Archiv der Kategorie: EPAP – Sensorik

Komplett isolierte Strommessung für Solar- und Motor-Applikationen

In der Praxis sieht man häufig Systeme, die auf Hall-Effekt-Sensoren basieren. Wenn keine Gleichströme gemessen werden sollen, werden auch Rogowski-Spulen eingesetzt. Jedes dieser Systeme hat seine Vor- und Nachteile. So ist bei Hall-Effekt basierenden Systemen die Genauigkeit über die Temperatur recht gering (nicht rückgeführte Systeme) oder bei rückgekoppelten Systemen ist der Strombedarf auf der Sekundärseite recht hoch, da die Kompensationswicklung mit einem Strom bis zu 2 A (typische Werte sind 50 bis 300 mA) beaufschlagt wird. Diese Nachteile sind bei der hier vorgestellten Schaltung nicht gegeben. Eine Übersicht über die Vor- und Nachteile der verschiedenen Systeme zeigt Tabelle 1.

Bild 1: Prinzip der Schaltung zur Strommessung(Bild: Analog Devices) Bild 1: Prinzip der Schaltung zur Strommessung (Bild: Analog Devices)

Die Schaltung in Bild 1 benutzt als Sensor einen 1-mΩ-Strommesswiderstand, der einen Messbereich von ±25 A ermöglicht. Über den AD8639, einen Operationsverstärker mit sehr geringem Offset, wird eine Verstärkung von 10 eingestellt. Durch Änderung des Verstärkungsfaktors können auch andere Maximalströme gemessen werden. Der Operationsverstärker stellt zusammen mit dem differentiellen Eingang des Sigma-Delta-Modulators (AD7401A) einen klassischen 3-OP-Instrumentenverstärker dar. Der geringe Offset von 3 µ V und die Drift von 0,01 µV/°C sind ideal für Anwendungen in Solar-Wechselrichtern.

Bild 2: Regelschleife mit Sigma-Delta-Modulator Bild 2: Regelschleife mit Sigma-Delta-Modulator

Der zwischen Verstärker und Modulator angeordnete Tiefpass erster Ordnung hat eine Bandbreite von 1,56 MHz und dient dazu, das Breitband-Rauschen zu reduzieren. Der Modulator wird mit einem externen Takt von 5 bis 20 MHz betrieben und gibt einen kontinuierlichen Datenstrom aus. Der 1-Bit-Datenstrom wird im nachfolgenden DSP oder FPGA durch einen Sinc3 Filter in ein Datenwort konvertiert. Dieser Filter hat eine typische Dezimierungsrate von DR = 256, was eine sehr gute Genauigkeit ergibt (Bild 2).

Bild 3: Regelschleife mit doppeltem Sinc3 Filter Bild 3: Regelschleife mit doppeltem Sinc3 Filter

Dieses Schema kann ohne zusätzliche Hardware noch erweitert werden. Für schnelle Abschaltungen (z.B. bei Überstrom) kann parallel ein Sinc3-Filter mit einer deutlich geringeren Dezimierungsrate (z.B. DR = 8) betrieben werden, der eine geringere Auflösung, aber auch eine geringere Durchlaufzeit besitzt. Diese zweifach aufgebauten Sinc3-Filter sind in den CortexM4-Prozessoren von Analog Devices bereits als Hardware Element integriert (Bild 3).

Die Spannungsversorgung auf der isolierten Seite wird durch Linearregler realisiert. Auf der „heißen“ Seite, die am Leistungsschalter hängt, wird eine isolierte Spannung von 5 V durch den ADuM6000 erzeugt, ein DC/DC-Wandler im SOIC-Gehäuse. Da der Operationsverstärker eine bipolare Versorgung bekommt, werden die 5 V durch einen Inverter (ADM8829) zu –5 V gewandelt. Die beiden Spannungen (±5 V) werden anschließend über rauscharme Linearregler auf ±2,5 V geregelt.

Der Vorteil der Strommessung über isolierte Sigma-Delta-Modulatoren und Strommesswiderstände liegt in der geringen Erwärmung und einem sehr guten thermischen Verhalten (Drift) über einen Bereich von –40 bis 125°C. Die Schaltung ist durch die robuste 1-Bit-Datenübertragung sehr gut für raue Umgebungen geeignet und kann dadurch in größerer Entfernung vom DSP/FPGA platziert werden, als Verfahren mit analogem Ausgang. Durch die geeignete Wahl der Dezimierungsrate (und einem eventuell nachfolgenden Sinc1-Filter) ist eine gute 50/60Hz-Unterdrückung gegeben. Ein weiterer Vorteil dieses Verfahrens sind – je nach Ausführung der Schaltung – die Kosten- und Platzersparnis gegenüber Hall-Effekt basierten Systemen.

Universeller Gasdetektor auf Basis elektrochemischer Sensoren

Die Schaltung in Bild 1 zeigt einen universellen, mobilen Gasdetektor, der mit verschiedenen elektrochemischen Sensoren bestückt werden kann. Im vorliegenden Beispiel ist ein Sensor CO-AX von Alphasense im Einsatz, der die Konzentration von Kohlenmonoxid bestimmen kann.

Elektrochemische Sensoren kommen häufig zum Einsatz, um giftige Gase in Konzentrationen kleiner 1 ppm zu bestimmen. Die eingesetzten Sensoren sind meist gasspezifisch, d.h. für jede Art von Gas wird ein separater Sensor benötigt.

Die Schaltung basiert auf einem sogenannten Auto-Zero-Verstärker (ADA4528-2), der eine maximale Offset-Spannung von 2,5 µV bei gleichzeitig gutem Spannungsrauschen von 5,6 µV/√Hz besitzt. Statt eines festen Transimpedanz-Widerstands wird der AD5270-20, ein programmierbarer Rheostat (einstellbarer Widerstand), eingesetzt, mit dem die Schaltung mit verschiedenen Sensoren betrieben werden kann, ohne die Bestückung der Platine zu ändern.

Die benötigte Referenzspannung von 1,2 V wird durch den ADR3412, eine Referenz mit einer Genauigkeit von 0,1%, einer Drift von 8 ppm/°C und sehr geringer Verlustleistung erzeugt. Diese beiden Kernkomponenten gewährleisten eine Genauigkeit, die für den nachfolgenden 16 Bit A/D-Wandler (z.B. AD7790) benötigt wird.

Funktionsweise der Schaltung

Bei elektrochemischen Sensoren diffundiert Gas durch eine Membran in Sensor und reagiert mit der Messelektrode (WE). Die Referenzelektrode (RE) erzeugt die Rückkopplung für den Verstärker (U2-A), der dafür sorgt, dass die Messelektrode (WE) ein konstantes Potenzial sieht, was durch die Änderung der Spannung an der Gegenelektrode (CE) erreicht wird.

Die Stromrichtung in der Messelektrode hängt davon ab, ob im Sensor eine Reduktionsreaktion oder eine Oxidation stattfindet. Im Falle des Kohlenmonoxid-Sensors findet eine Oxidation statt, der Strom fließt in die Messelektrode. Das bedeutet, das die Gegenelektrode ein um ca. 300 bis 400 mV negativeres Potenzial annehmen muss als die Messelektrode.

Bild 2: Vereinfachte Beschaltung des Sensors Bild 2: Vereinfachte Beschaltung des Sensors

Der Stromfluss liegt bei etwa 100 nA pro ppm, was bedeutet, dass zur Wandlung des Stroms in eine Spannung ein Transimpedanzwandler mit sehr geringem Eingangsstrom benötigt wird. Der ADA4528-2 eignet sich für diese Anwendung, da er CMOS-Eingangsstrukturen mit einem Eingangsstrom von 220 pA besitzt.

Die Schaltung benötigt nur eine einzelne Versorgungsspannung von 3,3 V, alle Komponenten sind auf einen optimale Genauigkeit bei geringem Strombedarf ausgelegt. Um den Strombedarf zu reduzieren kann statt eines ADA4528-2 ein ADA4505-2 eingesetzt werden, was allerdings zu Lasten der Genauigkeit geht.

Der Verstärker U2-A arbeitet als Stromsenke und sorgt für eine Potenzialdifferenz von 0 V zwischen Messelektrode WE und Referenzelektrode RE. Der Strom, der aus der Messelektrode fließt, ist proportional zur Gaskonzentration.

Die Ausgangsspannung des Transimpedanzwandler lässt sich wie folgt beschreiben: U0 = 1,2 V + IWE * RF

RF ist der Rückkopplungswiderstand des Transimpedanzwandlers (hier durch den Rheostat U3-B dargestellt); IWE ist der Strom, der in die Messelektrode fließt.

Einer der schwierigen Punkte ist die Genauigkeit der Daten, da besonders der Bereich nahe des Gleichstroms (einige mHz) interessant ist. Deshalb dient der Tiefpass aus R8 und C9 (0,16 Hz) als Filter. Diese tiefe Frequenz ist sinnvoll, da der Sensor eine Ansprechzeit von etwa 30 s hat. Mit dieser Konfiguration kommt die Schaltung auf eine rauschfreie Auflösung von 15,9 Bit.

Wichtig beim Test der Schaltung: Kohlenmonoxid ist ein giftiges Gas und in Konzentrationen von mehr als 250 ppm gefährlich. Daher sollte nur in geschlossenen Gefäßen getestet werden.

System zum Messen der relativen Luftfeuchte

Die Schaltung in Bild 1 zeigt ein kontaktloses, kapazitives System zur Messung der relativen Feuchte (RH) für den Bereich von 0% bis 100% RH mit einer Genauigkeit von 2% über den gesamten Messbereich. Die Schaltung ist für den Einsatz in Klimaanlagen, Schaltschränken, Inkubatoren und anderen industriellen und medizinischen Anwendungen geeignet.

 

Grundlegendes Messprinzip der Schaltung

Der AD7745 ist ein Baustein, der Kapazitäten misst (CDC – Capacitance to Digital Converter, Kapazitäts-/Digital-Wandler) und diese digital ausgibt. Da die Kapazität eines Plattenkondensators mit Gleichung 1 beschrieben wird, eignet sich dieser Baustein in Kombination mit einem Sensor vom Typ P14-W gut für die Feuchtemessung.

Gleichung 1 (Bild: VBM-Archiv) Gleichung 1 (Bild: VBM-Archiv)

Beim Sensor sind die Fläche und der Abstand der Kondensatorplatten konstant, ebenso die elektrische Feldkonstante. Die Kapazitätsänderung erfolgt durch die Permittivitätszahl (Wasser hat bei 20°C etwa 80, trockene Luft etwa 1), die größer wird, je mehr Feuchte im Sensor vorhanden ist. Die Kapazität des Sensors liegt laut Datenblatt zwischen etwa 140 pF bei 0% relativer Feuchte und 170 pF bei 100% relativer Feuchte.

Da der Betrag der relativen (Luft-)Feuchte temperaturabhängig ist, kann der im AD7745 integrierte Temperatursensor zur Kalibration und Korrektur der Messwerte dienen.

Funktionsbeschreibung der Schaltung

Der AD7745 besteht im Wesentlichen aus einem 24 Bit Sigma-Delta-Modulator mit digitalem Filter und serieller Schnittstelle, einer mit 32 kHz getakteten Spannungsquelle, einer Referenzspannungsquelle, einem Multiplexer sowie zwei D/A-Wandlern mit einer Auflösung von 7 Bit zur Einstellung des aktiven Messbereichs. Der AD7745 misst nun die externe Kapazität mit einer getakteten Schaltung nach dem Prinzip des Ladungsausgleichs.

Da die Ladung proportional zum Produkt von Spannung und Kapazität ist, kann die externe Kapazität bestimmt werden, da die Erregerspannung(UExcs) sowie die interne Vergleichskapazität (CRef) und die Referenzspannung (URef) bekannt sind. Die externe Kapazität wird nun ständig geladen und entladen, dabei wird die Spannung an CSENS ständig gewandelt.

Der AD7745 hat zwei begrenzende Faktoren bei der Messung von Kapazitäten: Die Dynamik des Messbereichs ist auf ±4,096 pF limitiert und die Gleichtaktkapazität (Common Mode Kapazität, CCM) beträgt maximal 21 pF.

Bei dem benutzen Sensor liegt die Kapazität ohne Luftfeuchte bei 140 pF, die Dynamik beträgt knapp 30 pF.

Diese Anpassung wird durch die sogenannte Bereichserweiterung basierend auf dem AD8615 realisiert. Über den Spannungsteiler aus R1 und R2 wird die Ausgangsspannung um den Faktor F reduziert, oder mit anderen Worten, die externe Kapazität darf um den Faktor F größer sein.

Um den Faktor zu berechnen, müssen EXCA und EXCB invers zu einander eingestellt sein, dann gilt für den Faktor die Beziehung gemäß:

Gleichung 2 (Bild: VBM-Archiv) Gleichung 2 (Bild: VBM-Archiv)

Für den hier verwendeten Sensor sind die folgenden Daten gegeben: FCM = 140 pF; FDYN = 25 pF.

Der Faktor für Gleichtakt und Dynamik wird jeweils getrennt betrachtet, der höchste Wert geht in die Berechnung ein.

Dabei sind: FCM = 140 pF / 17 pF = 8,24; FDYN = 25 pF / 8,192 pF = 3,05. Damit wird der Faktor für die Gleichtaktkapazität als Berechnungsgrundlage benutzt. Als Basis wird R1 mit 100 kΩ/1% angenommen, R2 ergibt sich nach:

Gleichung 3 (Bild: VBM-Archiv) Gleichung 3 (Bild: VBM-Archiv)

Zum Schluss muss der Wert der Gleichtaktkapazität angepasst werden, das erfolgt über die zwei internen D/A-Wandler, auch CAPDAC genannt. Da CCM bei 17 pF liegen soll, gilt folgende Einstellung für das CAPDAC-Register des AD7745: CAPDACCode = CCM / CCMmax x Auflösung des D/A-Wandlers = 17 pF / 21 pF x 127 = 103 = 0 x 67.

Bewegungsschalter mit geringem Strombedarf schützt Festplatten

In Bild 1 ist die Grundschaltung dargestellt, die durch einen zweiten, programmierbaren Ausgang sowie die SPI Schnittstelle erweitert werden kann.

Bild 1: Grundschaltung des Bewegungsschalters(Bild: Analog Devices)
Bild 1: Grundschaltung des Bewegungsschalters (Bild: Analog Devices)

Das Herzstück der Schaltung ist ein MEMS (Mikroelektromechanisches System) basierter Beschleunigungsaufnehmer mit drei Achsen. Dieser Baustein, der ADXL362 von Analog Devices, hat in Kombination mit dem ADP195 einen Ruhestrom von 300 nA, bei aktiviertem Leistungsschalter sind es weniger als 3 µA. Der Sensor des Beschleunigungsaufnehmers arbeitet kapazitiv. In Ruhestellung sind die Abstände des beweglichen Aufnehmers zum nicht beweglichen Teil gleich groß (Mittelstellung). Findet eine Bewegung oder Lageänderung statt, ändern sich die Abstände und damit die Spannung am kapazitiven Spannungsteiler.

Die bewegliche Masse wird über Polysilizium-Federn im Gleichgewicht gehalten. Eine Kraft auf diese Masse, die durch die Erdanziehung oder eine Bewegung verursacht werden kann, verursacht eine Kapazitätsänderung zwischen beweglicher Masse und der festen Struktur. Das hieraus gewonnene Signal wird verstärkt, gefiltert und durch einen ADC gewandelt. Dieser Wert wird mit voreingestellten Schwellwerten verglichen und wie in der Beispielschaltung, an INT2 ausgegeben. Das Signal geht dann auf den Eingang des Leistungsschalters ADP195, um die Last (z.B. ein Sendemodul) zu versorgen.

Die Spannungsversorgung der Schaltung ist im Bereich von 1,6 V bis 3,5 V möglich, was in bestimmten Fällen direkt aus der Batterie erfolgen kann. Für die Funktion wird kein Mikroprozessor benötigt, da der MEMS im Stand-Alone-Modus betrieben wird. So erkennt der Baustein sowohl eine Bewegung die einen absoluten Beschleunigungswert überschreitet als auch eine relative Änderung der Beschleunigung. Im absoluten Modus prüft der Baustein ob der Wert von 1 g auf einer Achse überschritten wird. Dabei ist Vorsicht geboten, da der Wert der Erdanziehung (1g) mit in die Auswertung einfließt.

Der referenzierte (relative) Modus reagiert nur auf eine Änderung der Beschleunigung. Dazu werden die ersten Daten als Referenzwert gespeichert. Anschließend werden alle Änderungen mit dieser Referenz verglichen. Wichtig ist bei beiden Modi die Zeit, in der die Änderungen über der eingestellten Grenze liegen müssen. Die Zeit für Aktivität (Aufwachen) und Inaktivität (Ruhemodus) kann in Registern eingestellt werden. Der Arbeitsbereich des Sensors ist einstellbar für ±2 g, ±4 g und ±8 g. Neben der Messung von Beschleunigung kann der Sensor auch Temperaturen mit einer absoluten Genauigkeit von ±0,5°C Messen und über die SPI Schnittstelle ausgeben. Um den Stromverbrauch auch im Betrieb mit Mikroprozessor zu minimieren, ist ein 512-Bit-FIFO implementiert, der Daten über einem einstellbaren Grenzwert zwischenspeichert.

Eine Anwendung des Sensors ist die Freifallerkennung, wie sie in Notebook-Festplatten eingebaut ist. In diesem Fall müssen alle drei Achsen eine Beschleunigung nahe 0 g aufweisen, da die Erdanziehung im freien Fall nicht auf den Sensor wirkt. Typische Einstellungen sind 300 mg bis 600 mg und Inaktivitäten von 150 ms bis 350 ms.

Den ADP2370 als LED-Treiber nutzen

Die Leuchtstoffröhre in meiner batteriegespeisten Campinglampe war ausgefallen. Eine neue war nicht verfügbar. So beschloss ich, die defekte Leuchtstoffröhre durch mehrere weiße 1-W-LEDs zu ersetzen. Die beste Möglichkeit zum Treiben der LEDs ist es, einen allgemein verfügbaren integrierten Abwärtswandler zu verwenden.

Moderne LEDs mit hoher Leistung sind effizienter und erreichen eine längere Lebensdauer als Glühlampen oder kompakte Leuchtstoffröhren. Ferner entfällt bei LEDs das die Augen ermüdende Flackern. Dies macht LEDs gegenüber Leuchtstofflampen weit überlegen.

Dieser Analogtipp beschreibt, wie der Abwärtswandler ADP2370 mit einstellbarer Ausgangsspannung den LED-Strom aus zahlreichen Energiequellen regelt, um einen einfachen, robusten und hocheffizient dimmbaren LED-Treiber zu realisieren.

LED-Treiber mit geregeltem Strom

Geregelter LED-Treiber mit dem ADP2370 (Bild: ADI)
Quelle: Redaktion Elektronikpraxis
Geregelter LED-Treiber mit dem ADP2370

Abwärtswandler wie der ADP2370 setzen normalerweise eine Eingangsspannung auf eine niedrigere Ausgangsspannung herunter. Die LED-Treiber-Schaltung in Bild 1 nutzt den ADP2370 jedoch, um statt einer Ausgangsspannung den LED-Strom zu regeln.

Die Widerstände R7 und R8 dienen als Last und als Strommesswiderstände. R6 und R9 mitteln die Strommessspannungen am Eingang von Operationsverstärker U2 und gleichen die LED-Ströme aus. Der Verstärker U2 verstärkt die Spannung über dem Strommesswiderstand mit der durch R2 und R3 eingestellten Verstärkung. Außerdem treibt er den Eingang FB des ADP2370 und bewirkt somit eine Regelung des LED-Stromes. Eine Verstärkung von 5,32 stellt den Strom in jeder LED auf etwa 320 mA ein.

R4, R5, R6 und R9 stellen eine Dimmerfunktion bereit. Eine Verringerung des Wertes von R4 bewirkt, dass die Strommessspannung einen geringfügigen Offset über 0 V erhält. Dies reduziert den LED-Strom. Ein Fotosensor könnte R4 ersetzen, um die LEDs in Abhängigkeit von der Intensität der Umgebungsbeleuchtung zu dimmen.

Ein Übertemperaturschutz lässt sich implementieren, indem man R4 durch einen NTC-Thermistor ersetzt oder R4 einen NTC-Thermistor parallel schaltet. So wird der Treiberstrom reduziert, sobald die LEDs eine bestimmte Temperatur übersteigen. Thermistor und LEDs müssen für genaue Temperaturmessungen einen guten thermischen Kontakt aufweisen.

Ab jetzt trinken wir nur noch Bier…

Ganz davon abgesehen, dass Bier uns auf Dauer dehydrieren würde, muss man wissen, dass die Bierproduktion fünf Liter Wasser für jeden Liter gebrauten Bieres verbraucht. Und in dieser Schätzung ist das Wasser, das für den Anbau der für das Brauen benötigten Zutaten aufgewendet werden muss, noch nicht einmal enthalten. Das Fazit lautet deshalb schlicht: kein Wasser – kein Bier.

Bei näherer Betrachtung fällt auf: ganz gleich, was man produziert – Wasser wird immer benötigt. Nicht nur wir Menschen brauchen täglich Wasser um zu duschen, unser Essen zuzubereiten und unsere Wäsche zu waschen, sondern auch so gut wie jede Produktion. Wussten Sie beispielsweise, dass für die Herstellung Ihres Computers nahezu 7.000 Liter Wasser nötig waren oder dass das in der Halbleiterproduktion verwendete Wasser größtenteils von höchster Reinheit ist?

Fakt ist, dass wir als Lebewesen auf Wasser angewiesen sind. Das sollte allerdings kein Grund sein, in Traurigkeit zu verfallen und nicht mehr weiterzulesen. Obwohl ich mich selbst als Umweltschützer bezeichnen möchte, mag auch ich die Berichte zum Thema Umwelt nicht mehr hören, denn sie geben mir ein Gefühl der Hilflosigkeit und scheinen niemals ein Happy End zu haben. In dem Fall, um den es hier geht, verspreche ich aber, dass die Geschichte gut ausgehen kann. Unsere Wasserprobleme sind allerdings so massiv, dass es zu ihrer Lösung einer Menge neuer Herangehensweisen und innovativer Lösungen bedarf.

Einer der Bereiche, die es in Angriff zu nehmen gilt, ist die Wasserversorgungs-Infrastruktur. Ein Drittel der US-amerikanischen Versorgungsunternehmen berichtet von einer auf Lecks in den Wasserversorgungssystemen zurückzuführenden Verlustquote von mehr als 40 % des gesamten Frischwassers pro Jahr. Lecks in den großen Versorgungsleitungen sind hieran ebenso beteiligt wie Leckagen in den einzelnen Haushalten. Stellen Sie sich nur einmal vor, bei einem anderen Gebrauchsgut (z.B. Benzin) gäbe es einen Verlust von 40 %. Wir würden die hieraus resultierenden überhöhten Rechnungen sowie die Verschwendung und die Umweltverschmutzung keinesfalls hinnehmen. Nur ausgerechnet beim Wasser, das doch eigentlich unsere wertvollste Ressource ist, stecken wir den Kopf in den Sand und bleiben tatenlos.

Eine Möglichkeit, das von Leckagen geplagte Wasserversorgungssystem zu korrigieren, ist eine bessere Verbrauchsmessung. Die in Amerika üblichen mechanischen Wasserzähler aber sind nur unzureichend in der Lage, Durchflüsse von weniger als 30 Litern pro Stunde zu erfassen. Schlimmer noch ist, dass sich die Genauigkeit der mechanischen Zähler im Laufe der Zeit verschlechtert, weil die mechanischen Teile zunehmend verschleißen. Dabei gibt es heute eine bessere Technik um Wasser-Durchflussmengen zu messen, nämlich mit Ultraschall. Zähler auf Ultraschallbasis messen zehnmal genauer als mechanische Zähler. Die 45.000 Liter Wasser, die in einem durchschnittlichen US-amerikanischen Haushalt jährlich verlorengehen, entsprechen einer Menge von 5 Litern in der Stunde – zu wenig also, um von einem mechanischen Zähler erfasst zu werden, aber ganz klar innerhalb des Messbereichs von Ultraschallzählern. Die Messung auf Ultraschallbasis kommt zudem ohne bewegliche Teile aus, sodass hier kein Verschleiß auftritt.

Ultraschall klingt gut, aber hat diese Geschichte nicht auch einen Haken? Teurer müssten diese Zähler eigentlich nicht sein, da sich die Ultraschallmessung im Laufe der Zeit mehr als bezahlt macht. Wenn Versorgungsunternehmen die Ultraschallzähler in einer automatisierten Wasserzähler-Infrastruktur einsetzen, können sie Leckagen erkennen und die Mengen in Rechnung stellen, die ihnen heute noch entgehen. Sie könnten also ihre Einnahmen steigern und überdies ihre Verteilungs-Infrastruktur straffen. Bei geschätzten Kosten von 1,50 US-Dollar für 4500 Liter Wasser könnten die Versorger pro Kunde 15 US-Dollar mehr im Jahr einnehmen. Abhängig davon, was die Zähler in größeren Stückzahlen kosten, sollten sich diese Investitionen für die Versorgungsunternehmen relativ rasch rechnen. Dies ist günstig für die Wasserversorger, und wir alle hätten eine Zähler-Infrastruktur, die jahrzehntelang präzise und zuverlässig arbeiten würde.

Bild 1: Blockdiagramm des MAXREFDES70# Bild 1: Blockdiagramm des MAXREFDES70#

Ich halte dies für eine sinnvolle Sache. Wenn Sie auch dieser Meinung sind, dann sehen Sie sich doch zum Beispiel einmal den Ultraschall-Wasserzähler MAXREFDES70# von Maxim an. Dieses Referenzdesign wurde entwickelt, um Zählerhersteller darin zu unterstützen, schnell und unkompliziert eine Schaltung zu entwickeln und um die Kosten für verschiedene Zählertypen zu senken.

Einfache Schaltung eliminiert Offset in Sensorbrücken

Sensorsignale sind in der Regel sehr klein, weswegen man sie mit Instrumentenverstärkern sehr stark verstärkt. Wir stellen eine nachjustierbare, kostengünstige Schaltung für die Industrie vor, die daraus resultierende Fehler eliminiert.

Mit Instrumentenverstärkern lassen sich von Sensoren erzeugte elektrische Signale aufbereiten, damit man sie anschließend digitalisieren, speichern oder zur Steuerung von Prozessen verwenden kann.

Da Sensorsignale normalerweise sehr klein sind, muss der Instrumentenverstärker mit hoher Verstärkung arbeiten. Auch können sich Sensorsignale auf einer hohen Gleichtaktspannung oder eingebettet in einer hohen Gleichspannungs-Offsetspannung befinden.

Man stelle sich einen Brückenverstärker mit einfacher Versorgungsspannung vor, bei dem eine Spannung von 3,3 V zur Anregung der Brücke und zur Versorgung des Verstärkers verwendet wird. Der Messbereich des Brückenausgangs beträgt ±15 mV. Die Offsetspannung kann im Bereich von ±25 mV liegen. Um die gewünschte Empfindlichkeit zu erreichen, muss die Verstärkung 100 betragen.

Der Eingangsbereich des A/D-Wandlers beträgt 0 bis 3,3 V. Der Ausgang der Brücke kann positiv oder negativ sein. Somit wird der Ausgang auf die mittlere Versorgungsspannung oder 1,65 V bezogen. Bei einer einfachen Verstärkung von 100 würde der Offset dafür sorgen, dass der Verstärkerausgang zwischen –0,85 und +4,15 V variiert. Dies übersteigt die Versorgungsspannung.

Bild 1: Schaltung zur Beseitigung von Offset, modifiziert für den Betrieb mit einer unipolaren Versorgung. (Bild: ADI)
Bild 1: Schaltung zur Beseitigung von Offset, modifiziert für den Betrieb mit einer unipolaren Versorgung.

Die Schaltung in Bild 1 löst dieses Problem. Als Brückenverstärker A1 dient der Instrumentenverstärker AD8237 mit indirekter Stromrückkopplung. Der Verstärker A2 mit den Widerständen R4 und R5 stellt den Null-Pegel Ausgang von A1 auf die mittlere Versorgungsspannung ein. Der 8-Bit-D/A-Wandler AD5601 stellt den Ausgang so ein, dass die Brückenoffsetspannung über RA Null wird. Das Ausgangssignal des Verstärkers wird anschließend mit dem 12-Bit-A/D-Wandler AD7091 digitalisiert.

Die Ausgangsspannung des D/A-Wandlers kann sich zwischen 0 und 3,3 V oder mit ±1,65 V um die Referenzspannung von 1,65 V bewegen. Mit UA(max) = 1,65 V und UIN(max) = 0,025 V beträgt RA = 65,347 kΩ. Mit einer Widerstandstoleranz von 1% ergibt sich der nächste verfügbare Wert zu 64,9 kΩ.

Dies lässt kein Spielraum für Fehler, die durch die Genauigkeit der Quelle und Temperaturunterschiede verursacht werden. Somit sollte man einen preiswerten, normalerweise gut verfügbaren 49,9-kΩ-Widerstand verwenden. Der Nachteil ist eine reduzierte Einstellungsauflösung und eine geringfügig höhere Offsetspannung nach der Einstellung.

Bei R1 = 1 kΩ und R2 = 100 kΩ beträgt die Nennverstärkung 103. Wird ein Wert näher am Zielwert von 100 gewünscht, reduziert man den Wert von R2 um etwa 3% auf 97,6 kΩ. So erhält man eine Nennverstärkung von 100,6.

Der gesamte Offset-Einstellbereich ergibt sich aus dem Spannungsteiler, der durch RA und der Parallelschaltung der Widerstände R1 und R2 gebildet wird. Er lässt sich mit Gleichung 1 berechnen:

Gleichung 1
Gleichung 1

Damit ergibt sich: [0,99 kΩ / (0,99 kΩ + 49,9 kΩ)] ±1,65 V = ±32,1 mV. Eine Anpassung von ±32,1 mV über den maximalen Brückenoffset von ±2 5mV liefert eine zusätzliche Anpassungsreserve von 28%.

Mit einem 8-Bit-D/A-Wandler beträgt die Schrittweite der Anpassung

Das entspricht 64,2 mV / 256 ≈ 250 µV. Mit einer Anpassungsauflösung von 250 µV ergibt sich am Ausgang ein maximaler Offset von 12,5 mV.

Gleichung 2
Gleichung 2

Die Werte von R3 und C1 können aus dem Datenblatt des A/D-Wandlers entnommen werden. Für das 1 MSample/s schnelle Wandlermodell AD7091 betragen diese Werte 51 Ω und 4,7 nF. Kombinationen mit größeren Widerstands- und Kondensatorwerten kann man verwenden, um bei niedrigeren Abtastraten das Rauschen und Aliasing-Effekte zu reduzieren.

Ein weiterer Vorteil der im Bild 1 gezeigten Schaltung besteht darin, dass die Einstellung des Brückenoffsets in der Produktion oder bei der Installation erfolgen kann. Falls Umwelteinflüsse, Sensor-Hysterese oder Langzeitdrift den Wert des Offsets beeinträchtigen, kann die Schaltung nachjustiert werden.

Wegen seines echten Rail-to-Rail Eingangs arbeitet der AD8237 am besten in Brückenschaltungen, die mit sehr niedrigen Spannungen versorgt werden. Für herkömmliche Industrieanwendungen, die höhere Versorgungsspannungen verlangen, ist der AD8420 eine gute Alternative. Dieser Instrumentenverstärker mit indirekter Stromgegenkopplung arbeitet mit Versorgungsspannungen von 2,7 bis 36 V und nimmt 60% weniger Strom auf.

Die Autoren: Gustavo Castro, Scott Hunt, Analog Devices.

16-Bit-DAC mit Referenz und Puffer und einer Linearität von ±1 LSB

Die Nutzung eines externen Puffers in einer Digital-zu-Analog-Wandlung kann verschiedene Gründe haben. Mit dem Puffer kann man z.B. höhere Ströme oder größere Kapazitäten treiben. Die Schaltung in Bild 1 zeigt einen 16 Bit D/A-Wandler mit ±1 LSB (Least Significant Bit – niederwertigstes Bit), der mit nur einer Versorgungsspannung auskommt, gefolgt von einem Verstärker ohne die sogenannte „crossover distortion“. Diese Nichtlinearität ist häufig bei konventionellen Rail-to-Rail-Verstärkern zu finden und verschlechtert die Linearität um bis zu 5 LSB.

Die Schaltung in Bild 1 eignet sich durch den niedrigen Energiebedarf von etwa 25 mW bei einer Versorgung von 6 V sehr gut für Anwendungen in der Automatisierungstechnik oder für Batterie betriebene Geräte. In der beschriebenen Schaltung wird ein nicht gepufferter D/A-Wandler (AD5541A) direkt aus einer vorgeschalteten Referenzspannungsquelle (ADR4550) versorgt. Diese 5 V dienen gleichzeitig als Referenzspannung für den D/A-Wandler und als Versorgungsspannung für den Puffer (ADA4500-2).Optional kann der D/A-Wandler mit einer zusätzlichen, geringeren Spannung für die serielle Schnittstelle versorgt werden.

Die Referenz darf mit einer Spannung im Bereich von 5,1 bis 15 V betrieben werden und liefert einen Ausgangsstrom bis zu 10 mA, was bei einem Gesamtstrom von etwa 4 mA mehr als ausreichend ist. Da Referenz und Versorgung des D/A-Wandlers aus derselben Spannung gespeist werden, ist als Puffer ein Rail-to-Rail-Verstärker Pflicht. Für die gegebene Konfiguration mit der 5-V-Referenz ergibt sich eine Spannung von 76,3 µV pro LSB, was 0,0015% des vollen Spannungsbereiches oder 15 ppm entspricht.

Deshalb sollte die Referenz so nahe wie möglich an dem REF-Pin des D/A-Wandlers platziert werden, da 2,5 mm Leiterbahn mit 1 mm Bahnbreite einen Widerstand bei Raumtemperatur von ca. 100 mΩ besitzt. Damit fallen bei 4 mA schon 400 µV ab. Ebenso hat der Verstärker einen Offset von etwa 120 µV. Um diese Anfangsfehler zu beseitigen, sollte die Schaltung kalibriert werden.

Bild 2: INL bei Verwendung eines Standard Rail-to-Rail Verstärkers
Quelle: Analog Devices
Bild 2: INL bei Verwendung eines Standard Rail-to-Rail Verstärkers

Was macht den ADA4500-2 nun zum idealen Treiber für einen D/A-Wandler? Die meisten Rail-to-Rail-Verstärker haben zwei differenzielle N- und P-Transistorpaare, die in der Regel bei etwa 1 V unter der Versorgungsspannung umschalten, was zu einem geringen Spannungssprung führt. Dieser Sprung verursacht bei der Verwendung als DAC-Puffer eine Verschlechterung der Linearität. Dieser Effekt tritt im konkreten Beispiel bei etwa 1,7 V unter der Versorgungsspannung auf und wird in Bild 2 dargestellt.

Der ADA4500-2 kommt mit einem einzigen Transistorpaar am Eingang aus, da er intern eine Ladungspumpe nutzt, um die Versorgungsspannung der Transistoren anzuheben. Damit entfällt das Umschalten zwischen den beiden Paaren und somit auch die dadurch resultierende Änderung im Offset des Verstärkers. Das Ergebnis über die komplette Signalkette ist in Bild 3 dargestellt. Die maximale Nichtlinearität liegt hier unter ±0,4 LSB.

Variationen der Schaltung

Bild 3: 3 INL mit dem ADA4500-2 (Analog Devices) Bild 3: 3 INL mit dem ADA4500-2

Die gezeigte Schaltung ist für Aktualisierungsraten von 1 µs ausgelegt. Eine stromsparendere Version ist mit der Familie ADA4505 möglich, wobei die Bandbreite auf weniger als 50 kHz reduziert wird. Der Strombedarf reduziert sich etwa um den Faktor 100. Für eine bipolare Ausgangsspannung eignet sich der D/A-Wandler AD5542A.

Eine andere Variante ist die Benutzung einer 2,5-V-Referenz, was den Nachteil eines reduzierten Ausgangsspannungsbereiches bedeutet. In diesem Fall wird der Bereich der Ausgangsspannung in den nicht kritischen Bereich des Operationsverstärkers gelegt. Ebenso kann der Operationsverstärker mit einer höheren Spannung (z.B. ±12 V) betrieben werden, um dem Operationsverstärker einen genügend großen Arbeitsbereich zur Verfügung zu stellen.

Abschließend noch ein Wort zum Layout. Um aus der Schaltung die maximal mögliche Genauigkeit zu erhalten, muss ein analoges und ein digitales Massepotenzial verwendet werden, die am D/A-Wandler zusammengeführt werden.

Alle Bypass-Kondensatoren sollten dicht an den entsprechenden Versorgungsanschlüssen der Bauteile positioniert werden. Die Serienwiderstände und -induktivitäten der Keramikkondensatoren sollten gering sein, um die Transienten durch geringe Impedanz zur Masse zu minimieren.

18-Bit-Datenerfassungssystem mit geringer Leistungsaufnahme

Bei der Schaltung in Bild 1 handelt es sich um ein komplettes, rauscharmes Datenerfassungssystem (5 MSample/s; 18 Bit), das 122 mW aufnimmt und eine hohe Genauigkeit bietet. Referenz, Referenzpuffer, Treiberverstärker und A/D-Wandler bilden eine optimierte Lösung mit einem Störabstand von 99 dB und einer harmonischen Verzerrung (THD) von −117 dB. Wegen ihrer geringen Leistungsaufnahme und ihrer kleinen Grundfläche eignet sich die Schaltung für portable Anwendungen.

Bild 1: Signalkette mit 5 MSample/s, 18 Bit (nicht alle Verbindungen sind dargestellt). (Bild: Analog Devices) Bild 1: Signalkette mit 5 MSample/s, 18 Bit (nicht alle Verbindungen sind dargestellt).

Der Verstärker ADA4897-1 mit Rail-to-Rail-Ausgang eignet sich als Treiber für den hochgenauen, SAR-A/D-Wandler AD7960 (5 MSample/s; 18 Bit). Das rauscharme Bauteil (1 nV/√Hz typ.) mit einer Stromaufnahme von 3 mA bietet eine Bandbreite von 230 MHz und eine Spannungsanstiegsgeschwindigkeit von 120 V/μs. Er schwingt in 45 ns auf 0,1% ein.

Die Eingangssignale für die Operationsverstärker des ADA4897-1 werden mit einem RC-Glied (820 Ω / 100 pF) gefiltert. Dieses bietet eine Bandbreite von 2 MHz. Für eine zusätzliche Filterung am Eingang des A/D-Wandlers AD7960 sorgt der RC-Filter mit 33 Ω / 56 pF. Dieser hat eine Bandbreite von 86 MHz. Dieses Filter reduziert die Rückwirkungen vom kapazitiven DAC-Eingang des AD7960 und begrenzt das Rauschen an den Eingängen des AD7960.

Die Schaltung nutzt Versorgungsspannungen von +7 V und −2,5 V für die Eingangstreiber des ADA4897-1, um den Energieverbrauch zu minimieren und eine optimale, niedrige Systemverzerrung zu erreichen. Die Ausgangsstufe des ADA4897-1 zeigt Rail-to-Rail-Verhalten und schwingt um 150 mV über/unter der jeweiligen Versorgungsspannung. Aus der zusätzlichen Reserve, die sich mit den Versorgungsspannungen von +7 V und −2,5 V ergibt, resultiert ein gutes Verzerrungsverhalten.

Der differenzielle Eingangsbereich des AD7960 wird mit einer externen Referenzspannung von 5 oder 4,096 V eingestellt. In Bild 1 wird die 5-V-Referenzspannung vom ADR4550 bereitgestellt. Beim ADR4550 handelt es sich um eine hochgenaue, rauscharme Referenz mit geringer Stromaufnahme (950 μA max.) und einem Anfangsfehler von maximal ±0,02%. Die Referenz bietet ferner eine gute Temperaturstabilität sowie ein niedriges Ausgangsrauschen.

Der AD8031 wird zur Pufferung der externen Referenz und der Gleichtaktausgangsspannung des AD7960 verwendet. Der AD8031 ist für viele Anwendungen geeignet. Angefangen bei batteriegespeisten Systemen mit großer Bandbreite bis hin zu sehr schnellen Systemen, bei denen aufgrund der Komponentendichte ein geringer Energieverbrauch erforderlich ist. Der AD8031 arbeitet stabil bei großen kapazitiven Lasten und kann die Entkopplungskondensatoren treiben, die erforderlich sind, um Spannungsspitzen als Folge von Stromtransienten zu minimieren.

Digitalschnittstelle und A/D-Wandler

Die Digitalschnittstelle des AD7960 nutzt den LVDS-Standard (Low Voltage Differential Signaling) für hohe Datenübertragungsraten. Ein LVDS-Signal CLK+/CLK− muss an den AD7960 angelegt werden, um Daten zum digitalen Host zu übertragen.

Der 5 MSample/s schnelle 18-Bit-Wandler AD7960 bietet ±0,8 LSB INL, ±0,5 LSB DNL sowie einen Dynamikbereich von 100 dB und nimmt 46,5 mW auf. Versorgt wird der AD7960 mit +5 V (UDD1) und +1,8 V (UDD2 und UIO), Bild 1. Die erforderlichen Versorgungsspannungen von 5 und 1,8 V können mit LDOs wie zum Beispiel den Modellen ADP7104 und ADP124 erzeugt werden.

Bild 2: Typische integrale Nichtlinearität (INL) des AD7960 in Abhängigkeit vom Ausgangscode mit REF = 5 V. Bild 2: Typische integrale Nichtlinearität (INL) des AD7960 in Abhängigkeit vom Ausgangscode mit REF = 5 V.

Der AD7960 wandelt die differenzielle Spannung der gegenphasigen Analogeingänge (IN+ und IN−) in ein digitales Ausgangssignal. Die Analogeingänge IN+ und IN− benötigen eine Gleichtaktspannung in Höhe der halben Referenzspannung. Der rauscharme Verstärker AD8031 puffert die +5-V-Referenzspannung der rausch- und driftarmen Referenz ADR4550 sowie die Gleichtaktausgangsspannung (UCM) der Digitalschnittstelle AD7960.

Der ADA4897-1 ist als Spannungsfolger konfiguriert und treibt die Eingänge des AD7960 mit einem differenziellen gegenphasigen 0- bis 5-V-Signal (180° Phasenversatz). Bild 2 zeigt die typische integrale Nichtlinearität (INL) als Funktion des Ausgangscodes des AD7960. Sie liegt mit einer externen Referenz von 5 V innerhalb der Spezifikationen von ±0,8 LSB.

Histogramm und FFT-Leistungsfähigkeit

Bild 3: Typisches Histogramm bei REF = 5 V Bild 3: Typisches Histogramm bei REF = 5 V

Die Genauigkeit der Schaltung ist aus dem Histogramm in Bild 3 und der FFT-Kurve in Bild 4 mit einer externen Referenz von 5 V ersichtlich. Die Daten wurden mit Hilfe des Evaluation-Boards EVAL-AD7960FMCZ und dem Audio Precision SYS-2702 als Signalquelle aufgenommen.

Blockschaltbild und Leiterplattenlayout findet man im Design Support Package CN-0277 unter www.analog.com/CN0277-DesignSupport.

 

 

 

Bild 4: 1 kHz, -0,5 dBFS Eingangssignla-FFT, REF = 5 V Bild 4: 1 kHz, -0,5 dBFS Eingangssignla-FFT, REF = 5 V

 

Häufige Varianten

Der AD7961 ist ein 5 MSample/s schneller differenzieller 16-Bit-A/D-Wandler aus der PulSAR-Familie. Er ist anschlusskompatibel zum AD7960. Somit kann er in der Schaltung in Bild 1 statt des AD7960 verwendet werden wenn lediglich eine Auflösung von 16 Bit erforderlich ist. Die Serie AD7960 unterstützt externe Referenzen mit 4,096 oder 5 V. Das EVAL-AD7960FMCZ ermöglicht über einen Jumper die Auswahl des ADR4540 (4,096 V) oder des ADR4550 (5 V) als Referenz.

Die verschiedenen Möglichkeiten zum Anschluss der Referenzspannung werden über die Enable EN[0:3] Pins des AD7960 vorgenommen (siehe Datenblatt des AD7960). Falls ein Eingangsbereich von 0 bis 5 V erforderlich ist, kann die Referenz ADR4550 in Verbindung mit dem Referenzpuffer AD8031 verwendet werden. Dies erfolgt, indem man die Enable Pins des AD7960 als EN[0:3] = ‚X001’ oder ‚X101’ einstellt.

Die einkanaligen Operationsverstärker ADA4897-1 und AD8031 können durch die zweikanaligen Versionen (ADA4897-2 und AD8032) ersetzt werden.

Für optimiertes Rausch- und Verzerrungsverhalten kann statt des ADA4897-1 der ADA4899-1 (15 mA) verwendet werden. Der ADA4899-1 ist eine als Spannungsfolger konfigurierter stabiler, schneller Operationsverstärker, welcher eine sehr geringe Verzerrung und ein niedriges Spannungsrauschen von 1 nV/√Hz aufweist.

Schaltungsevaluierung und Test

Das Evaluation Board EVAL-AD7960FMCZ wurde entwickelt, um den A/D-Wandler AD7960 zu evaluieren und zu testen. Zum Testen der Schaltung in Bild 1 wurden zwei Operationsverstärker des Typs ADA4897-1 zum Treiben des AD7960 verwendet.

Ein Blockschaltbild und Benutzerhinweise befinden sich im Benutzerhandbuch UG-490 für das Board EVAL-AD7960FMCZ. Die Dokumentation beschreibt, wie die beschriebenen AC/DC-Tests durchzuführen sind.

Bild 5: Blockschaltbild des Testaufbaus Bild 5: Blockschaltbild des Testaufbaus

Der Anwender hat die Option eine externe Versorgungsspannungen von +7 und −2,5 V für die Eingangsverstärker auf dem Board EVAL-AD7960FMCZ zu verwenden.

Bild 5 zeigt die Blockschaltung des Testaufbaus, Bild 6 ein Foto des Evaluation Boards.

Erforderliche Ausrüstung

Zum Testen der Schaltung ist folgende Ausrüstung erforderlich:

• Das Evaluation Board EVAL-AD7960FMCZ und Software

• Das System-Demonstration-Plattform Board (EVAL-SDP-CH1Z)

• Ein verzerrungsarmer Signalgenerator wie zum Beispiel das Modell 81150A von Agilent oder SYS2702 von Audio Precision

• Ein PC mit USB-2.0-Schnittstelel, mit Windows XP, Windows Vista oder Windows 7 (32 oder 64 Bit)

• Ein 12 V DC-Netzteil (im Lieferumfang des EVAL-SDP-CH1Z Boards enthalten)

• USB-Schnittstellenkabel (1) und SMA-Kabel (1)

Bild 6: Das Board EVAL-AD7960FMCZ, angeschlossen an das Board EVAL-SDP-CH1Z Bild 6: Das Board EVAL-AD7960FMCZ, angeschlossen an das Board EVAL-SDP-CH1Z

Sensoren und Lasten außerhalb von Leiterplatten anregen

In verteilten Systemen werden analoge Signale zu oder von Sensoren oder Lasten übertragen. Da Signale in dieser Art von Systemen oft lange Strecken zurücklegen, ist das Thema Rauschen von zentraler Bedeutung. Rauschen koppelt in die zu übertragenden Signale ein, beschädigt Daten und generiert unerwünschte Effekte.Wir zeigen, wie diese Systeme richtig geschützt werden.

Daher müssen solche Systeme richtig geschützt werden. Erst wenn der Anteil und die Beschaffenheit des zu erwartenden Rauschens bekannt sind, lässt sich der erforderliche Schutz, der implementiert werden muss, um das Rauschen auszulöschen oder zumindest in der Umgebung vorhandene Störungen zu minimieren, definieren.

Bild 1: Beispiele für Rauschquellen
Bild 1: Beispiele für Rauschquellen

Es gibt zwei unterschiedliche Arten von Rauschen oder Interferenzen. Dies hängt davon ab, wie das Rauschen in das Hauptsignal eingekoppelt wird – Gleichtaktrauschen oder differenzielles Rauschen (Bild 1).

Die weniger schädliche Rauschart ist das Gleichtaktrauschen. Gleichtaktrauschen addiert sich sowohl zur System-Masse (GND) als auch zum Anregungssignal. Hauptsächlich ist es auf einen Dipol-Antenneneffekt zwischen Kabeln und echter Masse zurückzuführen. Gleichtaktrauschen beeinträchtigt das Signal nicht, da das Rauschen gleichzeitig in ähnlicher Größenordnung in beide Kanäle eingekoppelt wird. Das Problem ist, dass Gleichtaktrauschen einen Signaloffset erzeugt, der das echte Massepotenzial anhebt und zwei unerwünschte Effekte bewirkt.

Erstens kann es die Last in die Sättigung bringen, falls sie indirekt auf echte Masse bezogen ist. Zum Beispiel wenn der Sensor durch ein Metallgehäuse geschützt ist. Zweitens kann ein Lichtbogen entstehen, der den Sensor beschädigt. Gleichtaktrauschen ist besonders problematisch, wenn eine Wheatstone-Brücke angeregt wird. In diesem Fall muss das Ausgangssignal vom Controller verarbeitet werden. Dies erfolgt normalerweise mit einem Instrumentenverstärker, der einen endlichen CMRR-Wert (Wert für die Gleichtaktunterdrückung) aufweist und somit Rauschen verstärken kann.

Gleichtaktrauschen lässt sich minimieren, indem man das Eingangssignal über Tiefpassfilter leitet (zum Beispiel RC-Filter) oder Gleichtaktdrosseln einsetzt. Ein wichtiger Punkt ist, dass asymmetrisch gedämpftes Gleichtaktrauschen differenzielles Rauschen erzeugt. Ein praktisches Beispiel für eine asymmetrische Dämpfung ist ein Tiefpassfilter. In diesem Fall ergibt sich die Grenzfrequenz aus den Werten des Widerstands (R) und des Kondensators (C). Aufgrund von Bauteiltoleranzen ergeben sich für beide Verbindungsleitungen unterschiedliche Grenzfrequenzen.

Das differenzielle Rauschen

Die zweite und wesentlich problematischere Rauschart ist das differenzielle Rauschen, das zwischen Anregung und System-Masse eingekoppelt wird. Das differenzielle Rauschen wird wegen Stromschleifen zwischen System-Masse und den Signalkabeln, die sich wie Antennen verhalten, in das Signal eingekoppelt. In einigen Anwendungen, zum Beispiel chemische Analysen, befindet sich der Sensor aus Schutzgründen manchmal in einer Kammer, getrennt vom Controller. Ein solcher Aufbau erzeugt Stromschleifen von mehreren zehn oder hundert Metern. Somit kann jeder magnetische Fluss Stromrauschen in das Signal einkoppeln und Daten beschädigen. Um den Beitrag des differenziellen Rauschens zu minimieren, wird der Einsatz von Ferriten empfohlen. Diese filtern hochfrequente abgestrahlte Signale. Ebenfalls empfohlen werden Stern-Verbindungen zwischen Controller und Sensoren sowie abgeschirmte Verbindungskabel.

In beiden Fällen, falls das Rauschen groß genug ist, könnte sogar das Gerät infolge elektrischer Überbelastung beschädigt werden. Dies trifft insbesondere zu, wenn die Last ein Motor oder eine Leuchtstofflampe ist. Solche Verbraucher sind starke Störquellen. Erstens wegen ihrer elektromagnetischen Bauteile und zweitens wegen der Eigenschaften des erzeugten Signals. Es ist stets ratsam, Rauschunterdrücker wie ESD-Schutz zu verwenden, um ein bestimmtes Maß an System-Robustheit zu garantieren.

Tabelle 1: Vergleich der verschiedenen Kabeltypen
Tabelle 1: Vergleich der verschiedenen Kabeltypen

Die Hauptauswirkung bei der Implementierung einiger der oben beschriebenen Methoden ist die Kapazität in Verbindung mit den Komponenten. Sogar Kabel bestehen aus parasitären Kapazitäten und sind somit nicht vernachlässigbar. Die parasitäre Kapazität ist proportional zur Länge sowie dem Typ und der Kategorie des Kabels (Tabelle 1).

Integrierte Pufferspannungs D/A-Wandler wie die Modelle AD5683R oder AD5686R bieten hohe Spannungsanstiegsgeschwindigkeiten und große Bandbreiten bei reduzierter Leistungsaufnahme. Aus einigen Gründen wird dies zu einem wesentlichen Problem. Zum Beispiel eine gesenkte Leiterplattentemperatur, ein Anstieg der Bauteilanzahl pro Leiterplatte (ohne Zunahme der Leistungsaufnahme) und verbesserte Energieeffizienz. Als ein Ergebnis ist die interne Verstärkerimpedanz Zo (Impedanz bei offenem Regelkreis) groß (nicht zu verwechseln mit Zout (Impedanz bei geschlossenem Regelkreis) und begrenzt die maximale Last-Kapazität.

Übersteigt die an den Ausgang des Operationsverstärkers angeschlossene Kapazität den maximal erlaubten Wert, wird die Stabilität des des Verstärkers beeinträchtigt. Als Folge daraus könnte der Operationsverstärker oszillieren oder Klingeltöne produzieren. Es gibt einige Methoden, die Instabilität des Operationsverstärkers mit Pufferspannungs D/A-Wandlern zu minimieren.

Die Shunt-Methode und eine Netzwerk-Kompensation durch eine externe Last, die Snubber-Methode

Für die Shunt-Methode sind nur wenige externe Bauteile erforderlich. Die Idee hinter dieser Methode ist relativ einfach. Der Operationsverstärker wird von der Last isoliert, indem man einen diskreten Widerstand dazwischen schaltet. Der Widerstand RSHUNT fügt eine Nullstelle in die Übertragungsfunktion des Rückkopplungsnetzwerks ein. Dies macht die geschlossene Regelschleife stabil bei hohen Frequenzen. Die Nullstelle sollte mindestens eine Dekade unter dem GBP (Verstärkungs/Bandbreiten-Produkt) gewählt werden. Das Problem in diesem Fall ist, dass die DAC-Spezifikationen diese Zahl nicht beinhalten, weil sie wegen des Einsatzes des internen Operationsverstärkers als Puffer nicht relevant ist.

In diesem Fall empfiehlt eine Faustregel, einen möglichst niedrigen Wert zu wählen, um den Beitrag des Widerstands zu minimieren. Werte von 5 bis 50 Ω sind gängig. Bei dieser Methode fällt eine Lastspannung ab, da ein Widerstands-Spannungsteiler implementiert ist, die die Spannungsanstiegsgeschwindigkeit und die Einschwingzeit beeinträchtigt. Als Folge daraus werden die DAC-Spezifikationen von der Last- oder Sensorseite beeinträchtigt.

Bild 2: Prinzip der Shunt-Methode
Bild 2: Prinzip der Shunt-Methode

Indem man den Wert für RSHUNT erhöht, steigt das Dämpfungsverhältnis ζ. Dies macht es zu einer geeigneten Methode zum Treiben von Motoren. Es wird jedoch nicht empfohlen, wenn die Last klein und die Spannung niedrig ist – wie zum Beispiel bei der Anregung einer Wheatstone-Brücke. Denn der Amplitudenabfall könnte beachtlich sein. Indem man den Spannungsbereich zum Beispiel mit einer Versorgung von 5 V und einer Impedanz von 1 kΩ reduziert, beträgt der Spannungsabfall etwa 2,5% (Bild 2).

Bild 3: Prinzip der Snubber-Methode
Bild 3: Prinzip der Snubber-Methode

Die Snubber-Methode (oder RC-Shunt) reduziert den Lastspannungsbereich nicht. Somit wird sie bevorzugt für Low-Voltage-Anwendungen verwendet. Die Idee hinter dieser Methode ist etwas anders. Das Snubber-Netzwerk senkt die Impedanz der Last in der Nähe der Oszillationsfrequenz. Dadurch wird der Realteil der Last niedriger als der Imaginärteil und infolgedessen die Phasenänderung.

Die richtige Auswahl der verwendeten Bauteilewerte muss empirisch bestimmt werden, indem man den Transientenverlauf des an die Last angeschlossenen D/A-Wandlers analysiert. Viele Berechnungen basieren auf der Annahme, dass das Puffer-GBP unter 1 MHz liegt. In diesem Fall, unter der Annahme einer parasitären Kabelkapazität von 47 nF, ergibt sich ZKabel = 1 / 2π e6 47 e–9 = 0,3 Ω.

Der ideale Widerstandswert sollte unter 1 Ω liegen. Je niedriger der Wert für RSNUBBER ist, desto geringer ist das Überschwingen. Aus praktischer Sicht wählt man jedoch RSNUBBER = 10 Ω. Die Snubber-Polstelle muss 1/3 über der Oszillationsfrequenz liegen: CSnubber = 3 / 20 π e6 = 47 nF.

Snubber- und Shunt-Methoden sind zur Kompensation oder Isolation einer kapazitiven Last äußerst nützlich und stabilisieren den D/A-Wandler, wenn die Last oder der Sensor entfernt angeregt werden muss. Die obigen Beispiele basieren auf dem D/A-Wandler AD5683R. Aufgrund seines sehr kleinen Gehäuses und seiner Leistungsfähigkeit (2 LSB INL bei 16 Bit, 35-mA-Treiberfähigkeit, integrierte Referenz und Robustheit, 4 kV ESD) eignet sich der Baustein gut zum Anregen von Lasten oder Sensoren außerhalb von Leiterplatten.