Archiv der Kategorie: EPAP – Kommunikation

Das Routing schneller JESD204B-Verbindungsleitungen

Der serielle Schnittstellenstandard JESD204B für A/D- und D/A-Wandler unterstützt eine maximale Übertragungsgeschwindigkeit von 12,5 GBit/s pro Leitung (Lane Rate). Da bei A/D- und D/A-Wandlern Daten über mehrere JESD204B-Leitungen übertragen werden, kann die Komplexität, die bei der Einhaltung der Signalintegrität entsteht, zur Herausforderung für Systementwickler führen.

Bei einer JESD204B-Schnittstelle verhält sich jeder Übertragungskanal als Tiefpassfilter. Diese Eigenschaft ist auf parasitäre Kapazitäten zurückzuführen, die zwischen den Leiterplattenverbindungen und dem dielektrischen Material des Boards entstehen. Die Transmitter PHY-Kompensationsmethoden (Channel Compensation, Bild 1), bekannt unter den Bezeichnungen Pre-Emphasis und De-Emphasis, bewirken bei der Übertragung von Daten einen annähernd flachen Frequenzverlauf und können das Risiko von Bit-Fehlern verringern.

Pre-Emphasis

Ein normaler, unveränderter Kanal weist eine Eckfrequenz auf, die sich relativ zur Verbindungslänge und je nach Leiterplattenmaterial verändert. Ein Kanal mit Pre-Emphasis hebt hohe Frequenzen an und verhält sich wie ein Hochpassfilter. Durch diese Eigenschaft werden die Verluste, die durch Anheben des Signals über den Nennspannungspegel (Uss) entstehen, kompensiert.

Damit ist das Systemverhalten auf dem Pre-Emphasis-Kanal aufgrund der Verstärkung der hochfrequenten Daten ausgewogen. Ein Kanal mit Pre-Emphasis weist gegenüber einem ohne Pre-Emphasis bei bestimmten Bit-Übergängen ein größeres Signal auf und bewirkt eine HF-Anhebung. Dies schwächt die Einflüsse niederfrequenter Eckfrequenzen ab und ermöglicht die Übertragung von Daten über weitere Distanzen.

De-Emphasis

De-Emphasis normalisiert das Signal, so dass Uss für alle Bit-Breiten gleich bleibt. Dies geht zu Lasten einer niedrigeren Uss bei bestimmten Bit-Übergängen, wie durch eine „Data Look-Ahead“ Methode vorgegeben. Ein Kanal mit De-Emphasis hat eine geringeren Signal-Nennspannungspegel als das Original bei bestimmten Bit-Übergängen.

De-Emphasis kann Inter-Symbol-Interferenzen kompensieren, die bei „Runt Pulses“ auftreten können. Diese neigen dazu, bei einem Augendiagramm die ersten Maskenverletzungen (Mask Violations) zu zeigen.

Equalization

JESD204B Receiver Equalization sorgt für eine HF-Anhebung der Eckfrequenz des Kanals. Pre-Emphasis- und De-Emphasis-Methoden verlangen Kenntnisse bezüglich künftiger Übergänge der eintreffenden Daten, die am PHY-Empfänger nicht zur Verfügung stehen. Stattdessen ist der Equalization-Block am Empfänger ein Hochpassfilter, der die von der Tiefpassfrequenz abhängigen Einflüsse des Kanals kompensiert.

JESD204B-Sender und -Empfänger mit Emphasis und Equalizern können kombiniert werden, um im Gegensatz zur ausschließlichen Nutzung von Emphasis am Sender oder Equalization am Empfänger die Einfügedämpfung gemeinsam auszudehnen.

Bewegungsschalter mit geringem Strombedarf

Besonders in batteriebetriebenen Geräten ist Stromaufnahme ein wichtiges Kriterium für die Schaltungsentwicklung. In der Abbildung ist die Grundschaltung dargestellt, die durch einen zweiten, programmierbaren Ausgang sowie die SPI-Schnittstelle noch erweitert werden kann.

Grundschaltung des Bewegungsschalters (Bild: ADI) Grundschaltung des Bewegungsschalters (Bild: ADI)

Das Herzstück der Schaltung ist ein auf einem Mikroelektromechanischen System (MEMS) basierter Beschleunigungsaufnehmer mit drei Achsen. Dieser Baustein, der ADXL362 von Analog Devices, hat in Kombination mit dem ADP195 einen Ruhestrom von 300 nA. Bei aktiviertem Leistungsschalter sind es weniger als 3 µA. Der Sensor des 3-achsigen Beschleunigungsaufnehmers arbeitet kapazitiv.

In Ruhestellung sind die Abstände des beweglichen Aufnehmers zum statischen Teil gleich groß (Mittelstellung). Findet eine Bewegung oder Lageänderung statt, ändern sich die Abstände und damit die Spannung am kapazitiven Spannungsteiler.

Die bewegliche Masse wird über Polysilizium-Federn im Gleichgewicht gehalten. Eine Kraft auf diese Masse, die durch die Erdanziehung oder eine Bewegung bewirkt werden kann, verursacht eine Kapazitätsänderung zwischen beweglicher Masse und der festen Struktur. Das hieraus gewonnene Signal wird verstärkt, gefiltert und durch einen ADC gewandelt. Dieser Wert kann mit voreingestellten Schwellwerten verglichen werden und wie in der Beispielschaltung an INT2 ausgegeben werden. Das Signal geht dann auf den Eingang des Leistungsschalters ADP195, um die Last (beispielsweise ein Sendemodul) zu versorgen.

Die Spannungsversorgung der Schaltung ist von 1,6 V bis 3,5 V möglich, dies erfolgt in bestimmten Fällen direkt aus der Batterie. Für die Funktion wird kein Mikroprozessor benötigt, da der ADXL362 im Stand-Alone-Modus betrieben wird. Der Baustein erkennt eine Bewegung, die einen absoluten Wert einer Beschleunigung überschreitet oder relativ ändert. Im absoluten Modus vergleicht der Baustein, ob der Wert von 1 g auf einer Achse überschritten wird. In diesem Modus ist Vorsicht geboten, da auf jeden Fall der Wert der Erdanziehung (1 g) mit in die Auswertung einfließt. Der referenzierte (relative) Modus reagiert nur auf eine Änderung der Beschleunigung. Dazu werden die ersten Daten als Referenzwert gespeichert. Wichtig ist bei beiden Modi die Zeit, in der die Änderungen über der eingestellten Grenze liegen müssen. Die Zeit für Aktivität (Aufwachen) und Inaktivität (Ruhemodus) wird in Registern eingestellt.

Der Arbeitsbereich des Sensors ist einstellbar für ±2 g, ±4 g und ±8 g. Neben der Messung von Beschleunigung kann der Sensor Temperaturen mit einer absoluten Genauigkeit von ±0,5 °C messen und über die SPI-Schnittstelle ausgeben. Um den Stromverbrauch im Betrieb mit Mikroprozessor zu minimieren, ist ein 512-bit-FIFO implementiert. Dieser speichert Daten, die über einem einstellbaren Grenzwert liegen, zwischen.

Eine weitere Anwendung mit dem Sensor ist die Freifallerkennung, wie sie in Notebook Festplatten eingebaut ist. In diesem Fall müssen alle drei Achsen eine Beschleunigung nahe null g aufweisen, da die Erdanziehung im freien Fall nicht mehr auf den Sensor wirkt. Typische Einstellungen sind 300 mg bis 600 mg und eine Zeit für Inaktivität von 150 ms bis 350 ms.

Eine einfache isolierte Vorspannungsversorgung entwickeln

Diese Schaltung wird verwendet, wenn eine geringe Eingangsspannung verfügbar ist und die zu versorgenden Schaltungen eine gewisse Abweichung (5%) der Versorgungsspannung zulassen.

Bild 1: Synchroner Abwärtsregler als isolierte Stromversorgung Bild 1: Synchroner Abwärtsregler als isolierte Stromversorgung

Bild 1 enthält ein Beispiel dieser Technik. Dieses Beispiel zeigt einen speziell für diese Anforderung entwickelten IC. Es kann jedoch eine beliebige synchrone Abwärtsreglerschaltung verwendet werden, die einen negativen Stromfluß durch die Induktivität zulässt. Diese als asymmetrischer Halbbrücken-Sperrwandler (oder Fly Buck) bezeichnete Schaltung funktioniert weitestgehend wie ein synchroner Abwärtsregler.

Ein an die Eingangsspannung angeschlossene FET-Halbbrücke versorgt einen Induktivitäts-Kondensator-Filter. Der Ausgang des Filters wird dann über einen Spannungsteiler und über den negativen Eingang eines Fehlerverstärkers reguliert. Der Fehlerverstärker steuert das Tastverhältnis der FET-Halbbrücke, um eine DC-Spannung am Regelpunkt beizubehalten.

Die Spannung an C6 entspricht in etwa dem Tastverhältnis multipliziert mit der Eingangsspannung. Wie bei einem synchronen Abwärtsregler müssen die Vs (Voltsekunden) an der Induktivität gleich null sein. Bei dieser Schaltung werden jedoch an der Induktivität eine zusätzliche gekoppelte Wicklung sowie eine Diode zur Gleichrichtung der reflektierten Induktivitätsspannung verwendet, wenn der Low-Side-FET aktiv ist.

Da die Spannung an der Induktivität zu diesem Zeitpunkt mit der Ausgangsspannung identisch ist, wird im Idealfall der Ausgang der Schaltung reguliert. Daher wird durch unterschiedliche Spannungsabfälle auf der Primär- und Sekundärseite die Spannungsregelung herabgesetzt. In dieser Schaltung wird die Spannungsregulierung mit Last erheblich durch den Durchlassspannungsabfall der Diode D1 beeinflusst. Die Diode kann jedoch durch einen FET ersetzt werden, um die Lastregulierung zu optimieren.

Genau wie bei einem SEPIC-Wandler mit gekoppelter Induktivität können parasitäre Komponenten in dieser Topologie die Leistung der Schaltung beeinflussen. Bei aktiver Schaltung ist diese recht unkritisch und der meiste Strom fließt in der Hauptinduktivität der gekoppelten Induktivität T1, die C6 lädt. Der Ausgangskondensator C3 liefert den Laststrom. Während der Ausschaltzeit werden die beiden Kondensatoren jedoch über die gekoppelten Wicklungen der Induktivität parallel geschaltet.

Diese Kondensatoren haben unterschiedliche Spannungen und der Stromfluss zwischen ihnen wird nur durch die parasitäten Komponenten in der Schleife begrenzt. Zu den parasitäten Komponenten zählen der effektive Serienwiderstand (Effective Series Resistance, ESR) der beiden Kondensatoren, der Wicklungswiderstand der gekoppelten Induktivitäten, die Widerstände des Low-Side-MOSFETs und der Diode sowie die Streuinduktivität der gekoppelten Induktionsspulen.

Bild 2: Geringe Streuung verstärkt Kreisströme Bild 2: Geringe Streuung verstärkt Kreisströme

In Bild 2 werden simulierte Ströme bei unterschiedlichen Streuinduktivitätswerten dargestellt. Oben ist dabei der Strom auf T1-Primärseite abgebildet, während unten der Strom in der Ausgangsdiode D1 dargestellt ist. Die Streuinduktivität variiert von einer sehr eng gekoppelten Induktivitäten mit 10 nH zu sehr lose gekoppelten Induktivitäten mit 1 µH. Bei eng gekoppelten Induktivitäten ist der Spitzenstrom viel höher und er wird im Wesentlichen durch die Widerstände in der Schleife begrenzt.

Für lose gekoppeltenInduktivitäten sind die Spitzenströme deutlich geringer. Die höhere Streuung hilft bei der Verbesserung des Wirkungsgrades, indem die Effektivströme reduziert werden. Der Vergleich wird in Bild 2 gezeigt. Bei lose gekoppelten Induktivitäten wird der Stromfluss um bis zu 50% reduziert, wodurch die Verluste in einigen Komponenten um 75% sinken. Der Nachteil einer losen Kopplung besteht darin, dass die Regelung der Ausgangsspannung herabgesetzt wird.

Bild 3: Die "Flybuck"- Regelung der Ausgangsspannung ist in vielen Fällen ausreichend Bild 3: Die „Flybuck“- Regelung der Ausgangsspannung ist in vielen Fällen ausreichend

In Bild 3 wird die Regelung der Ausgangsspannung für einen Wandler gezeigt, der dem in Bild 1 stark ähnelt. Wenn der Laststrom begrenzt ist, bietet dieser Wandler in vielen Fällen eine „ausreichende“ Regelung. Bei leichten Lasten ist der Einfluss der Spannungsmodulation des Halbleiterübergangs der Diode als auch von Überschwingungen zu beobachten. Für die Reduzierung der Auswirkungen bei leichten Lasten ist möglicherweise eine Minimallast oder der Einsatz einer Zenerdiode zur Begrenzung erforderlich.

Bei schweren Lasten wird die Regelung durch die parasitäten Komponenten in der Schaltung herabgesetzt. Demzufolge können durch eine entsprechende Reduzierung bessere Ergebnisse erzielt werden. Die Regelung der Ausgangsspannung kann beispielsweise durch einen Austausch der Diode durch einen synchronen Schalter deutlich optimiert werden.

Zusammenfassend handelt es sich bei einem Fly-Buck-Wandler um eine attraktive Topologie, die dem Bedarf an einer kostengünstigen, einfachen, isolierten Stromversorgung gerecht wird und die eine gewisse Abweichung (5 bis 10%) der Ausgangsspannung tolerieren kann. Die Effizienz kann (bei 5-V-Ausgang) gute Werte (80%) mit Diodengleichrichter erreichen, die mithilfe synchroner Gleichrichter weiter verbessert werden können.

Von Robert Kollman, Texas Instruments

Crest-Faktor und Spitzenwerte von HF-Signalen messen

Eine auf hohe Geschwindigkeit, geringen Stromverbrauch und eine unipolare Versorgungsspannung von 3,3 V optimierte Schaltung misst den Crest-Faktor sowie Spitzen- und Effektivwert von HF-Signalen.

Die Schaltung in Bild 1 misst den Spitzen- und Effektivwert von Leistung bei HF-Frequenzen von 450 MHz bis 6 GHz in einem Bereich von etwa 45 dB. Die Messergebnisse werden in differentielle Signale gewandelt, um Rauschanteile zu beseitigen. Bereitgestellt werden die Messergebnisse als digitale Informationen am Ausgang eines 12-Bit-SAR-A/D-Wandlers mit serieller Schnittstelle und integrierter Referenz. Eine einfache Zweipunkte-Kalibrierung wird im digitalen Bereich durchgeführt.

Bild 1: Stromsparende Schaltung zur schnellen Messung von Crest-Faktor, Spitzen- und Effektivwert von HF-Signalen (vereinfachte Blockschaltung; gezeigt sind nicht alle Verbindungen und auch nicht die Entkopplung) Bild 1: Stromsparende Schaltung zur schnellen Messung von Crest-Faktor, Spitzen- und Effektivwert von HF-Signalen (vereinfachte Blockschaltung; gezeigt sind nicht alle Verbindungen und auch nicht die Entkopplung)

Der ADL5502 ist ein Effektivwert-Leistungsdetektor in Kombination mit einem Hüllkurvendetektor zur genauen Ermittlung des Crest-Faktors eines modulierten Signals. Das Bauteil kann in HF-Empfänger- und Transmitter-Signalketten von 450 MHz bis 6 GHz mit Hüllkurvenbandbreiten über 10 MHz verwendet werden. Über die Peak-Hold-Funktion lassen sich mit A/D-Wandlern mit relativ niedrigen Abtastraten kurze Signalspitzen in der Hüllkurve erfassen. Die Stromaufnahme beträgt 3 mA bei 3 V.

Der ADA4891-4 ist ein schneller, vierkanaliger CMOS-Verstärker mit hoher Leistungsfähigkeit zu einem attraktiven Preis. Die Stromaufnahme des Bauteils beträgt 4,4 mA/Verstärker an 3 V. Der Verstärker weist die Fähigkeiten einer echten unipolaren Spannungsversorgung auf und bietet einen Eingangsspannungsbereich, der 300 mV unter der negativen Versorgungsspannung liegt.

Aufgrund der Rail-to-Rail-Ausgangsstufe erstreckt sich die Ausgangsspannung von 50 mV über der negativen Versorgungsspannung bis 50 mV unter der positiven Versorgungsspannung. Dies gewährleistet einen maximalen Dynamikbereich. Geringe Verzerrungen und kurze Einschwingzeiten prädestinieren den ADA4891-4 für diese Anwendung.

Der AD7266 ist ein schneller, zweikanaliger 12-Bit-SAR-A/D-Wandler mit geringem Stromverbrauch. Das Bauteil arbeitet an einer unipolaren Spannung von 2,7 bis 5,25 V und erreicht Abtastraten bis 2 MSample/s. Den beiden ADCs im AD7266 sind ein dreikanaliger Multiplexer sowie ein rauscharmer, breitbandiger Track-&-Hold-Verstärker nachgeschaltet, der mit Eingangsfrequenzen über 30MHz zurechtkommt. Die Stromaufnahme beträgt 3 mA bei 3 V. Ebenfalls im AD7266 enthalten ist eine 2,5-V-Referenz.

Unipolare Versorgungsspannung

Die Schaltung arbeitet an einer unipolaren Spannung von +3,3 V. Geliefert wird diese vom ADP121. Der ADP121 ist ein Linearregler mit geringem „Dropout“ und niedrigem Ruhestrom. Er arbeitet an 2,3 bis 5,5 V und bietet einen Ausgangsstrom bis zu 150 mA. Die Dropout-Spannung von 135 mV bei 150 mA Last erhöht die Effizienz und erlaubt den Betrieb über einen großen Eingangsspannungsbereich. Der Ruhestrom von 30 μA bei Volllast prädestiniert den ADP121 für batteriegespeiste, tragbare Geräte.

Den ADP121 gibt es mit Ausgangsspannungen von 1,2 bis 3,3 V. Das Bauteil ist für den stabilen Betrieb mit kleinen 1-μF-Keramikkondensatoren am Ausgang optimiert. Der ADP121 bietet ein gutes Transientenverhalten bei minimaler Grundfläche. Schutzschaltungen gegen Kurzschluss und Übertemperatur verhindern eine Beschädigung des Bauteils im Fehlerfall. Angeboten wird der ADP121 im winzigen 5-poligen TSOT-Gehäuse sowie im WLCSP-Gehäuse (Rasterabstand 0,4 mm). Aufgrund seiner sehr geringen Grundfläche eignet sich der ADP121 für viele tragbare Anwendungen.

Schaltungsbeschreibung

Das gemessene HF-Signal wird an den ADL5502 angelegt. Ein Abschlusswiderstand mit 75 Ω am HF-Eingang parallel zur Eingangsimpedanz des ADL5502 ermöglicht eine Breitbandanpassung von 50 Ω. Genauere Ohm’sche oder reaktive Anpassungen können für schmalere Frequenzbänder angewendet werden (siehe Abschnitt HF-Eingangsschnittstelle im Datenblatt des ADL5502).

Der interne Filterkondensator des ADL5502 ermöglicht Mittelwertbildung im quadratischen Bereich, belässt jedoch einen AC-Anteil am Ausgang. Signale mit hohen Spitze/Mittelwert-Verhältnissen wie zum Beispiel W-CDMA oder CDMA2000 können AC-Restspannungen am DC-Effektivwertausgang des ADL5502 produzieren. Um die Effekte dieser niederfrequenten Komponenten in den Signalverläufen zu reduzieren, ist eine zusätzliche Filterung erforderlich. Die interne Filterkapazität des ADL5502 im quadratischen Bereich kann mit einem Kondensator zwischen Pin 1 (FLTR) und Pin 2 (VPOS) erhöht werden.

Die AC-Restspannung lässt sich weiter reduzieren, indem man einen Kondensator an den Ausgang für den Effektivwert der Spannung schaltet. Die Kombination des internen 100-Ω-Ausgangswiderstands und der zusätzlichen Ausgangskapazität bildet ein Tiefpassfilter, das Ausgangs-Ripple des URMS-Ausgangs verringert (mehr Informationen im Abschnitt „Selecting the Square-Domain Filter and Output Low-Pass Filter“ im Datenblatt des ADL5502).

Spitzenwert messen

Um den Spitzenwert eines Signalverlaufs zu messen, muss die Steuerleitung (CNTL) temporär auf den Logikpegel „High“ (Reset Mode für >1 μs) gesetzt und dann auf den Logikpegel „Low“ zurückgesetzt werden. So lässt sich der ADL5502 auf einen bekannten Zustand initialisieren. Beim Einstellen des Bauteils zur Messung von Spitzenwerten sollte der Peak-Hold-Modus für eine Periode getoggelt werden, in welcher sich der Effektivwert der Eingangsleistung und der Crest-Faktor nicht ändern.

Falls sich der ADL5502 im Peak-Hold-Modus befindet und sich der Crest-Faktor von „High“ auf „Low“ ändert oder die Eingangsleistung von „High“ auf „Low“ wechselt, wird eine fehlerhafte Spitzenmessung signalisiert. Der ADL5502 meldet einfach den höchsten Spitzenwert der aufgetreten ist, als der Peak-Hold-Modus aktiviert war und die Eingangsleistung oder der Crest-Faktor „High“-Pegel hatten. Es sei denn CNTL ist zurückgesetzt, dann gibt der PEAK-Ausgang nicht den neuen Spitzenwert im Signal wieder.

Der ADL5502 kann einen effektiven Ausgangsstrom von etwa 3 mA liefern. Der Ausgangsstrom fließt durch den auf dem Chip integrierten Serienwiderstand von 100 Ω. Somit bildet jeder Lastwiderstand mit diesem On-Chip-Widerstand einen Spannungsteiler. Es wird empfohlen, den URMS-Ausgang des ADL5502 eine hohe Ohm’sche Last treiben zu lassen, damit der Ausgangsspannungshub erhalten bleibt. Falls bei einer Anwendung eine Last mit niedrigem Widerstand getrieben werden soll (sowie in Fällen, in denen eine Erhöhung des nominalen Wandlungsgewinns wünschenswert ist), ist eine Pufferschaltung erforderlich.

Der PEAK-Ausgang ist zum Treiben von 2-pF-Lasten ausgelegt. Es wird empfohlen, dass der PEAK-Ausgang des ADL5502 niedrige kapazitive Lasten treibt, um eine volle Ausgangsreaktionszeit zu erzielen. Die Effekte größerer kapazitiver Lasten sind speziell sichtbar beim Tracking von Hüllkurven während der fallenden Signalübergänge.

Befindet sich die Hüllkurve in einem fallenden Signalübergang, entlädt sich der Lastkondensator über den chipinternen Widerstand von 1,9 kΩ. Falls sich die größere kapazitive Last nicht vermeiden lässt, kann der zusätzlichen Kapazität entgegengewirkt werden, indem man einen Shunt-Widerstand zwischen Masse und den PEAK-Ausgang legt, um eine schnellere Entladung zu erreichen. Ein solcher Shunt-Widerstand erhöht den Strom des ADL5502 und sollte nicht niedriger als 500 Ω sein.

Einschaltzeit und Impulsverlauf

Bild 6: Verlauf des Ausgangspegels bei verschiedenen HF-Eingangspulsen, Versorgungsspannung 3 V, Frequenz 900 MHz, Square-Domain-Filter offen, Ausgangsfilter 0,1 µF Bild 6: Verlauf des Ausgangspegels bei verschiedenen HF-Eingangspulsen, Versorgungsspannung 3 V, Frequenz 900 MHz, Square-Domain-Filter offen, Ausgangsfilter 0,1 µF

Die Einschaltzeit und der Impulsverlauf sind stark von der Größe des Square-Domain-Filters (CFLTR) und dem an den URMS-Ausgang angeschlossenen Ausgangs-Shunt-Kondensator abhängig. Bild 6 (aus dem Datenblatt des ADL5502) zeigt den Verlauf des Ausgangssignals bei verschiedenen am RFIN-Pin angelegten HF-Impulen mit einem Ausgangsfilterkondensator von 0,1 μF und ohne Square-Domain-Filterkondensator (CFLTR). Die fallende Flanke wird speziell von der Kapazität des Ausgangs-Shunts bestimmt.

Um die fallende Flanke der Enable- und Pulsreaktionen zu verbessern, kann parallel zum Ausgangs-Shunt-Kondensator ein Widerstand geschaltet werden. Der zusätzliche Widerstand trägt dazu bei, den Filter-Kondensator am Ausgang zu entladen. Obwohl diese Methode die Abschaltzeit verkürzt, dämpft der zusätzliche Lastwiderstand auch den Ausgang (siehe Abschnitt „Output Drive Capability and Buffering“ im Datenblatt des ADL5502). Bild 7 (aus dem Datenblatt des ADL5502) zeigt die Verbesserung, die durch den zusätzlichen parallelen 1-kΩ-Widerstand erreicht wurde.

Bild 7: Ausgangsverhalten bei verschiedenen HF-Eingangspulsen, Versorgungsspannung 3 V, Frequenz 900 MHz, Square-Domain-Filter offen, Ausgangsfilter 0,1 µF mit Widerstand 1 kO parallel Bild 7: Ausgangsverhalten bei verschiedenen HF-Eingangspulsen, Versorgungsspannung 3 V, Frequenz 900 MHz, Square-Domain-Filter offen, Ausgangsfilter 0,1 µF mit Widerstand 1 kO parallel

Die RMS- und PEAK-Ausgänge des ADL5502 durchlaufen Puffer mit Einsverstärkung, die zur Wandlung der massebezogenen Ausgänge in differentielle Signale Stufen mit Cross-Kopplung treiben. Die interne 2,5-V-Referenz des AD7266 (über die DCAPA- und DCAPB-Pins) durchläuft einen weiteren Puffer mit Einsverstärkung und einen Spannungsteiler.

Dies setzt die Gleichtaktspannung des Netzwerks auf +1,25 V. Der AD7266 erzielt simultane Samples der RMS- und PEAK-Ausgänge und überträgt die Daten innerhalb einer Reaktionszeit von 1 μs. Die Daten werden auf einer seriellen Datenleitung bereitgestellt. Da Steigung und Achsenabschnitt (Intercept) von Bauteil zu Bauteil variieren, muss für hohe Genauigkeit eine Kalibrierung auf Boardebene durchgeführt werden.

In der Regel erfolgt die Kalibrierung, indem man zwei Eingangsleistungspegel an den ADL5502 anlegt und die zugehörigen Ausgangsspannungen misst. Die Kalibrierungspunkte werden normalerweise so gewählt, dass sie im linearen Arbeitsbereich des Bauteils liegen. Die am besten geeignete Gerade findet man, indem man den Wandlungsgewinn (oder die Steigung) und den Achsenabschnitt mithilfe der Gleichungen 1 und 2 berechnet:

Verstärkung = (UURMS2 − UURMS1)/(UIN2 − UIN1) (Gleichung 1)

Achsenabschnitt = URMS1 − (Verstärkung . UIN1) (Gleichung 2)

Darin sind UIN der Effektivwert der Eingangsspannung an RFIN und UURMS die Ausgangsspannung an VRMS.

Sobald Verstärkung und Achsenabschnitt berechnet sind, kann Gleichung 3 herangezogen werden, welche die Berechnung einer (unbekannten) Eingangsleistung, basierend auf der gemessenen Ausgangsspannung, erlaubt.

UIN = (UURMS − Achsenabschnitt) / Verstärkung (Gleichung 3)

Linearitätsfehler

Für eine ideale (bekannte) Eingangsleistung kann der Linearitätsfehler der gemessenen Daten nach Gleichung 4 berechnet werden:

Fehler (dB) = 20 log (UURMS, gemessen – Achsenabschnitt) / (Verstärkung  UIN, ideal) (Gl. 4)

Bild 8: VRMS-Linearitätsfehler in Abhängigkeit vom Eingangspegel, 450 MHz, 900 MHz, 1900 MHz, 2350 MHz, 2600 MHz, Versorgungsspannung +3,3 V Bild 8: URMS-Linearitätsfehler in Abhängigkeit vom Eingangspegel, 450 MHz, 900 MHz, 1900 MHz, 2350 MHz, 2600 MHz, Versorgungsspannung +3,3 V
Bild 9: PEAK-Linearitätsfehler in Abhängigkeit vom Eingangspegel, 450 MHz, 900 MHz, 1900 MHz, 2350 MHz, 2600 MHz, Versorgungsspannung +3,3 V Bild 9: PEAK-Linearitätsfehler in Abhängigkeit vom Eingangspegel, 450 MHz, 900 MHz, 1900 MHz, 2350 MHz, 2600 MHz, Versorgungsspannung +3,3 V

Die Bilder 8 und 9 zeigen den Verlauf des Ueff– und PEAK-Fehlers bei 25°C. Dies ist die Temperatur, bei welcher der ADL5502 kalibriert wird.

Zu beachten ist, dass der Fehler nicht Null beträgt. Dies ergibt sich aus der Tatsache, dass der ADL5502 selbst in seinem Betriebsbereich nicht optimal der idealen linearen Gleichung folgt. Der Fehler an den Kalibrierungspunkten ist jedoch laut Definition gleich Null.

Wenn die Charakteristika (Steigung und Achsenabschnitt) der VRMS- und PEAK-Ausgänge bekannt sind, ist die Kalibrierung für die Crest-Faktor-Berechnung vollständig. Ein dreistufiger Prozess muss verwendet werden, um den Crest-Faktor eines beliebigen Signalverlaufs zu messen und zu berechnen. Zunächst muss das unbekannte Signal an den HF-Eingang angelegt werden. Dann wird der zugehörige URMS-Pegel gemessen.

Bild 10: Wie man den Crest-Faktor berechnet Bild 10: Wie man den Crest-Faktor berechnet

Dieser Pegel ist in Bild 10 als VVRMS-UNKNOWN dargestellt. Der HF-Eingang, UIN, wird mit VVRMS-UNKNOWN und Gleichung 3 ermittelt.

Anschließend wird der CW-Referenzpegel von PEAK, UPEAK-CW, laut Gleichung 5 berechnet. Dazu wird UIN (dies ist die Ausgangsspannung, die die Schaltung „sehen” würde, wenn das eintreffende Signal ein CW-Signal wäre) verwendet.

UPEAK-CW = (UIN GainPEAK) + InterceptPEAK (Gleichung 5)

Abschließend wird der tatsächliche Pegel von PEAK, UPEAK-UNKNOWN, gemessen. Der Crest-Faktor CF lässt sich dann nach Gleichung 6 berechnen:

CF = 20 log 10 (UPEAK-UNKNOWN / UPEAK-CW) (Gleichung 6)

Bild 11: Crest-Faktoren verschiedener Signalverläufe Bild 11: Crest-Faktoren verschiedener Signalverläufe

Dabei dient UPEAK-CW als Referenzpunkt zum Vergleichen von UPEAK-UNKNOWN. Falls beide UPEAK-Werte gleich sind, beträgt der Crest-Faktor 0 dB. Dies zeigt Bild 11 mit dem CW-Signal (aus dem Datenblatt des ADL5502). Über den Dynamikbereich bewegt sich der Crest-Faktor um die 0-dB-Linie. Auch bei komplexen Signalverläufen mit Scheitelwerten von 3, 6 und 9 dB liegen die zugehörigen CF-Werte in diesen Bereichen.

Leiterplattenlayout entscheidet über die Leistungsfähigkeit

Die Leistungsfähigkeit dieser oder anderer schneller Schaltungen hängt stark vom Leiterplattenlayout ab. Dies beinhaltet unter anderem den Bypass der Stromversorgung, kontrollierte Impedanzleitungen (wo erforderlich), Bauteileplatzierung, Signal-Leitungsführung (Routing) und Power- sowie Masse-Flächen. (Siehe MT-031 Tutorial, MT-101 Tutorial, und Artikel “A Practical Guide to High-Speed Printed-Circuit-Board Layout” für mehr Informationen bezüglich Leiterplattenlayout).

Gemeinsame Abweichungen

Für Anwendungen, bei denen ein kleinerer HF-Erkennungsbereich erforderlich ist, kann der Effektivwert-Detektor AD8363 verwendet werden. Der AD8363 hat einen Erkennungsbereich von 50 dB und arbeitet bei Frequenzen bis 6 GHz. Für Anwendungen, bei denen der Effektivwert nicht erkannt werden muss, können die Bauteile AD8317/AD8318/AD8319 oder ADL5513 verwendet werden. Diese Bauteile bieten unterschiedliche Erkennungsbereiche und weisen verschiedene Eingangsfrequenzbereiche bis 10 GHz auf (siehe CN-0150 für weitere Informationen).

Schaltungsevaluierung und Test

Bei dieser Schaltung kommen das Schaltungsboard EVAL-CN0187-SDPZ und das Systemdemonstrationsplattform (SDP) Evaluation-Board EVAL-SDP-CB1Z zum Einsatz. Beide Boards verfügen über 120-polige Anschlüsse und ermöglichen einen schnellen Aufbau sowie die schnelle Überprüfung der Leistungsfähigkeit der Schaltung.

Die Platine EVAL-CN0187-SDPZ enthält die zu evaluierende Schaltung, wie hier beschrieben. Das SDP-Evaluation-Board wird in Verbindung mit der CN0187 Evaluierungssoftware verwendet, um die Daten vom EVAL-CN0187-SDPZ Schaltungsboard zu erfassen.

Erforderliche Geräte

  • PC mit USB-Port und Windows XP, Windows Vista (32 Bit) oder Windows 7 (32 Bit)
  • Schaltungs-Evaluierungsboard EVAL-CN0187-SDPZ
  • Evaluierungsboard EVAL-SDP-CB1Z SDP
  • Evaluierungssoftware CN0187
  • Versorgungsspannung: +6 V oder 6-V-Steckernetzteil
  • HF-Signalquelle
  • Koaxial-HF-Kabel mit SMA-Steckern

Erste Schritte

Laden der Evaluierungssoftware. Dazu wird die CD mit der Evaluierungssoftware in das PC-Laufwerk eingelegt und die Read-me-Datei, in der die Installation und die Verwendung der Evaluierungssoftware beschrieben sind, geöffnet.

Blockdiagramm mit den Funktionen

Bild 1 und die pdf-Datei EVAL-CN0187-SDPZ-SCH zeigen das Blockdiagramm. Die pdf-Datei befindet sich im Design Support Package CN0187.

Aufbau

Zunächst wird der 120-polige Stecker am EVAL-CN0187-SDPZ Schaltungsboard mit dem mit „CON A” gekennzeichneten Anschluss des EVAL-SDP-CB1Z Evaluation (SDP) Boards verbunden. Um die beiden Boards gut zu sichern, sollte Nylon-Hardware verwendet werden. Dazu dienen die Bohrungen an den Enden des 120-poligen Steckers. Mit einem geeigneten HF-Kabel und dem SMA HF-Eingangsstecker wird die HF-Signalquelle an das EVAL-CN0187-SDPZ Board angeschlossen.

Bei ausgeschalteter Stromversorgung wird eine 6-V-Spannung an die mit „+6 V” und „GND” bezeichneten Pins am Board angeschlossen. Falls verfügbar kann ein 6-V-Steckernetzteil an die Buchse für Hohlstecker am Board angeschlossen und statt der 6-V-Versorgungsspannung verwendet werden. Jetzt wird das im Lieferumfang des SDP-Boards enthaltene USB-Kabel an den USB-Port des PCs gesteckt. Zu beachten ist, dass das USB-Kabel zu diesem Zeitpunkt nicht an den Mini-USB-Stecker am SDP-Board angeschlossen wird.

Test

Jetzt wird die am EVAL-CN0187-SDPZ Schaltungsboard angeschlossene 6-V-Stromversorgung (oder das Steckernetzteil) eingeschaltet. Anschließend wird die Evaluierungssoftware gestartet und der PC über das USB-Kabel an den USB Mini-Stecker des SDP-Boards angeschlossen. Die Software kann mit dem SDP-Board kommunizieren, falls der Treiber für die Analog Devices Systementwicklungsplattform im Device Manager gelistet ist. Sobald die USB-Kommunikation aufgebaut ist, lassen sich mit dem SDP-Board serielle Daten vom EVAL-CN0187-SDPZ Board senden, empfangen und erfassen.

Die Daten in diesem Beitrag wurden mit der Signalquelle SMT-03 RF von Rohde & Schwarz und der Stromversorgung E3631A von Agilent erzeugt. Die Signalquelle war auf den in den Kurven angegebenen Frequenzen eingestellt. Die Eingangsleistung wurde in Stufen durchlaufen und die Daten in 1-dB-Inkrementen aufgezeichnet.

Informationen und Einzelheiten über die Nutzung der Evaluierungssoftware zur Datenerfassung befinden sich in der ReadMe-Datei der CN0187 Evaluierungssoftware. Informationen über das SDP-Board enthält der SDP User Guide.

Der Autor:  James Fitzgerald, Analog Devices.

Direkt mischender Sender mit großer Bandbreite

In diesem Tipp stellen wir eine Schaltung vor, in der der analoge Teil eines Senders mit direkter Umwandlung implementiert ist. Unterstützt werden HF-Frequenzen von 500 MHz bis 4,4 GHz.

Zum Einsatz kommt eine PLL mit einem breitbandigen, integrierten spannungsgesteuerten Oszillator. Die Filterung von Harmonischen des Oszillators von der PLL gewährleistet eine gute Quadratur-Genauigkeit und Seitenbandunterdrückung sowie einen niedrigen Fehlervektor (EVM – Error Vector Magnitude).

Bild 1: Vereinfachtes Blockschaltbild des direkt mischenden Senders (Bild: Analog Devices)
Bild 1: Vereinfachtes Blockschaltbild des direkt mischenden Senders (Bild: Analog Devices)

Rauscharme LDOs stellen sicher, dass das Power-Management keinen nachteiligen Einfluss auf das Phasenrauschen und den EVM hat.

Die Schaltung in Bild 1 enthält den integrierten Fractional-N PLL-Schaltkreis ADF4351 sowie den Breitband-Übertragungsmodulator ADL5375. Der ADF4351 liefert das LO-Signal (Local Oszillator) für den Transmit-Quadratur-Modulator ADL5375, der analoge I/Q-Signale in HF-Signale wandelt. Die beiden Bauteile bilden eine breitbandige Basisband Lösung, die IQ- in HF-Signale umsetzt.

Der ADF4351 wird für ein optimales LO-Phasenrauschen von dem sehr rauscharmen 3,3-V-Regler ADP150 versorgt. Zur Versorgung des ADL5375 kommt das 5-V-LDO-Modell ADP3334 zum Einsatz. Der ADP150 weist ein Ausgangsspannungsrauschen von 9 μVeff. auf und hilft, das VCO-Phasenrauschen zu optimieren und den Einfluss von VCO-Pushing (Äquivalent zur Unterdrückung von Störungen auf der Spannungsversorgung) zu reduzieren.

An den HF-Ausgängen des ADF4351 ist ein Filter erforderlich, um die Harmonischen zu dämpfen und Fehler im Quadratur-Erzeugungsblock des ADL5375 zu minimieren. Messungen und Simulationen haben ergeben, dass ungerade Harmonische mehr als gerade Harmonische zu Quadratur-Fehlern beitragen und, falls auf unter −30 dBc gedämpft, eine Seitenbandunterdrückung von −40 dBc oder besser entsteht.

Die Pegel der zweiten und dritten Harmonischen des ADF4351 entsprechen den Angaben im Datenblatt. Um die dritte Harmonische unter −30 dBc zu bringen ist eine Dämpfung von etwa 20 dB erforderlich.

Diese Schaltung bietet vier Filteroptionen, die vier Frequenzbänder abdecken. Die Filter wurden mit einem differenziellen Eingang von 100 Ω (HF-Ausgänge des ADF4351 mit geeignetem Matching) und einem differenziellen Ausgang von 50 Ω entwickelt (ADL5375 LOIN differenzielle Impedanz). Ein Chebyshev-Verlauf wurde für eine optimale Filterübergangscharakteristik verwendet. Jedoch mit dem Ergebnis eines erhöhten Ripples im Durchlassband.

Diese Filtertopologie erlaubt wahlweise den Einsatz eines komplett differenziellen Filters zur Minimierung der Anzahl der Bauteile, eines massebezogenen Filters für jeden Ausgang oder einer Kombination beider.

Die Ausgangsanpassung des ADF4351 besteht aus dem ZBIAS Pull-up und, in geringerem Umfang, den Entkopplungskondensatoren am Versorgungsknoten. Um eine breitbandige Anpassung zu erreichen, wird empfohlen, entweder eine ohmsche Last (ZBIAS = 50 Ω) oder eine ohmsche Last parallel zu einer reaktiven Last für ZBIAS zu verwenden. Letztere liefert je nach gewählter Induktivität eine geringfügig höhere Ausgangsleistung.

Der Parallelwiderstand kann als differenzielles Bauteil (100 Ω) an der Position C1c platziert werden, um den Platzbedarf auf der Leiterplatte zu minimieren.

Die Grenzfrequenz des Filters sollte etwa 1,2 bis 1,5 mal höher sein als die höchste Frequenz im interessierenden Band. Diese Grenzfrequenz gibt Designspielraum, weil sie wegen parasitärer Elemente normalerweise niedriger ist. Die Einflüsse von Parasitäten auf der Leiterplatte können für eine höhere Genauigkeit mit einem Elektromagnetik-Simulationstool simuliert werden.

Bei Frequenzen unter 1250 MHz ist ein Filter fünfter Ordnung erforderlich. Für 1,25 bis 2,8 GHz genügt ein Filter dritter Ordnung. Für Frequenzen oberhalb von 2,8 GHz ist keine Filterung nötig, da die Pegel der Harmonischen ausreichend niedrig sind, um die Seitenbänder zu unterdrücken.

Den ausführlichen Tipp finden Sie im Internet. Der Autor: Ian Collins,  Analog Devices.

 

Bau eines Sende-Empfangsgerätes aus vorhandenen Ressourcen

Zu unserem Leidwesen mussten wir feststellen, dass sowohl unser GPS-Gerät als auch unsere Küstenfunk-Ausrüstung durch den Sturm zerstört worden waren. Wir hatten somit weder die Möglichkeit, mit der Außenwelt zu kommunizieren, noch konnten wir unsere Position ermitteln. Uns blieb also nichts anderes übrig als zu versuchen, mit dem, was wir auf der Insel vorfanden, eine Art Not-Sende-Empfangsgerät zu bauen. Ich dokumentiere diese Schaltung hier für den Fall, dass Sie einmal in eine ähnlich missliche Lage geraten.

Der Empfänger

 Bild 1: Einfacher AM-Empfänger mit einer Diode
Bild 1: Einfacher AM-Empfänger mit einer Diode

Wenn Sie die folgende Schaltungsbeschreibung lesen, sollten Sie sich stets vergegenwärtigen, dass wir ausschließlich die Pflanzen und Mineralien verwenden konnten, die wir auf der tropischen Insel vorfanden. Oberstes Gebot war Einfachheit, und so beschränkten wir uns auf den Bau eines AM-Empfängers mit nur einer Diode.

Bild 1 zeigt den Schaltplan. Dieser mag recht simpel aussehen, aber das Problem war, dass wir weder über Drähte verfügten noch über Widerstände, Kondensatoren, Dioden oder Kopfhörer. Glücklicherweise gelang es uns aber, all diese Bestandteile der Schaltung aus den vorgefundenen Ressourcen herzustellen. Wie wir das machten, will ich nachfolgend beschreiben.

Die Kokosnuss-Diode

 Bild 2: Periodensystem der Elemente (Ausschnitt)
Bild 2: Periodensystem der Elemente (Ausschnitt)

Das wohl größte Problem, das wir zu lösen hatten, war das Anfertigen einer Halbleiterdiode. Doch wir hatten Glück, denn auf der Insel wuchsen Kokospalmen, deren Frucht bekanntlich ein Halbleiter ist, wie der Ausschnitt aus dem Periodensystem der Elemente in Bild 2 zeigt.

 Bild 3: Aufbau der Kokosnuss-Diode (schematisch)
Bild 3: Aufbau der Kokosnuss-Diode (schematisch)

Meersalz und Limette eignen sich außerdem hervorragend als P- bzw. N-Dotierungsstoffe (Bild 3). Sie wundern sich jetzt sicher, weshalb die einfache Kokosnuss-Diode nicht kommerziell verwendet wird. Der Grund hierfür liegt einfach in der begrenzten Haltbarkeit von Kokosnüssen.

Der Muschelschalen-Kondensator

Kaum bekannt ist, dass sich aus Muschelschalen ausgezeichnete natürliche Kondensatoren herstellen lassen. Die obere und untere Schale fungieren dabei als Parallelplatten-Kondensator, dessen Kapazität sich einfach verstellen lässt, indem man die Muschel unterschiedlich weit öffnet.


Bild 4: Kapazitätswerte des Muschelschalen-Kondensators bei unterschiedlicher Öffnung
Bild 4: Kapazitätswerte des Muschelschalen-Kondensators bei unterschiedlicher Öffnung

Bild 4 zeigt die Muschel in zwei verschiedenen Öffnungszuständen mit der jeweiligen Kapazität. Hervorzuheben ist der extrem geringe Spannungskoeffizient des Muschelschalen-Kondensators, der die Verzerrungen minimiert. Ich bin deshalb der Ansicht, dass dieser Kondensatortyp unbedingt in Hi-Fi-Audio-Anwendungen eingesetzt werden sollte.

Die übrigen Bauelemente

Bei den weiteren Komponenten der Schaltung handelt es sich um gängige Verwendungen tropischer Flora, sodass hier nicht näher darauf eingegangen werden soll. Näheres zu diesem Thema findet sich in [3].

 Der Sender

 Bild 5: Schaltbild des einfachen AM-Senders
Bild 5: Schaltbild des einfachen AM-Senders

Im nächsten Abschnitt geht es um die Bauelemente und die Schaltung des in Bild 5 gezeigten einfachen Senders, mit dem wir um Hilfe riefen.

Der Flaschenkürbis-Verstärker

Es kam darauf an, dem Sender so viel Leistung zu verleihen, dass er eine große Übertragungsentfernung erreichen konnte. Hier bot sich ein als Frucht des Talahoobaloo-Baums wachsender Flaschenkürbis an, der ein hervorragender natürlicher Verstärker ist. In der Regel beträgt die Spannungsverstärkung dieses Flaschenkürbisses zwischen 1000 und 10.000. Allerdings hängt die Ausgangsleistung sehr von der angeschlossenen Batterie ab, und so schalteten wir 100 Limetten parallel.

Das Kokosnuss-Mikrofon

Dem Prinzip der Reziprozität folgend, lässt sich eine Kokosnuss nicht nur ausgezeichnet als Kopfhörer verwenden, sonden auch als Mikrofon. Sie kommt den Eigenschaften eines Elektret-Mikrofons sehr nahe und lässt sich wie ein solches modellieren.

Der Quarzoszillator

Unseren Quarzoszillator fertigten wir aus einem Stück Quarz an, das wir in einer Höhle auf der Insel fanden. Beim Bergen dieses Schatzes wurde es noch einmal dramatisch, denn ein Mitglied unserer Gruppe wurde von Eingeborenen gefangengenommen, die offenbar die Absicht hatten, ihn in einem großen Kessel zu kochen. Doch das Glück war uns auch diesmal hold, denn der Vulkan der Insel spuckte plötzlich Feuer, sodass die Inselbewohner von ihrem Opfer abließen, das dann mitsamt dem Quarz wohlbehalten zu uns zurückeilen konnte.

Ende gut, alles gut

 Bild 6: Unser Sende-Empfangsgerät mit seinen Bauteilen
Bild 6: Unser Sende-Empfangsgerät mit seinen Bauteilen

Ich bin froh, dass am Ende alles gut ausging. Das Sende-Empfangsgerät arbeitete sehr gut, sodass wir nur wenige Monate nach dem Sturm gerettet wurden. Unsere Erleichterung darüber war groß, denn mittlerweile hatten wir die Nase gründlich voll von Kokosnuss-Sahnetorte, Kokosnuss am Stiel und gebratener Kokosnuss.

Ein gewisser bitterer Nachgeschmack blieb dennoch, denn wir wurden von der FCC (Federal Communications Commission, amerikanische Rundfunkbehörde) zu einer Strafzahlung wegen Überschreitens der zulässigen Sendeleistung im AM-Band verdonnert. Offensichtlich sind Limetten-Batterien doch wesentlich leistungsfähiger als gedacht.

Wie dem auch sei: so sehr ich Ihnen wünsche, niemals in solch eine Notlage zu geraten, so sehr hoffe ich, dass Ihnen dieses Referenzdesign von Nutzen sein möge, sollte es Sie je auf eine einsame Insel verschlagen (Bild 6).

Von Art Kay ist Senior Applications Engineer bei Texas Instruments.

Literatur

[1] Wenzel, Charles: “Crystal Radio Circuits”, http://www.techlib.com/electronics/crystal.html, TechLib.com,  1995

[2] Field, Simon: Quellen: “Building a very simple AM Voice transmitter”, http://sci-toys.com/scitoys/scitoys/radio/am_transmitter.html

[3] Hinkley, Roy: B.A, B.S., M.A, Ph.D, Electrical Characteristics for Flora and Fauna in Tropical and Subtropical Regions, Island Press, New York, 1964

Datenübertragung mit diffus abgestrahltem Infrarotlicht

Diffus oder schwach gebündeltes Infrarotlicht eignet sich nicht nur zur Übertragung von Informationen mit sehr geringen Datenraten wie bei der Fernbedienung. Da mit den geeigneten opto-elektronischen Komponenten Modulationsfrequenzen bis etwa 50 MHz möglich sind, können auch Übertragungen mit mittleren Datenraten realisiert werden.

Bootstrap-Transimpedanzversträrker [6]Beispielsweise sind mehrsprachige Übertragungen bei Konferenzen mit simultanen Übersetzungen möglich [1]. Weiterhin ist es möglich, ein Netzwerk mit mehreren aktiven Teilnehmern zu realisieren [2].

Der Wellenlängenbereich des sichtbaren Lichts erstreckt sich von 400 nm bis 700 nm. Für die Datenübertragung ist der angrenzende Bereich bei etwa 850 nm optimal. Beispiele für gut geeignete opto-elektronische Bauelemente sind sendeseitig die LED „TSFF5410“ [3] und empfangsseitig die PIN-Diode „S6968-01“ [4].

Bei der PIN-Diode ist eine große aktive Fläche wichtig, da es prinzipiell nur sehr eingeschränkt möglich ist, Licht, das aus einem großen Winkelbereich einfällt, auf eine kleine Fläche zu konzentrieren. Eine leichte Verbesserung ist durch eine plankonvexe Linse zu erreichen, die direkt mit der Diode verbunden ist. Bei vielen Dioden ist diese Linse bereits integriert. Eine weitere leichte Verbesserung lässt sich durch eine asphärische Linse erzielen [5]. Alternativ kann auch ein trichterförmiger Konzentrator verwendet werden [6].

Silizium PIN-Dioden sind in einem Wellenlängenbereich von 300 nm bis 1100 nm lichtempfindlich. Empfehlenswert ist ein Filter, der den Bereich des sichtbaren Lichts unterhalb von 700 nm ausblendet. Dieser ist bei vielen Dioden bereits integriert. Theoretisch könnte man mit Hilfe eines Interferenzfilters den empfangenen Wellenlängenbereich noch weiter eingrenzen. Aufgrund der starken Winkelabhängigkeit der Mittenfrequenz sind diese Filter in dieser Anwendung allerdings nicht geeignet.

Die Reichweite der Übertragungsstrecke ist durch das Rauschen des Empfängers begrenzt. Es gibt 2 wesentliche Rauschquellen. Zum einen das Schrotrauschen der Empfangsdiode und zum anderen das Rauschen der Eingangsstufe des Verstärkers. Die Diode liefert einen Strom, der proportional zur Leistung des auftreffenden Lichts ist.

Das Schrotrauschen ist proportional zum Gleichstrom der Diode und damit proportional zur Lichtleistung. In geschlossenen Räumen dominiert in der Regel das Rauschen der Eingangsstufe. Auf die Diode folgt ein Strom-Spannungswandler. Dieser muss einen niederohmigen Eingang haben, weil der Eingangswiderstand mit der Kapazität der Diode einen Tiefpass bildet. Dieser Wandler wird in der Regel als Transimpedanzverstärker realisiert. Dabei wird ein invertierender Verstärker mit einem Widerstand rückgekoppelt. Wegen des starken Einfluss des Rauschens der Eingangsstufe kann es sinnvoll sein, den invertierenden Verstärker diskret aufzubauen. Eine mögliche Schaltung ist in [6] angegeben. Sehr kritisch ist die Verbindung zwischen Verstärker und Diode. Diese Leitung sollte möglichst kurz sein.

Für die Modulation des Lichts bietet sich on-off keying als einfach zu realisierendes und energieeffizientes Verfahren an [2], [6]. Charakteristisch für dieses Verfahren sind ein dominantes Bit (Licht) sowie ein rezessives Bit (kein Licht). Das kann benutzt werden, um einerseits in einem Netzwerk Kollisionen aufzulösen [7] oder um nicht autorisierte Eingriffe in eine Übertragung zu erkennen [8]. Eine höhere Datenrate als mit on-off keying kann mit Hilfe von orthogonalem Frequenzmultiplex (OFDM) erzielt werden, wie es  auch von dem neuen Mobilfunkstandard LTE verwendet wird. Allerdings stellt dieses Verfahren hohe Anforderungen an die Dynamik und die Linearität der Übertragungsstrecke. Da bei der optischen Übertragung im Gegensatz zur Hochfrequenz kein zum Wert Null symmetrisches Signal möglich ist, muss eine Modifikation des OFDM verwendet werden.

In Bezug auf den Sender gelten die gleichen Regeln wie für LEDs für Beleuchtungszwecke. LEDs dürfen nicht parallel geschaltet werden, weil die Verteilung des Stroms nicht kontrollierbar ist. Wird on‑off keying verwendet, besteht die Möglichkeit bei kurzen Pulsen mit einem höheren Strom zu arbeiten. Für die TSFF5410 ist beispielsweise ein maximaler Dauerstrom von 100 mA angegeben, während der zulässige kurzzeitige Maximalstrom bei 1 A liegt.

Kritisch ist die Auswahl des Treibers für den Strom der LED. Werden mehrere LEDs (z.B. 10) in Serie geschaltet, muss der Treiber eine ausreichende Spannungsfestigkeit aufweisen. Andererseits muss die Grenzfrequenz ausreichend hoch sein. Geeignet sind Bipolartransistoren, die auch in Sendeendstufen verwendet werden [9]. Zu beachten ist die Augensicherheit des Senders [10]. Im Bereich des nahen Infrarots ist das besonders kritisch, da kein Lidschlussreflex erfolgt, obwohl eine schädigende Wirkung uneingeschränkt vorhanden ist.

Von Reinhard Meschenmoser, Mescheltana GmbH.

Literatur:

[1]    Produktbeschreibung: Bosch Security Systems North America, Integrus System,
Stand 01.03.13
http://products.boschsecurity.us/en/TAMS/products/bxp/CATM880ce1923dae4d8ec51a0f593ce34ab3

[2]    Roviras, D, Lescure, M, Chapuis, C., Meschenmoser, R: ISDN MOBILE TERMINALS VIA INDOOR DIFFUSE INFRARED CHANNEL. ESPRIT Conference 91, Bruxelles, November 1991, pp. 615‑627, 1991
http://aei.pitt.edu/39309/1/Esprit.1991.Conf..pdf

[3]    Datenblatt der Fa. Vishay „TSFF5410”
http://www.vishay.com/docs/81091/tsff5410.pdf

[4]    Datenblatt der Fa. Hamamatsu „S6968“ http://www.hamamatsu.com/resources/pdf/ssd/s6801_etc_kpin1046e02.pdf

[5]    Patentschrift „optoelektronischer Strahlungsempfänger“ https://depatisnet.dpma.de/DepatisNet/depatisnet?window=1&space=menu&content=treffer&action=pdf&docid=DE000004225512C1

[6]    Dissertation Mike Wolf TU Ilmenau „Zur breitbandigen Infrarot-Indoorkommunikation“ http://www.db-thueringen.de/servlets/DerivateServlet/Derivate-2008/ilm1-2002000132.pdf

[7]    Patentschrift „Verfahren zur Codierung von dreiwertigen logischen Zuständen“ https://depatisnet.dpma.de/DepatisNet/depatisnet?window=1&space=menu&content=treffer&action=pdf&docid=DE000004242733A1

[8]    Patentschrift „Verfahren zur Übertragung von Daten“ https://depatisnet.dpma.de/DepatisNet/depatisnet?window=1&space=menu&content=treffer&action=pdf&docid=DE000019904092B4

[9]    Datenblatt der Fa. NXP „BFG591“
http://www.nxp.com/documents/data_sheet/BFG591.pdf

[10] Fischer, T R: Augensicherheit von Leuchtdioden – Anwendung der aktuellen Normen. Photonik 2/2005 http://www.photonik.de/index.php?id=fachaufsaetze&L=1&artid=160&np=9

Anforderungen an das digitale Powermanagement

Ein optimales Powermanagementsystem charakterisiert nicht nur die Systemleistung. Mit ihm lassen sich Spannungssequenzen optimieren und der Stromverbrauch minimieren. Fertigungstests können einfach durchgeführt und Fehlerursachen schnell erkannt werden. Der Beitrag gibt einen Überblick zu Hauptforderungen an moderne Powermanagementsysteme.

Die Entwickler moderner Netzwerkausrüstungen sind gezwungen den Datendurchsatz und die Leistungsfähigkeit ihrer Systeme zu steigern und außerdem zusätzliche Funktionen und Eigenschaften zu integrieren. Auch der Energieverbrauch des Gesamtsystems soll bei gleich bleibender physikalischer Größe gesenkt werden. Diese „grünen“ Netzwerksysteme bestehen aus vielen ASICs, DSPs und Prozessoren mit unterschiedlichen Versorgungsspannungen (30 bis 40 unterschiedliche Versorgungsspannungen sind nicht ungewöhnlich).

In Datenzentren muss der gesamte Leistungsbedarf durch Umterminierung (rescheduling) des Datenflusses (work flow) und Umverteilen von Arbeiten an nicht ausgelastete Server reduziert werden. Nicht benötigte Server werden abgeschaltet. Dazu muss man den Leistungsbedarf der Endanwender kennen. Ein optimal entwickeltes digitales Powermanagementsystem (PMS) versorgt den Nutzer mit diesen Daten zum Leistungsverbrauch.

Elemente einer Stromversorgungsbaugruppe mit Mehrfachspannungen

Bild 1: Das Kaskadieren mehrerer LTC2978-Bausteine für eine Anwendung mit Mehrfachversorgungsspannungen
Bild 1: Das Kaskadieren mehrerer LTC2978-Bausteine für eine Anwendung mit Mehrfachver-sorgungsspannungen

Ein großes Board mit Mehrfachversorgungsspannungen besteht aus einem isolierten Intermedia-Bus-Converter (IBC), der die –48 V von der Backplane auf eine Zwischenbusspannung (intermediate bus voltage – IBV) wandelt, typisch 12 bis 3,3 V, und über die Karte verteilt. Einzelne Point-of-Load-(POL)-Gleichspannungswandler wandeln diese Zwischenbusspannung (IB) auf die benötigten Versorgungsspannungen herunter, die typische Stromnennwerte von 1 bis 120 A von 5 bis 0,6 V haben (Bild 1).

Die POLs können als eigenständige Module ausgeführt sein oder sind Lösungen, die aus Gleichspannungscontrollern mit dazugehörigen Spulen, Kondensatoren und MOSFETs bestehen. Diese Versorgungsspannungen sind hinsichtlich des sequenziellen Einschaltens der Versorgungen, der Spannungsgenauigkeit, ausreichender Spannungsmargen und der Überwachung sehr sensibel.

Digitales Powermanagement

Powermanagement-Bausteine werden ständig weiterentwickelt. Die Powermanagementschaltung darf jedoch nicht zu viel der Leiterplattenfläche beanspruchen. Sie muss zudem robust und einfach einzusetzen sein. Die PM-Funktionen (Power Management) wurden in der Vergangenheit mit zahlreichen ICs realisiert, wie FPGAs, Sequenzer, Supervisors, D/A-Wandler und Margin-Controller.

Bild 2: Beispiel für eine typische Anwendung
Bild 2: Beispiel für eine typische Anwendung

Der LTC2978 kombiniert diese Funktionen in einem Baustein, der mit weiteren Bausteinen über eine Taktleitung und optionale gemeinsame Fehlerleitungen zusammengeschaltet ist und bis zu 72 Versorgungsspannungen mit einem einzigen Segment eines I²C-Busses steuern kann. Nachfolgend werden einige der Schlüsselanforderungen von derartigen Powermanagementsystemen untersucht.Neuere Powermanagement-ICs kombinieren mehrere Funktionen und können bis zu acht unterschiedliche Versorgungsspannungen ansteuern. Bild 2 zeigt als Beispiel einen Kanal des digitalen Powermanagement-ICs LTC2978, der einen Gleichspannungswandler steuert. Solche Lösungen können autonom arbeiten oder mit einem Host-Prozessor kommunizieren, um Befehle zu übermitteln, die Steuerung zu übernehmen und um Reports telemetrisch zu übertragen.

Neue Steuersprache für große Boards mit Mehrfachversorgungsspannungen

Die Befehlssprache PMBus wurde entwickelt, um die Bedürfnisse von großen Mehrfachversorgungsspannungssystemen zu erfüllen. Der PMBus ist ein offenes standardisiertes Powermanagementprotokoll mit einer vollständig definierten Befehlssprache, die die Kommunikation mit Leistungswandlern, Powermanagementbausteinen und System-Hostprozessoren in einer Stromversorgung vereinfacht. Zusätzlich zum definierten Satz von Standardbefehlen können in PMBus-kompatible Bausteine auch proprietären Befehle implementiert sein, um spezielle Funktionen zu bieten.

Die Standardisierung der Befehle und des Datenformats ist ein großer Vorteil für diejenigen, die diese Baugruppen produzieren. Das Protokoll ist über die serielle Standard-SMBus-Schnittstelle implementiert und ermöglicht das Programmieren, Steuern und die Echtzeitüberwachung der Leistungswandler. Die Standardisierung der Befehlssprache und des Datenformats erlaubt eine vereinfachte Entwicklung von Firmware und ihre Wiederverwendung, was für die Entwickler in einer verkürzten Markteinführung ihrer Powersysteme resultiert.

Wird die binäre Kommunikation überleben?

In meinem Blogbeitrag mit dem Titel „Keine Bits, nichts als Rauschen“ ging ich auf die Probleme ein, die sich bei der schnellen Übertragung von Bits, die durch zwei Zustände dargestellt werden, einstellen. Es geht dabei um die Verluste im Übertragungsmedium, Inter-Symbol-Interferenzen (ISI) und viele weitere Phänomene, die das Signal verfälschen. Durch sorgfältiges Design des Übertragungskanals und durch den Einsatz aktiver Maßnahmen gelingt es den Ingenieuren, Bits mit immer höheren Raten auf Kupferkabeln und Backplanes zu senden und zu regenerieren. National Semiconductor und Molex demonstrierten beispielsweise auf der DesignCon 2011 die Kommunikation mit 25 GBit/s und mehr auf einer Backplane. Wie lange aber kann die Industrie noch so weitermachen, ohne dass die Art und Weise, wie ein Bit auf der Backplane definiert ist, geändert werden muss?

Das Problem an sich ist durchaus nicht neu, sondern existiert bereits seit den Anfangstagen, als man noch Modems einsetzte. In der Zeit der leitungsvermittelten, eigentlich für die Sprachkommunikation konzipierten Telefonnetze, setzte man Filter ein, um die Signalbandbreite auf rund 3 kHz zu begrenzen. Diese Bandbreite war ausreichend, um eine weibliche Stimme ohne Verzerrungen zu rekonstruieren. Mit dieser Maßnahme wollte man in erster Linie die Voraussetzungen für das Frequenz-Multiplexing mehrerer Telefonleitungen auf eine Richtfunkstrecke schaffen (als es noch keine Lichtwellenleiter gab). Beim Versuch, Bits zu übermitteln, sah man sich ebenfalls mit dieser auf 3 kHz begrenzten Bandbreite konfrontiert.

Hier kommt das Abtasttheorem von Shannon ins Spiel:

Es besagt nichts weiter, als dass die Fähigkeit eines Kanals zur Übertragung von Informationen eine Funktion der Bandbreite B mit der Einheit Hz und des dimensionslosen Signal-Rauschabstands (Signal to Noise Ratio – SNR) ist.

Je stärker das Rauschen, desto weniger Information

Im Klartext: je stärker das Rauschen, umso weniger Informationen können übertragen werden. Mit dieser Tatsache hatten die Ingenieure in der Anfangszeit sehr zu kämpfen, denn die Informationsmenge, die pro Zeiteinheit in einem Netzwerk übertragen werden konnte, wurde hierdurch eingeschränkt.

Frühe Modems arbeiteten nach dem Frequenzumtastverfahren (Frequency Shift Keying – FSK). Die logischen Zustände 0 und 1 wurden durch zwei verschiedene Frequenzen codiert. Beide Frequenzen wurden so gewählt, dass sie die 3-kHz-Grenze des Kanals einhielten und aus dem Rauschen ausgefiltert werden konnten. Problematisch war, dass die Wechsel zwischen beiden Frequenzen höchstens mit der Bandbreite des Kanals erfolgen konnten, sodass die 3-kHz-Grenze nach wie vor bestand. Was war zu tun?

Abhilfe schaffte die Symbol-Codierung, die Bit-Gruppen zu Symbolen zusammenfasst. Diese Symbole können durch eine Trägerfrequenz und eine Kombination aus Amplitude und Phase dargestellt werden. Aus dieser Technik gingen das QPSK-Verfahren (Quadrature Phase Shift Keying – dt.: Quadraturphasenumtastung) bzw. die Quadraturamplitudenmodulation (QAM) hervor, die man heute in modernen Kabelmodems einsetzt. Anstatt alle Bits nacheinander zu senden, wird hier jeweils eine Bitgruppe auf einmal übertragen.

Eigentlich eine clevere Sache, aber selbstverständlich gibt es auch diese Vorteile nicht umsonst: sie müssen mit Mehrkosten und zusätzlicher Komplexität, die in den Bereich der digitalen Signalverarbeitung ausgelagert wird, erkauft werden.

Wie ist es aber mit den schnellen digitalen Signalpfaden, mit denen die Systeme unserer modernen Internet-Infrastruktur untereinander verbunden sind? Man setzt heute die Scrambled Non-Return-to-Zero (NRZ) Codierung ein, die ein Wandern des DC-Potenzials ebenso vermeidet wie EMV-Probleme. Es handelt sich jedoch nach wie vor um 0- und 1-Zustände, also um zwei Pegel, die den logischen Zustand des jeweiligen Bits signalisieren.

Mehrere Pegel und Symbolcodierung, aber der Strombedarf …

Wird dieses Medium jemals auf andere Codierungsverfahren umgestellt werden, damit mehr Daten über den Kanal übertragen werden können, wie es beim frühen Telefonsystem war? Vielleicht kommt es so. Intel und Broadcom treiben einen Standard voran, der für 25 GBit/s und darüber hinaus auf mehrere Pegel und Symbolcodierung setzt. Dies bietet den zusätzlichen Vorteil, dass mit der Übertragung eines Symbols mehr Bits transferiert werden können. Man nutzt dies schon heute bei Ethernet und 10/100/1.000 MBit/s auf CAT-5/6/7 mit UTP-Kabeln, bei denen die Bandbreite eines Kanals auf ca. 350 MHz begrenzt ist. Wird man dies auch bei 25 GBit/s und darüber so machen? Vielleicht…

Problematisch an dieser Methode ist der Strombedarf. Die DSP-Technik, die nötig ist, um an beiden Enden des Kanals die Signale zu codieren bzw. zu decodieren, erhöht zwangsläufig die Leistungsaufnahme, was sich erheblich aufsummieren kann, denn schließlich enthält ein modernes Datencenter mehrere tausend Kanäle. NRZ-Verfahren sind verglichen damit sehr sparsam. National Semiconductor hat beispielsweise Bauelemente produziert, die auf Kupferkabeln und Backplanes bei sehr niedriger Stromaufnahme Datenraten von 28 GBit/s erreichen können. Mit mehreren Pegeln arbeitende (Multi-Level-)Systeme werden hiermit nur schwer konkurrieren können. Dies sieht auch die Industrie ein und rudert in Sachen Multi-Level-Technik bereits zurück.

Jenseits von 28 GBit/s können wir irgendwann an einen Punkt kommen, an dem kein Weg mehr an symbolcodierten Multi-Level-Systemen vorbeiführt. Bis dahin, so denke ich, wird es aber noch eine ganze Weile dauern, und die 100-GBit/s-Technik wird bis dahin schon deutlich an Verbreitung gewonnen haben – vielleicht sogar in unseren Handys. Bis zum nächsten Mal…

Keine Bits, nichts als Rauschen!

Das Design von High-Speed-Systemen ist knifflig. Wissen Sie, was mit einem 25G-Signal passiert, wenn es über eine Backplane übertragen wird? Schlimme Dinge. Ohne Signalaufbereitung, sorgfältiges Layout und gute Impedanzkontrolle gibt es keine Bits, sondern nichts als Rauschen.

Ein Auto, mit dem man 250 km/h fahren kann, ist nicht zum Schnäppchenpreis zu haben. Denn schließlich ist mehr Technik nötig, um auch bei diesem hohen Tempo für die erforderliche Bodenhaftung zu sorgen und den Luftwiderstand zu überwinden. Ganz abgesehen davon lassen sich die Hersteller das Gefühl „Hey, dieses Auto steht mir richtig gut!“ natürlich gut bezahlen.

Bei der schnellen Datenübertragungen und Signalintegrität gelten die gleichen Gesetze. Dr. Howard Johnson hat bereits mehrere Bücher zu diesem Thema veröffentlicht. Der Untertitel „Advanced Black Magic“ deutet schon auf die Schwierigkeiten beim Design von High-Speed-Systemen hin.

Es wird nichts einfacher, sondern im Gegenteil alles sogar immer schwieriger. Das Interessante an unserer heutigen Welt ist der tiefgreifende Wissensdurst. Je inhaltsreicher die Informationen sind, umso schneller können die Menschen die Informationen verinnerlichen und weitergeben. Groß ist auch der Wunsch nach Kommunikation, und das gerade Gesagte gilt hier ebenfalls: je reichhaltiger der Inhalt (Fotos, Videos, Musik usw.) ist, umso reizvoller sind die Medien.

Die größte Bandbreitenexplosion aller Zeiten

Mit der Verabschiedung des Digital Millennium Copyright Act (DMCA), Title 2, das Dienstanbieter vor Urheberrechtsverletzungen beim Anfertigen lokaler Kopien zum Streamen (oder vor den Piraten, die sie stehlen) schützt, sowie mit der Installation von DOCSIS-Modems (mittlerweile in der Version 3.0 mit über 100 MBit/s in Up- und Downstream-Richtung, sofern der Internet-Anbieter mitzieht) ist der Weg frei für eine der größten Bandbreitenexplosionen, die wir je erlebt haben.

Dieser Bandbreitenzuwachs treibt den Ausbau des Datencenter-Equipments auf immer größere Kapazitäten voran. Es ist nicht lange her, da galt 1 GBit/s noch als viel. Inzwischen ist 10 GBit/s-Ethernet in Datencentern der Standard (per 802.3ae, optisch), und der Trend geht rasch zu 100G-Ethernet. Letzteres wurde bisher mit zehn Lanes à 10 GBit/s erreicht, doch geht man bereits auf vier Lanes à 25 GBit/s über, was der Zahl der Laser und Empfänger in den meisten 100G-Modulen entspricht.

Wissen Sie aber, was mit einem 25G-Signal passiert, wenn es über eine Backplane übertragen wird? Schlimme Dinge auf jeden Fall. Tatsache ist, dass es schon bei 10G Probleme gab und man sich eigentlich wundern muss, dass diese Technik überhaupt funktioniert.

Bild 1: PCI Express-Signale (Generation 1 bis 3) Bild 1: PCI Express-Signale (Generation 1 bis 3)

Schauen Sie sich dazu bitte einmal Bild 1 an. Es vergleicht PCI Express-Signale (Generation 1 bis 3) nach der Übertragung auf einer rund 66 cm langen differenziellen Leiterbahn auf einer Leiterplatte aus FR-4. Je höher die Übertragungsrate wird, umso mehr schließt sich das Auge.

Was einst problemlos lief, erfordert jetzt die Verwendung eines anderen Leiterplattenmaterials oder aktive Schaltungen zur Signalaufbereitung. Dabei sind diese Signale noch bedeutend langsamer als ein Stream mit 25 bis 28 GBit/s, wie er für das elektrische Interface optischer Module ins Auge gefasst wird. Ohne Signalaufbereitung, sorgfältiges Layout (schönen Dank, Dr. Johnson) und gute Impedanzkontrolle gibt es also keine Bits, sondern nichts als Rauschen.