die Anstiegsgeschwindigkeiten zu gering oder die Ströme reichen nicht aus. Für Tests dieser Art ist es deshalb generell am besten, den Netzteil-Prototyp mit schaltbaren Lastwiderständen zu bestücken.

Kostenaufwand und Platzbedarf mögen triftige Gründe liefern, die Schaltfrequenz des Wandlers so hoch wie möglich zu wählen. Dennoch können der Wirkungsgrad und mit dem Controller-Baustein zusammenhängende Aspekte der Frequenz eine gewisse Obergrenze auferlegen.

Gleichung 1

Ebenso wie es bei Abwärtswandlern ein bestimmtes minimal kontrollierbares On-Intervall gibt, sind bei Aufwärtswandlern gewisse minimal kontrollierbare Off-Intervalle zu beachten. Aufwärtswandler mit großen Umwandlungsverhältnissen können Probleme bereiten, wenn diese Grenzen missachtet werden. Der im nicht-lückenden Betrieb arbeitende Aufwärtswandler in Bild 1 soll diese Aussagen verdeutlichen. Sein Tastverhältnis berechnet sich nach Gleichung 1.

Gleichung 2

Wenn man einige Einsetzungen vornimmt und nach der maximalen Schaltfrequenz auflöst (bezogen auf das minimal steuerbare Off-Intervall), erhält man Gleichung 2. Zum Beispiel benötigt ein Aufwärtswandler, der 24 V in 140 V wandeln soll, ein Tastverhältnis von 83 % und muss somit 17 % der Schaltperiode abgeschaltet sein.

Der hier zum Einsatz kommende Boost-Controller LM5122 hat ein minimal steuerbares Off-Intervall von 750 ns, zu dem sicherheitshalber weitere 250 ns hinzugerechnet werden sollten. Hieraus ergibt sich eine Obergrenze für die Schaltfrequenz von 170 kHz.

Gleichung 3

Bild 2 zeigt den Schaltplan eines Aufwärtswandlers, der gebaut wurde, um aus einer Eingangsspannung von 24 V einen Ausgang mit 140 V und 2 A bereitzustellen. Die Schaltung basiert auf dem Interleaved-Prinzip, besteht also aus zwei um 180° phasenversetzt arbeitenden Leistungsstufen. Für die Aufteilung des Stroms auf die beiden Stufen sorgen Schaltungen im oberen Controller (Master). Diese stellen den Eingangsstrom jeder Stufe mithilfe einer resistiven Abtastung des Drosselstroms ein. Der Master-Controller reguliert außerdem Phase und Frequenz des Takts für beide Stufen und behandelt Softstarts und Fehler.

Bild 2: Ein Aufwärtswandler nach dem Interleaved-Prinzip kommt auf eine höhere Leistung.

Der um 180° phasenversetzte Betrieb zweier Aufwärtswandler-Stufen bringt gleich mehrere Vorteile mit sich. Zum Beispiel beträgt die Verlustleistung bei einer Ausgangsleistung von 280 W und einem Wirkungsgrad von über 90% nur 18 W. Die Verwendung zweier Phasen bietet außerdem die Gelegenheit, die Ströme präzise zu regeln und damit auch die Verlustleistungen in den Halbleitern und Drosseln genau unter Kontrolle zu behalten.

Die bessere Wärmeverteilung erleichtert die Kühlung, und der gegenphasige Betrieb sorgt dafür, dass sich die eingangs- und ausgangsseitigen Welligkeitsströme gegenseitig ausgleichen, sodass die maximalen und effektiven Welligkeitsströme in den Kondensatoren geringer sind. Wegen der 180° betragenden Phasendifferenz zwischen den Drosselströmen hat der resultierende Welligkeitsstrom die doppelte Frequenz der einzelnen Phasenströme. Im Prinzip verdoppelt man auf diese Weise die effektive Schaltfrequenz des Wandlers, ohne dass sich nachteilige Auswirkungen auf den Wirkungsgrad einstellen.

Bild 3: Der Aufwärtswandler aus Bild mit 24-V- Eingangsspannung und einem Ausgang von 240 V/2 A zeichnet sich durch einen hohen Wirkungsgrad aus.

Wie der Wirkungsgrad dieses Wandlers von seinem Laststrom abhängt, zeigt Bild 3. Die Kurve lässt sich in drei Bereiche unterteilen. Im unteren Bereich wird der Wirkungsgrad von den unvermeidlichen Verlusten der Regelung und der Gate-Ansteuerung dominiert. Je mehr der Strom zunimmt, umso mehr treten diese Verluste jedoch in den Hintergrund, während die Schaltverluste deutlicher hervortreten. Bei höheren Ausgangsströmen schließlich fällt der Wirkungsgrad infolge der zunehmenden Leitungsverluste in den FETs und Drosseln wieder ab. Das Wirkungsgradmaximum lässt sich übrigens weiter nach rechts verlagern, indem man Bauelemente mit niedrigeren Widerständen verwendet.

Aufwärtswandler eignen sich nur für ein bestimmtes Verhältnis zwischen Ein- und Ausgangsspannung, da der Controller ein bestimmtes Off-Intervall nicht unterschreiten kann. Diese Untergrenze muss unbedingt beachtet werden, da es sonst zum Überspringen von Impulsen (Pulse Skipping), vermehrter Welligkeit am Ausgang mit niederfrequenten Komponenten und einem fehlerhaften Betrieb des Wandlers kommen kann. Die Verwendung zweier gegenphasig arbeitender Wandlerstufen bietet sich als Möglichkeit an, die effektive Schaltfrequenz anzuheben. Hiermit sind sehr große Spannungsverhältnisse erzielbar. Im Beispiel aus diesem Beitrag betrug das Verhältnis beispielsweise 6:1.