Archiv der Kategorie: EPAP – Diskrete Bauelemente

„Do-it-Yourself“ ASICs

Antwort: Alle paar Jahre bestärken uns die Fragen, die wir erhalten, zu sagen, Analog-Entwickler sollten sich wie Ingenieure verhalten und Schaltkreise entwickeln, statt nur Systeme aus bereits fertigen Funktionsblöcken zusammenzubauen.

Was sollten Sie also tun? Bauen Sie ihren eigenen ASIC! Wir alle neigen dazu, integrierte Schaltkreise (der IC-Teil in einem ASIC) als Siliziumchips zu betrachten. Doch die Idee monolithischer ICs gibt es seit Jahrzehnten.

Das Applikationshandbuch über Operationsverstärker zeigt einen frühen integrierten Schaltkreis: den Operationsverstärker K2-W von Philbricks, ein Plug-in Modul mit zwei Vakuumröhren, das 1952 auf den Markt kam. Mit der Erfindung des Transistors sind modulare Schaltkreisfunktionen zu gebräuchlichen Produkten geworden. Man nannte sie zwar nicht „Integrierte Schaltungen”, doch genau das waren sie.

Solche „Integrierten Schaltungen” wurden nicht notwendigerweise als fertige Module gekauft. Stattdessen kann es sich um bekannte Schaltkreisfunktionen handeln, die oft nach ihren Erfinder benannt werden und in eine Schaltung eingebunden wurden. Beispiele dafür sind der Colpitts-Oszillator, das Eccles-Jordan-Flip-Flop und der Doherty-Verstärker.

Wenn wir also sagen, „bauen Sie ihr eigenes ASIC”, sagen wir nicht, Sie sollen anfangen, Ihren eigenen monolithischen Chip zu entwickeln. Falls Sie sehr viele davon brauchen, kann dies jedoch sinnvoll sein. Doch Systeme, für die weniger als 10.000 Stück erforderlich sind, profitieren selten von diesem Konzept. Feldprogrammierbare Analog-Arrays (FPAA) sind manchmal nützlich für Subsysteme mit sehr vielen Operationsverstärkern. Für kleine Systeme, die andere Funktionen enthalten, sind FPAAs jedoch selten wirtschaftlich.

Auch sagen wir nicht, Sie sollen ein Subsystem als reines Modul aufbauen, obwohl Sie das können, wenn Sie wollen.

Was ich jedoch vorschlage, ist folgendes. Falls Sie ein gut definiertes Subsystem brauchen und kein einsatzfertiges ASIC finden, sollten Sie weder verzweifeln, noch versuchen, es als integralen Bestandteil ihres Gesamtsystems zu entwickeln.

Stattdessen sollten Sie erwägen, es als separat definiertes Subsystem zu entwickeln. Dies vereinfacht möglicherweise die Entwicklung. Sicher aber vereinfacht es den Test und die Evaluierung und ist ein würdiger Ausdruck der Maker-Philosophie, der Maker’s Bill of Rights und des Crafter’s Manifesto.

Moderne Analog-ICs sind einfacher zu handhaben als je zuvor. Sie ermöglichen Kombinationen von Funktionsblöcken wie Operationsverstärker, Spannungsreferenzen, Multiplizierer, Wandler und Analogschalter um komplexe Funktionen auszuführen. Vor kurzem hat ein Kollege einen Single-Sideband (SSB) Radio-Empfänger entwickelt. Das AGC-System (Automatic Gain Control) des Empfängers soll Signalen folgen, die sich mit bis zu 20 dB/s ändern. Da während Sprechpausen kein Signal vorhanden ist, sollte sich die AGC-Schaltung in diesen Zeiten nicht ändern. Nach einer Pause von einer Sekunde soll das System jedoch schnell die volle Verstärkung erreichen. Dieses AGC-System war zwischen 1967 und 1993 als ASIC verfügbar. Danach wurde es nicht mehr hergestellt. Unser Ersatz dafür nutzt einen Effektivwert-zu-DC-Wandler und ein paar Operationsverstärker.

Autor: Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.

Wie man Analog-ICs am besten auswählt

Antwort: Mein englischer Kollege sagte dazu: „Dies geschieht mit einem gläsernen Schuh. Tragen Sie den Schuh zu allen Herstellern im Land und halten Sie ihn an die Tür. Wenn er im Glas reflektiert wird, können Sie sicher sein, Ihren Herzenswunsch zu finden.“

Spaß beiseite. Einen Baustein über das erforderliche Maß hinaus zu spezifizieren oder ein generell unbekanntes Bausteinmodell zu wählen, kann den Auswahlprozess erschweren und die Kosten von ICs sowie von diskreten Transistoren erhöhen. Deshalb sollten Sie nie schwer zu findende Bauteile oder Angaben unnötiger Parameter verlangen. ICs sind jedoch wesentlich komplexer als Einzeltransistoren. Die Definition aller erforderlichen Parameter erhält damit einen sehr hohen Stellenwert.

In diesem Artikel geht es um allgemeine Grundsätze, nicht um bestimmte IC-Typen wie zum Beispiel Verstärker, Referenzen oder Wandler. Die üblichen Parameter vieler Präzisions-Analog-ICs sind absolute Maximalwerte: ESD-Werte, Versorgungsspannungen, Versorgungsströme, Verlustleistung, Temperaturbereich, Temperaturkoeffizienten, Versorgungsspannungsunterdrückung, Rauschen, Gehäuse, Eingangsimpedanz, Biasstrom, analoges Ausgangsverhalten, und Frequenzbereich. Auch Spezifikationen von Digitalschnittstellen wie Geschwindigkeit, Logiktyp, Logikpegel, Datenkonfiguration und Chip Enable/Shutdown-Funktionen gehören dazu. Bevor man sich mit den Parametern für einen bestimmten Bausteintyp beschäftigt, ist es wichtig zu entscheiden, welche dieser allgemeinen Parameter von Bedeutung sind und in welchen vertretbaren Grenzen sie sich bewegen sollen.

Beginnen sollte man mit einer Liste wichtiger Parameter einschließlich der bausteinspezifischen, um die es später geht. Diese Parameter sollte man ihrer Bedeutung nach ordnen. Als nächstes nutzt man online parametrische Suchmaschinen von mehreren Herstellern und stellt eine Liste mit Bausteinen zusammen, die alle gewünschten Anforderungen erfüllen. Da dies den Besuch mehrerer Webseiten erfordert und Hersteller die Daten in unterschiedlichen Formaten präsentieren, könnte es gut sein, die Webseite eines Distributors zu besuchen. Dort sollten Bauteile verschiedener Hersteller in einem Standardformat dargestellt sein. Leider eignen sich parametrische Vergleiche von Distributoren selten. Sie werden ständig verbessert, doch derzeit ist es im Allgemeinen besser, die Webseiten der Hersteller zu nutzen und Bauteile auf Papier oder in Form einer Tabelle zu vergleichen.

Falls man kein geeignetes Bauteil findet, entscheidet man, welche Parameter nicht zu streng und um wieviel weniger eingehalten werden müssen. Anschließend begibt man sich mit den neuen Werten erneut auf die Suche. Jetzt sollte eine Überprüfung aller Bausteinparameter stattfinden. Dies erfolgt für den Fall, dass ein Leistungsmerkmal einen Baustein besser oder schlechter für die Anwendungen erscheinen lässt.

Zum Schluss listet man alle Bausteine auf, die sich gut eignen, und ermittelt, welcher der preiswerteste ist. Die Kosten für einen IC beinhalten die Bausteinkosten sowie die Kosten für zusätzliche Komponenten oder spezielle Stromversorgungen. Hinzu kommen die Kosten von Anpassungen oder Kalibrierungen, die während der Produktion gemacht werden müssen, sowie die Kosten für die erforderliche Leiterplattenfläche. Wählen Sie bitte das kostengünstigste Bauteil, nicht das billigste.

Der Autor: Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices

Diskrete Bauelemente – eine gute Alternative zu integrierten MOSFETs

Bei der Konstruktion von Netzteilen stehen Ingenieure oft vor dem Problem, dass vom Steuerungs-IC nur ein begrenzter Strom verfügbar ist oder dass aufgrund von Gatetreiber-Verlusten zu viel Leistung verloren geht. Zur Lösung dieser Probleme werden häufig externe Treiber verwendet. Halbleiterhersteller bieten komplette MOSFET-Treiberlösungen in Form von integrierten Schaltungen an. Dies ist allerdings in vielen Fällen nicht der kosteneffektivste Ansatz. Oft genügen schon diskrete Komponenten im Wert von wenigen Cents.

Bild 1: Ein einfacher Treiberbaustein kann mehr als 2 Ampere treiben.
Bild 1: Ein einfacher Treiberbaustein kann mehr als 2 A treiben.

Der Schaltplan in Bild 1 zeigt ein Emitterfolger-Paar, das verwendet werden kann, um den Ausgang des Steuerungs-ICs zu puffern. Dadurch kann sich die Treiberleistung des Controllers erhöhen, und die Verlustleistung verlagert sich auf die externen Komponenten. Viele Leute glauben, dass diese Schaltung nicht genügend Ansteuerungsstrom liefert.

Wie die Vorwärtsstrom-Verstärkungskurven (hfe) in Bild 2 zeigen, stellen Hersteller für diese Niedrigstrom-Bauteile normalerweise keine Daten über 0,5 A zur Verfügung. Die Schaltung kann allerdings wesentlich höhere Ströme als 0,5 A liefern, wie die Oszilloskop-Wellenform in Bild 1 zeigt. Für diese Wellenform wurde der Treiber aus einer 50-Ohm-Quelle versorgt und mit einem 0,01-µF-Kondensator geladen, der mit einem 1-Ohm-Widerstand in Reihe geschaltet war. Das dargestellte Signal zeigt die Spannung am 1-Ohm-Widerstand, der Maßstab des Diagramms ist 2 A pro Unterteilung. Die Abbildung zeigt auch, dass der MMBT2222A fast 3 A bereitstellen kann und der MMBT3906 eine Stromsenke von 2 A möglich macht.

Bild 2: Treiber mit höheren Stromstärken wie der FMMT618 können die Leistung verbessern (oben: MMBT3904 / unten: FMMT618)
Bild 2: Treiber mit höheren Stromstärken wie der FMMT618 können die Leistung verbessern (oben: MMBT3904 / unten: FMMT618)

In der Realität würden die Transistoren mit ihren Komplementärtypen kombiniert (MMBT3904 für den 3906 und MMBT2907 für den 2222). Diese beiden Versionen wurden zu Vergleichszwecken dargestellt. Die Bauteile sind auch mit höherer Stromstärke und höherer Vorwärtsstrom-Verstärkung (hfe) erhältlich.

Das Paar FMMT618/718 bietet hfe‘s von fast 100 bei 6 A (Bild 2). Diskrete Bauteile sind zwar keine so elegante Lösung wie integrierte Treiber, sie können jedoch eine kostengünstigere Lösung mit besseren Wärme- und Stromstärkenkapazitäten darstellen.

Bild 3 zeigt eine Variation des einfachen Treibers, mit der Sie eine Isolationsgrenze überschreiten können. Ein Signalwandler wird durch ein symmetrisches bipolares Treibersignal angesteuert. Die Sekundärseite des Transformators wird zur Stromerzeugung für den Treiber und zur Erzeugung des Treiber-Eingangssignals verwendet.

Bild 3: Mit einigen weiteren Teilen können Sie einen isolierten Treiber bauen.
Bild 3: Mit einigen weiteren Teilen können Sie einen isolierten Treiber bauen.

Die Dioden D1 und D2 dienen zur Gleichrichtung der Spannung vom Transformator, während die Transistoren Q1 und Q2 den Ausgangswiderstand des Transformators verringern, um starke Stromimpulse zu erzeugen und das am Ausgang verbundene FET-Gate zu entladen. Die Schaltung ist mit einer Eingangs-Einschaltdauer von 50 % äußerst effizient (unteres Treibersignal in Bild 3), da sie das negative FET-Gate ansteuert und eine schnelle Abschaltung ermöglicht, was die Schaltverluste minimiert. Dadurch ist sie ideal für den phasenverschobenen Vollbrückenwandler.

Wenn Sie am oberen Treiber eine Signalform von unter 50 % verwenden (Bild 3), sollten Sie eine Spannungsbegrenzung des Transformators in Erwägung ziehen. Dadurch wird verhindert, dass der FET versehentlich durch Überschwingen nach den Übergängen eingeschaltet wird.

Zusammenfassend können Sie mit diskreten Treibern Geld sparen. Diskrete Bauteile im Wert von rund 0,04 US-Dollar können Elemente mit mehr als den zehnfachen Kosten in Treiber-ICs ersetzen. Die diskreten Treiber können Ansteuerungsströme von mehr als 2 A liefern und ermöglichen Ihnen eine Leistungsreduktion des Steuerungs-ICs. Außerdem eliminieren sie die hohen Schaltströme an den Steuerungs-ICs, wodurch sich das Regelverhalten und das Rauschverhalten verbessern können.

Von Robert Kollman, Texas Instruments.

Bemessung der Stromwelligkeit für Eingangskondensatoren

Ein interessanter Aspekt tritt bei der Auswahl des Eingangskondensators für Kleinleistungsnetzteile auf. Der Rippelstrom des Kondensators ist gegenüber dem Spannungsbereich, in dem die Stromversorgung arbeiten soll, abzuwägen.

Aus einer Erhöhung der Eingangskapazität resultiert mehr Rippelstrom und der Eingangsspannungsbereich des Netzteils wird durch Verringerung des Spannungsabfalls im Eingangskondensator begrenzt. Dies wirkt sich sowohl auf das Windungsverhältnis des Transformators als auch auf Spannungs- und Strombelastungen innerhalb des Netzteils aus.


Bild 1: Brückengleichrichter werden in den meisten Netzteilen eingesetzt

Ein größerer Rippelstrom im Kondensator resultiert in weniger RMS Stress und in eine effizientere Stromversorgung. Bild 1 und 2 stellen zwei Gleichrichterkonfigurationen dar, welche in Netzteilen eingesetzt werden. Bild 1 zeigt einen üblichen Brückengleichrichter, der die AC-Eingangsspannung einfach gleichrichtet und einen Kondensator speist.

Diese Art der Schaltung findet in einem weiten Bereich von universellen und 230-VAC-Netzteilen Anwendung. Der Kondensator lädt sich bis zum Spitzenwert der Sinuswelle auf und entlädt sich während der meisten Zeit der Halbwelle. Der Rippelstrom im Kondensator setzt sich aus zwei Komponenten zusammen.

Die erste ist die Ladephase, in welcher der Strom durch den Wert des Kondensators und die anliegende Spannungssteilheit dV/dt festgelegt wird. Die zweite ist die Entladung des Kondensators. Netzteile stellen Lasten mit konstanter Leistung dar, daher entlädt sich der Kondensator mit nichtlinearer und kann als Energieänderung berechnet werden: W = ½ * C *V^2 = P * dt.


Bild 2: Die Spannungsverdopplung begrenzt den Netzspannungsbereich

Bild 2 zeigt einen Gleichrichter mit Spannungsverdopplung, der in zahlreichen 115/230-VAC-Anwendungen eingesetzt wird. Wenn Sie eine 230-VAC-Anwendung entwerfen, muss die Eingangsstufe Maximalspannungen in Höhe der maximalen Eingangsspannung (265VAC) multipliziert mit dem Crestfaktor, also fast 400Volt verarbeiten können. Bei einer Eingangsspannung von 115VAC erhöht der Spannungsverdoppler die gleichgerichtete Spannung nahezu auf den Pegel des 230-VAC-Eingangs.

Daher ist es ausreichend, die Stromversorgung nur für den 230-VAC Eingang auszulegen und so den Bereich der gleichgerichteten Spannung, in dem das Netzteil arbeitet, zu verkleinern. Das Umschalten zwischen den Eingangsspannungsbereichen erfolgt üblicherweise mit einem Jumper oder Schalter. Der einzige Nachteil an dieser Lösung ist, dass Anwender zuweilen die 230-VAC-Eingangsspannung verdoppeln und das Netzteil damit zerstören. Bild 2 zeigt einige der Kurvenformen im Verdopplerschaltkreis.

Der Nullleiter wird zwischen den Kondensatoren angeschlossen. Jeweils zwei Gleichrichter speisen die Eingangsspannung abwechselnd in jeden Kondensator ein. Jeder Kondensator wird pro Periode einmal bis zur Netzspitzenspannung aufgeladen und besitzt somit eine Rippelkomponente mit Netzfrequenz 50Hz/60Hz. Da die Kondensatoren phasenverschoben geladen werden, ist die Rippelfrequenz in der Summe dann doppelt so hoch wie die Netzfrequenz.


Bild 3: Ein großer Kondensator verringert den Eingangsspannungsbereich und erhöht den Wirkungsgrad.

Bild 3 zeigt einen Spannungsabfall, der durch uF/W für vier Gleichrichter-/Eingangsspannungsvarianten normiert wird. Die Brückengleichrichter sind in drei Optionen dargestellt: für Unterspannung in den USA (108 VAC/60 Hz), in Japan (85 VAC/50 Hz) und in Europa (216 VAC/50 Hz). Für Unterspannung in Japan gibt es eine zusätzliche Darstellung mit Spannungsverdoppler.

Für die Graetzbrücke ergibt sich die Normalierung einfach aus der Kapazität geteilt durch die Leistung. Beim Verdoppler berechnet sich die Normierung aus der Kapazität eines der in Reihe geschalteten Kondensatoren geteilt durch die Leistung. Zur Anwendung des Diagramms bestimmen Sie Ihre Gleichrichterkonfiguration und wählen einen geeigneten Spannungsabfall aus. Dann können Sie einfach den Wert uF/W des Eingangskondensators ablesen. Abschließend müssen Sie diesen Wert durch Multiplikation mit der Leistung Ihrer Versorgung hochrechnen.


Bild 4: Eine Erhöhung von uF/W bewirkt keinen nennenswerten Anstieg des Rippelstroms des Eingangskondensators.

Anhand von Bild 4 können Sie dann die Auslegung des Rippelstroms für den Kondensator berechnen. Bild 4 zeigt den normierten Rippelstrom im Vergleich zur normalierten Eingangskapazität. Interessant ist hier, dass der Rippelstrom keine starke Abhängigkeit von der Kapazität zeigt. Dies liegt daran, dass der Strom während der Entladung durch einen nahezu konstanten Verbrauch von der Last festgelegt wird.

Nur während der Ladezyklen unterscheiden sich die Ströme deutlich voneinander. Dies lässt sich am allmählichen Anstieg des Rippelstroms bei Erhöhung der Kapazität (uF/W) erkennen. Der Anstieg resultiert aus den höheren Spitzenströmen bei reduziertem Leitwinkeln bei größerer Kapazität. Beachten Sie, dass das Diagramm nur den Rippelstrom der Netzfrequenz und nicht die Auswirkungen des Rippelstroms der hochfrequent getakteten Stromversorgung enthält.

Zusammenfassend lässt sich sagen, dass Entwickler bei der Auswahl des Eingangskondensators und der Gleichrichterkonfiguration mit einen Kompromiss eingeht. Wenn ein Brückengleichrichter für eine Weitbereichsanwendung gewählt wird, muss die Stromversorgung über einen Eingangsbereich von 4:1 arbeiten. Entscheidet sich der Entwickler jedoch für einen Spannungsverdopplers, um diesen Eingangsbereich zu reduzieren, besteht das Risiko von Überspannungen durch Kundenfehler.

Der Entwickler kann den Betriebsspannungsbereich geringfügig begrenzen, indem er einen geeigneten Eingangskondensator entsprechend den Diagrammen im vorliegenden Artikel wählt. Lesen Sie auch unsere nächste Ausgabe, in der wir uns mit einer kostengünstigen Schutzschaltung für Netzteile beschäftigen.

Monolithischer Flyback-Wandler ohne Opto-Koppler ist eine vielseitige Lösung

Die Produktlinie der Flyback-Wandler ohne Opto-Koppler von Linear Technology, wie der LT3573, LT3574, LT3575, LT3511, LT3512 und LT8300, vereinfachen das Flyback-Design, da sie ein spezielles Messverfahren auf der Primärseite beinhalten und damit die Notwendigkeit für einen Opto-Koppler eliminieren.

Der monolithische Flyback-Wandler ohne Opto-Koppler LT8302 besitzt einen integrierten 65-V-/3,6-A-DMOS-Leistungsschalter mit interner Schleifenkompensation und Soft-Start. Der LT8302 kann mit Eingangsspannungen zwischen 2,8 V und 42 V arbeiten und liefert eine Ausgangsleistung von bis zu 18 W. Bei geringer Last hat er einen Burst-Modus mit geringer Welligkeit der Ausgangsspannung, was zu geringen Leistungsverlusten im Standby-Modus und geringer benötigter externer Komponentenanzahl führt.

Leistungsfähigkeit und einfacher Einsatz


Bild 1: Vollständiger, galvanisch getrennter 5-V-Flyback-Wandler mit einem Eingangsspannungsbereich von 2,8 V bis 42 V

Der LT8302 vereinfacht die Entwicklung eines galvanisch getrennten Flyback-Wandlers, indem er die isolierte Ausgangsspannung direkt am Flyback-Signal auf der Primärseite abtastet. Diese Lösung erfordert für die Regelung keine dritte Wicklung oder einen Opto-Koppler. Die Ausgangsspannung wird über zwei externe Transistoren und einen optionalen temperaturkompensierten Widerstand programmiert. Durch das Integrieren der Schleifenkompensation und dem Soft-Start, minimiert der Baustein die Anzahl der erforderlichen externen Komponenten, wie in Bild 1 dargestellt. Die Betriebsart Boundary-Modus erlaubt den Einsatz von Trafos moderater Größe, unter Beibehaltung einer exzellenten Lastregelung. Der Betrieb im Burst-Modus mit geringer Ausgangspannungswelligkeit resultiert in einem hohen Wirkungsgrad bei geringen Lasten, wobei gleichzeitig die Welligkeit der Ausgangsspannung minimiert wird.


Bild 2: Wirkungsgrad der Flyback-Wandlung für den Wandler in Bild 1

Bild 1 zeigt eine komplette Flyback-Schaltung mit dem LT8302. Dieser Wandler besitzt bis zu 85% Wirkungsgrad, wie in Bild 2 dargestellt, und hat dank seinem geringen Ruhestromeinen Wirkungsgrad von 82% mit einem Verbraucher von 10 mA und 5 V Eingangsspannung.

Geringer IQ, geringe Vorlast und hoher Wirkungsgrad

Bei sehr kleinen Lasten reduziert der LT8302 die Schaltfrequenz und behält gleichzeitig die minimale Strombegrenzung bei. Unter diesen Bedingungen geht er in den Burst-Modus mit geringer Welligkeit der Ausgangsspannung über, in dem der Baustein zwischen Schlaf- und Schalt-Modus hin und her schaltet. Der typische Ruhestrom liegt bei 106 µA im Schlaf- und 380 µA im Schalt-Modus, was den effektiven Ruhestrom weiter reduziert.

Die typische minimale Schaltfrequenz liegt etwa bei 12 kHz, wobei die Schaltung eine sehr kleine Vorlast benötigt (typisch 0,5% der Volllast). Deshalb sind die Leistungsverluste des LT8302 im Standby-Modus sehr gering – eine Voraussetzung für Applikationen, die einen hohen Wirkungsgrad bei ständig eingeschalteten Systemen erfordern.

Stromversorgungen mit negativer Eingangsspannung

Bild 3: Auf-/Abwärtswandler mit negativer Eingangsspannung und positiver Ausgangsspannung

In einer typischen Stromversorgung mit negativer Eingangsspannung ist der Masse-Pin des ICs mit dem negativen Eingangspegel, einer variierenden Spannung, verbunden ist. Als Ergebnis ändert sich seine Ausgangsspannung mit der Eingangsspannung, vorausgesetzt dass keine Pegel anhebende Schaltung eingesetzt wird. Das besondere Rückkoppel-Messverfahren des LT8302 kann direkt über die Signalform der Schaltknotenspannung einfach eine geregelte Ausgangsspannung kreieren, was die Pegel anhebende Schaltung eliminiert, die sonst nötig wäre.

Bild 3 zeigt einen einfachen Auf-/Abwärtswandler mit negativer Eingangs- und positiver Ausgangsspannung, und Bild 4 stellt einen einfachen Abwärtswandler mit negativer Ein- und Ausgangsspannung dar.

Zusammenfassung


Bild 4: Abwärtswandler mit negativer Eingangsspannung und negativer Ausgangsspannung

Der LT8302 arbeitet über einen weiten Eingangsspannungsbereich von 2,8 V bis 42 V und liefert bis zu 18 W an galvanisch getrennter Ausgangsleistung, ohne dazu eine dritte Wicklung oder einen Opto-Koppler zu benötigen. Er beinhaltet eine ganze Reihe an Funktionen, die die Komponentenanzahl minimieren, wie der Betrieb im Burst-Modus mit sehr geringer Welligkeit der Ausgangsspannung; internem Soft-Start, Unterspannungssperrfunktion, Temperaturkompensation und interner Kompensation der Rückkoppelschleife.

Der LT8302 eignet sich ideal für eine Vielzahl von Anwendungen, angefangen bei batteriebetriebenen Systemen, über Stromversorgungen im Automobil, in der Industrie, in der Medizintechnik und Telekommunikation sowie galvanisch getrennten Hilfs-/Betriebsstromversorgungen. Der hohe Integrationsgrad resultiert in einfacher Anwendbarkeit, geringer externer Komponentenanzahl, hohem Wirkungsgrad und einer vielseitigen Lösung zur Bereitstellung von galvanisch getrennter Stromversorgungsleistung.

Diskretion ist der bessere Teil

Antwort: Diskret. (Entschuldigung, hier konnte mein Kollege nicht widerstehen.)
In der Praxis, nicht zu sorgfältig. Mein Kollege hat Ingenieure erlebt, die sich tagelang mit der Suche nach dem besten diskreten Transistor für einen langsamen Logik-Inverter gequält haben. Dabei waren sie nahe am Zusammenbruch, weil sie nicht genau den gleichen Transistor finden konnten, der als Emitter-Folger in einer Applikationsschrift verwendet wurde.

Vorausgesetzt, dass einige grundlegende Fragen adressiert wurden, arbeiten viele verschiedene Transistoren in einer Vielzahl von Anwendungen gleich gut.

In vielen Anwendungen spielt es wirklich keine Rolle, ob man einen Bipolar-Junction-Transistor (BJT) oder einen MOSFET einsetzt. Beide benötigen natürlich unterschiedliche Beschaltungen. Der Transistor braucht möglicherweise Basis-Widerstände, während der MOSFET ohne sie auskommt. Auch wird der MOSFET eine größere Eingangskapazität aufweisen. Dies ist im Hinblick auf die Stabilität zu berücksichtigen. Beide Varianten arbeiten jedoch gut als Halbleiter-Trioden in Verstärkern, Oszillatoren und Logik. Der BJT nimmt Basis-Strom auf, hat aber eine größere Kapazität. Der MOSFET hat einen verschwindend geringen Gate-Strom, aber eine recht hohe Gate-Kapazität. Die physikalischen Eigenschaften und die Wahl des Bauteils spielen in einigen Fällen natürlich eine Rolle. Zum Beispiel wenn die thermischen Eigenschaften der Basis/Emitter-Sperrschicht eines BJTs für Temperaturmessungen verwendet werden.

Man muss aufpassen, dass unabhängig vom Bauteil die richtige Polarität gewählt wird (ist es ein NPN/N-Kanal oder ein PNP/P-Kanal?). Sicherzustellen ist, dass die Schaltung, egal welcher Transistor gewählt wurde, sowohl im Ruhezustand, als auch im Betrieb, ihre absoluten Maximalspezifikationen nicht übersteigt.

Für den Rest muss man verstehen, welche Eigenschaften wichtig sind und welche ohne Auswirkung auf die Leistungsfähigkeit der Schaltung variieren können. Bei der Wahl von Transistoren werden diese Eigenschaften im Detail beachtet. Man kommt zu dem Schluss, dass die beste Vorgehensweise bei der Wahl eines Transistors so lautet: „Jedes Bauteil, das Eigenschaften aufweist, die besser als xxxx, yyyy und zzzz sind, arbeitet sehr wahrscheinlich in dieser Schaltung. Die SPICE-Analyse hat gezeigt, dass die 2Naaaa, 2Nbbbb und 2Ncccc in Simulationen alle arbeiten. Mit dem 2Naaaa aufgebaute Prototypen arbeiten definitiv gut. Allerdings sollten viele andere Transistoren mit ähnlichen Eigenschaften gleich akzeptabel sein.”

Ganz gleich, welches Bauteil man wählt, sollte man sicherstellen, dass es diskret ist. Denn man möchte nicht, dass die Kollegen darüber reden, wie wenig Sie sich mit der Wahl von Transistoren befassen. Obwohl es in der Tat gutes Engineering ist, eine Über-Spezifizierung zu vermeiden. Henry Ford sagte einmal: „Ein Ingenieur kann für wenige Cent das tun, wofür jeder andere Mensch einen Dollar braucht.“

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices

Transformatoren: Sie sind nicht alle Schiffsanker

Frage: Was ist das am meisten unterschätzte analoge Bauteil?
Antwort: Möglicherweise der Transformator. Aus der Hochschule kennen viele Ingenieure Transformatoren als die großen Bauteile in Stromversorgungen, die eine Menge Eisen und Kupfer enthalten und so schwer sind, um Verletzungen zu verursachen, wenn sie einem auf den Fuß fallen.

Dies trifft sicherlich für die großen Niederfrequenz-Leistungstransformatoren (50 oder 60 Hz) zu, die manchmal abschätzig als Schiffsanker bezeichnet werden (die Transformatoren in Kraftwerken würden katastrophale Schäden verursachen, wenn sie auf ein Kriegsschiff fallen würden). Heute jedoch sind viele preiswerte Transformatoren so klein wie eine Aspirin-Tablette.

Obwohl sie eingangsseitig mit 50/60 Hz arbeiten, arbeiten Schaltnetzteile intern mit wesentlich höheren Frequenzen. Schaltnetzteile ermöglichen gegenüber herkömmlichen Netzteilen gleicher Leistung den Einsatz wesentlich kleinerer, leichterer und preiswerterer Transformatoren. Somit sind heute selbst die Transformatoren in Stromversorgungen leichter. Analog Devices fertigt Controller für solche Schaltnetzteile. Doch diese sind nicht Gegenstand dieses Beitrags.

Für unzählige AC-Analog-Applikationen ist ein Transformator die am besten geeignete Komponente. Dies war vor 60 bis 80 Jahren allgemein bekannt, als in Verstärkern oft Transformatoren zur Entkopplung und als Phasensplitter zwischen massebezogenen und Push/Pull-Schaltungen eingesetzt wurden. Vor etwa 40 oder 50 Jahren jedoch begannen Transistoren — und kurze Zeit später integrierte Schaltungen — mit DC-Kopplung zu arbeiten. Der Einsatz von Signaltransformatoren gerät in Vergessenheit.

In vielen Anwendungen sind DC-Kopplungstechniken in der Tat die optimale Lösung. Wenn jedoch AC-Signale eine Isolationsstrecke überwinden müssen (wo es zum Beispiel große Potenzialunterschiede zwischen der Signalschaltung in unterschiedlichen Bereichen des Systems geben kann) oder wenn starkes Masserauschen vorhanden ist, kann der Einsatz eines Transformators gleichzeitig die Entwicklung vereinfachen und die Leistungsfähigkeit erhöhen. Es ist normal, dass für Transformatoren absolute Maximalspannungen zwischen den Wicklungen von hunderten oder gar tausenden Volt spezifiziert sind. Darüber hinaus ist die Kapazität zwischen Primär- und Sekundärseite selten größer als einige pF – für einen ausgewählten Transformator kann sie sogar noch geringer sein.

Wo ein Wechselspannungssignal in einer Umgebung mit Masserauschen über eine bestimmte Entfernung übertragen werden muss, kann ein Transformator eine weitaus bessere AC-Gleichtaktunterdrückung (CMR) als ein differenzieller Verstärker aufweisen. Und wo ein differenzieller AC-Verstärker mit einem massebezogenen Signal gespeist wird, ist ein Transformator möglicherweise der bestmögliche Phasensplitter.

Und dann gibt es noch Stromtransformatoren für AC-Strommessungen….

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.

Bau eines Sende-Empfangsgerätes aus vorhandenen Ressourcen

Zu unserem Leidwesen mussten wir feststellen, dass sowohl unser GPS-Gerät als auch unsere Küstenfunk-Ausrüstung durch den Sturm zerstört worden waren. Wir hatten somit weder die Möglichkeit, mit der Außenwelt zu kommunizieren, noch konnten wir unsere Position ermitteln. Uns blieb also nichts anderes übrig als zu versuchen, mit dem, was wir auf der Insel vorfanden, eine Art Not-Sende-Empfangsgerät zu bauen. Ich dokumentiere diese Schaltung hier für den Fall, dass Sie einmal in eine ähnlich missliche Lage geraten.

Der Empfänger

 Bild 1: Einfacher AM-Empfänger mit einer Diode
Bild 1: Einfacher AM-Empfänger mit einer Diode

Wenn Sie die folgende Schaltungsbeschreibung lesen, sollten Sie sich stets vergegenwärtigen, dass wir ausschließlich die Pflanzen und Mineralien verwenden konnten, die wir auf der tropischen Insel vorfanden. Oberstes Gebot war Einfachheit, und so beschränkten wir uns auf den Bau eines AM-Empfängers mit nur einer Diode.

Bild 1 zeigt den Schaltplan. Dieser mag recht simpel aussehen, aber das Problem war, dass wir weder über Drähte verfügten noch über Widerstände, Kondensatoren, Dioden oder Kopfhörer. Glücklicherweise gelang es uns aber, all diese Bestandteile der Schaltung aus den vorgefundenen Ressourcen herzustellen. Wie wir das machten, will ich nachfolgend beschreiben.

Die Kokosnuss-Diode

 Bild 2: Periodensystem der Elemente (Ausschnitt)
Bild 2: Periodensystem der Elemente (Ausschnitt)

Das wohl größte Problem, das wir zu lösen hatten, war das Anfertigen einer Halbleiterdiode. Doch wir hatten Glück, denn auf der Insel wuchsen Kokospalmen, deren Frucht bekanntlich ein Halbleiter ist, wie der Ausschnitt aus dem Periodensystem der Elemente in Bild 2 zeigt.

 Bild 3: Aufbau der Kokosnuss-Diode (schematisch)
Bild 3: Aufbau der Kokosnuss-Diode (schematisch)

Meersalz und Limette eignen sich außerdem hervorragend als P- bzw. N-Dotierungsstoffe (Bild 3). Sie wundern sich jetzt sicher, weshalb die einfache Kokosnuss-Diode nicht kommerziell verwendet wird. Der Grund hierfür liegt einfach in der begrenzten Haltbarkeit von Kokosnüssen.

Der Muschelschalen-Kondensator

Kaum bekannt ist, dass sich aus Muschelschalen ausgezeichnete natürliche Kondensatoren herstellen lassen. Die obere und untere Schale fungieren dabei als Parallelplatten-Kondensator, dessen Kapazität sich einfach verstellen lässt, indem man die Muschel unterschiedlich weit öffnet.


Bild 4: Kapazitätswerte des Muschelschalen-Kondensators bei unterschiedlicher Öffnung
Bild 4: Kapazitätswerte des Muschelschalen-Kondensators bei unterschiedlicher Öffnung

Bild 4 zeigt die Muschel in zwei verschiedenen Öffnungszuständen mit der jeweiligen Kapazität. Hervorzuheben ist der extrem geringe Spannungskoeffizient des Muschelschalen-Kondensators, der die Verzerrungen minimiert. Ich bin deshalb der Ansicht, dass dieser Kondensatortyp unbedingt in Hi-Fi-Audio-Anwendungen eingesetzt werden sollte.

Die übrigen Bauelemente

Bei den weiteren Komponenten der Schaltung handelt es sich um gängige Verwendungen tropischer Flora, sodass hier nicht näher darauf eingegangen werden soll. Näheres zu diesem Thema findet sich in [3].

 Der Sender

 Bild 5: Schaltbild des einfachen AM-Senders
Bild 5: Schaltbild des einfachen AM-Senders

Im nächsten Abschnitt geht es um die Bauelemente und die Schaltung des in Bild 5 gezeigten einfachen Senders, mit dem wir um Hilfe riefen.

Der Flaschenkürbis-Verstärker

Es kam darauf an, dem Sender so viel Leistung zu verleihen, dass er eine große Übertragungsentfernung erreichen konnte. Hier bot sich ein als Frucht des Talahoobaloo-Baums wachsender Flaschenkürbis an, der ein hervorragender natürlicher Verstärker ist. In der Regel beträgt die Spannungsverstärkung dieses Flaschenkürbisses zwischen 1000 und 10.000. Allerdings hängt die Ausgangsleistung sehr von der angeschlossenen Batterie ab, und so schalteten wir 100 Limetten parallel.

Das Kokosnuss-Mikrofon

Dem Prinzip der Reziprozität folgend, lässt sich eine Kokosnuss nicht nur ausgezeichnet als Kopfhörer verwenden, sonden auch als Mikrofon. Sie kommt den Eigenschaften eines Elektret-Mikrofons sehr nahe und lässt sich wie ein solches modellieren.

Der Quarzoszillator

Unseren Quarzoszillator fertigten wir aus einem Stück Quarz an, das wir in einer Höhle auf der Insel fanden. Beim Bergen dieses Schatzes wurde es noch einmal dramatisch, denn ein Mitglied unserer Gruppe wurde von Eingeborenen gefangengenommen, die offenbar die Absicht hatten, ihn in einem großen Kessel zu kochen. Doch das Glück war uns auch diesmal hold, denn der Vulkan der Insel spuckte plötzlich Feuer, sodass die Inselbewohner von ihrem Opfer abließen, das dann mitsamt dem Quarz wohlbehalten zu uns zurückeilen konnte.

Ende gut, alles gut

 Bild 6: Unser Sende-Empfangsgerät mit seinen Bauteilen
Bild 6: Unser Sende-Empfangsgerät mit seinen Bauteilen

Ich bin froh, dass am Ende alles gut ausging. Das Sende-Empfangsgerät arbeitete sehr gut, sodass wir nur wenige Monate nach dem Sturm gerettet wurden. Unsere Erleichterung darüber war groß, denn mittlerweile hatten wir die Nase gründlich voll von Kokosnuss-Sahnetorte, Kokosnuss am Stiel und gebratener Kokosnuss.

Ein gewisser bitterer Nachgeschmack blieb dennoch, denn wir wurden von der FCC (Federal Communications Commission, amerikanische Rundfunkbehörde) zu einer Strafzahlung wegen Überschreitens der zulässigen Sendeleistung im AM-Band verdonnert. Offensichtlich sind Limetten-Batterien doch wesentlich leistungsfähiger als gedacht.

Wie dem auch sei: so sehr ich Ihnen wünsche, niemals in solch eine Notlage zu geraten, so sehr hoffe ich, dass Ihnen dieses Referenzdesign von Nutzen sein möge, sollte es Sie je auf eine einsame Insel verschlagen (Bild 6).

Von Art Kay ist Senior Applications Engineer bei Texas Instruments.

Literatur

[1] Wenzel, Charles: “Crystal Radio Circuits”, http://www.techlib.com/electronics/crystal.html, TechLib.com,  1995

[2] Field, Simon: Quellen: “Building a very simple AM Voice transmitter”, http://sci-toys.com/scitoys/scitoys/radio/am_transmitter.html

[3] Hinkley, Roy: B.A, B.S., M.A, Ph.D, Electrical Characteristics for Flora and Fauna in Tropical and Subtropical Regions, Island Press, New York, 1964

Drehpotentiometer: Es muss etwas Besseres geben

Antwort: Zunächst einmal muss erwähnt werden, dass man beim Einsatz von Potis in Rückkopplungsschleifen, speziell bei höheren Frequenzen, vorsichtig sein muss. Potis mit Drahtwicklungen haben hohe Induktivitäten und können Instabilitäten bewirken. Aufpassen sollte man auch bei Karbon-Potis – diese verursachen Rauschen. Die folgenden Dinge kann man jedoch versuchen.

Je nach Situation kann man einen Serienwiderstand einbauen und das Poti zur Feinabstimmung verwenden. Richtig dimensioniert, wird sich die Poti-Empfindlichkeit deutlich reduzieren. Man kann auch das Poti parallel zum Rückkopplungswiderstand schalten. Auch hier muss der Rückkopplungswiderstand richtig und in Hinblick auf den Beitrag, den das Poti leistet, dimensioniert werden. Der Vorteil dieser Möglichkeit besteht darin, dass man bis hinunter auf null Ohm gehen kann.

Eine bessere Option sind digital steuerbare Potentiometer, so genannte „digiPOTs“. Diese sind extrem genau und vermeiden typische Potentiometerprobleme wie Abnutzung, Vibration, Drift, Abmessungen, mechanische Einstellung und umweltbedingte Probleme. Mehrere Optionen zur digitalen Steuerung sind möglich (SPI, I2C, Knopfdruck und Up/Down-Schnittstelle). Die Einstellung ist genau und wiederholbar. Ein digiPOT kann auch als Rheostat verwendet werden. Ein Rheostat ist ein Poti, bei dem einer der Anschlüsse mit dem Schleifer verbunden ist, um einen variablen Widerstand zu erhalten.

digiPOTs arbeiten in nichtinvertierenden und in invertierenden Operationsverstärker-Konfigurationen. Die Bandbreite dieser Bauteile deckt als Funktion des Widerstandswertes einen großen Bereich ab. Zum Beispiel weist ein auf 1 kΩ eingestellter digiPOT eine Bandbreite von etwa 5 MHz auf, während eine Widerstandseinstellung von 10 kΩ eine Bandbreite von 500 kHz hat. digiPOTs sind äußerst vielseitig und geben Entwicklern ein neues Werkzeug für ihre Toolbox an die Hand. Eigenschaften wie geringe Stromaufnahme, kleine Grundfläche und die Zuverlässigkeit von Halbleitern machen digiPOTs zu einer sehr attraktiven Alternative gegenüber „altmodischen“ Drehpotentiometern.

Obwohl es sich bei digiPOTs um einfache Funktionsblöcke handelt (was die meisten Komponenten sind), sind einige Informationen zu beachten. Die Datenblätter für digiPOTs enthalten eine Vielzahl umfassender Informationen. Zur Optimierung von Schaltungen sollte man diese Infos unbedingt lesen.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.

Den passenden MOSFET-Treiber finden

Wie gut der MOSFET-Treiber an den MOSFET der jeweiligen Applikation angepasst ist, hängt neben der Verlustleistung maßgeblich vom Treiberspitzenstrom und den damit verbundenen Ein- und Ausschaltzeiten ab. Der Beitrag zeigt unterschiedliche Möglichkeiten auf, wie sich der optimale MOSFET-Treiber auswählen lässt.

Der MOSFET-Treiber wandelt ein Logik-Signal in höhere Spannungen und Ströme um und steuert damit ein MOSFET-Gate mit schnellen Einschwingzeiten an. So können MOSFET-Treiber zum Beispiel eingesetzt werden, um das 5-V-Ausgangssignal eines Mikrocontrollers mit niedrigen Stromstärken in ein Steuersignal von 18 V mit Stromstärken von mehreren Ampère für einen Leistungs-MOSFET-Eingang umzuwandeln.

Da heute unterschiedliche MOSFET-Technologien und Halbleiterprozesse auf Silicium-Basis eingesetzt werden, ist es mitunter schwierig, die passenden MOSFET-Treiber für eine Anwendung zu finden. Für die Auswahl des richtigen MOSFET-Treibers sind grundsätzliche Kenntnisse zur Abhängigkeit der Verlustleistung der Gate-Ladung im MOSFET und der Arbeitsfrequenz wesentlich. So benötigt das Laden und Entladen eines MOSFET-Gates immer die gleiche Energiemenge, unabhängig von den Anstiegs- und Abfallzeiten der Gate-Spannungen.

Verlustleistung von MOSFET-Treibern

Die Verlustleistung eines MOSFET-Treibers wird durch drei Vorgaben bestimmt:

  • Verluste durch Laden- und Entladen der Gate-Kapazität des MOSFETs,
  • Verluste durch den Ruhestrom des MOSFET-Treibers,
  • Verluste durch Kurzschluss durch Überlappen der Einschaltphasen der Transistoren (Cross-Conduction oder Shoot-through) im MOSFET-Treiber.

Von diesen drei Punkten sind die Verluste durch Laden und Entladen der Gate-Kapazität des MOSFETs am wichtigsten, insbesondere bei niedrigen Schaltfrequenzen. Die Verlustleistung ergibt sich gemäß Gleichung 1.

 Gleichung 1
Gleichung 1

Darin sind Cg = Gate-Kapazität des MOSFETs, Udd = Versorgungsspannung des MOSFET-Treibers [V], f = Schaltfrequenz.

Die Bedeutung des Treiberspitzenstroms

Zusätzlich zur Verlustleistung muss der Entwickler den Zusammenhang zwischen dem für den MOSFET-Treiber erforderlichen Treiberspitzenstrom und den damit verbundenen Ein-/Ausschaltzeiten berücksichtigen. Wie gut der MOSFET-Treiber an den MOSFET angepasst ist, hängt davon ab, wie schnell der Leistungs-MOSFET in einer Anwendung ein- und ausgeschaltet wird.

dT = (dU C) / I

Die optimalen Anstiegs- und Abfallzeiten in einer beliebigen Anwendung ergeben sich aus Anforderungen wie elektromagnetische Interferenzen, Schaltverluste, Leitungs- und Schaltungsinduktivitäten und der Schaltfrequenz. Das Verhältnis zwischen Gate-Kapazität, Laufzeiten und Betrag des MOSFET-Treiberstroms ergibt sich aus Gleichung 2.

QG = C V                                (Gleichung 2)

Dann ist I = QG / dT               (Gleichung 3)

Darin sind: dT = Ein-/Ausschaltzeit, dU = Gate-Spannung, C = Gate-Kapazität , I = MOSFET-Treiberspitzenstrom.

Die Gesamtkapazität des MOSFET-Gates lässt sich aus der Gate-Gesamtladung (QG) bestimmen. Die Gate-Ladung QG ergibt sich wiederum aus Gleichung 3. Hierbei wird ein konstanter Strom angenommen. Eine Daumenregel besagt, dass der Durchschnittswert bei der Hälfte des MOSFET-Treiberspitzenstroms liegt. Die elektrischen Werte des MOSFET-Treibers richten sich nach dem möglichen Ausgangsspitzenstrom des Treibers. Der Wert des Spitzenstroms wird üblicherweise für die maximale Vorspannung angegeben. Das heißt, wenn der MOSFET-Treiber bei einer geringeren Vorspannung betrieben wird, dann wird auch der mögliche Spitzenstrom reduziert.

Der erforderliche Treiberspitzenstrom des MOSFETs kann aus den folgenden Parametern aus dem Datenblatt des Herstellers ermittelt werden: MOSFET-Gate-Ladung = 20 nC (Q); MOSFET-Gate-Spannung = 12 V (dV); Ein-/Ausschaltzeit = 40 ns (dT). Werden diese Werte in Gleichung 3 eingesetzt, ergibt sich ein Treiberspitzenstrom von I = 0,5 A.

Annäherung über eine Zeitkonstante

TLadung = (RTreiber + RGate) Cges TC                    (Gleichung 4)

Eine weitere Methode zur Auswahl des passenden MOSFET-Treibers ist die Annäherung über die Zeitkonstante. Darin werden der Widerstand des MOSFET-Treibers, alle externen Gate-Widerstände und die Gesamtkapazität eingesetzt (Gleichung 4). Darin sind: RTreiber = RDS-Ein der Ausgangstreiberstufe, RGate = ein beliebiger externer Gate-Widerstand zwischen Treiber und MOSFET-Gate, Ctotal = Gate-Gesamtkapazität, TC = Anzahl der Zeitkonstanten.

Da diese Gleichung (siehe Beispiel im Bild) eine RC-Zeitkonstante repräsentiert, die für TC einen Wert von 3 annimmt, bedeutet dies, dass die Kapazität nach der Zeit TLadung zu 95% geladen ist. Die meisten MOSFETs sind voll leitend, sobald die Spannung am Gate 6 V erreicht. Auf dieser Grundlage kann ein TC-Wert von 1 (entsprechend 63% der Ladespannung) für die Anwendung bereits sinnvoller sein und erlaubt den Einsatz eines Treiber-ICs für niedrigeren Strom.

Auswahl eines MOSFET-Treibers für Motorregelungen

Als Beispiel soll die Auswahl eines MOSFET-Treibers zur Regelung der Drehzahl und Drehrichtung eines Motors betrachtet werden. In dieser Anwendung wird die Motorspannung entsprechend beeinflusst. Die Schaltung des Gate-Treibers wird hier grundsätzlich durch den Motortyp, die Anordnung der Leistungsschalter und die Schaltelemente bestimmt.

Der erste Schritt besteht darin, den richtigen Leistungsschalter für diese Anwendung auszuwählen, dessen Eigenschaften wiederum durch die technischen Daten des Motors bestimmt werden. Ein wichtiger Parameter ist der Anlaufstrom, der bis zu dreimal höher sein kann als der Strom im Dauerbetrieb.

Zum Steuern von Motoren werden im Wesentlichen zwei unterschiedliche Leistungsschalter eingesetzt – MOSFETs und IGBTs. Bei einem MOSFET lassen sich die Eigenschaften des MOSFET-Treibers für die Gate-Ansteuerung bestimmen.

 Bild 1: Blockdiagramm einer MOSFET-Treiberschaltung (TC4451= Q1, TC4452 = Q2)
Bild 1: Blockdiagramm einer MOSFET-Treiberschaltung (TC4451= Q1, TC4452 = Q2)

Wie in Bild 1 zu sehen ist, wandelt die Eingangsstufe der Schaltung das eingespeiste Kleinsignal in ein Großsignal mit der Amplitude GND- Udd um, das die kaskadierten Treiberstufen ein- und ausschaltet. Die MOSFETs Q1 und Q2 stellen die Pull-up- und Pull-down-Ausgangstreiber für den MOSFET-Treiber dar. Betrachtet man die Ausgangsstufe des MOSFET-Treibers als Push-Pull-Paar von MOSFETs, ist ihre Funktion einfacher zu verstehen.

Nicht invertierender Treiber

Für einen nicht invertierenden Treiber gilt, das gemeinsame Gate-Signal wird von Q1 und Q2 auf „Low“ gesetzt, wenn das Eingangssignal auf „High“liegt. Der Übergang dieses Gate-Knotens von Udd nach GND geschieht typischerweise in weniger als 10 ns. Er begrenzt so die Zeit für die Cross-Conduction zwischen Q1 und Q2 – d.h., die Zeit, in der sich die Einschaltphasen überlappen und einen Kurzschluss bilden – und schaltet Q1 sofort voll durch, um den Spitzenstrom so schnell wie möglich zu erreichen.

Für die Schaltungskonfiguration von MOSFET-Treibern gibt es natürlich auch andere Möglichkeiten. Sind Motor, Leistungsschalter und Gate-Treiberschaltung bekannt, kann der MOSFET-Treiber anhand einer der oben genannten Gleichungen 3 oder 4 ausgewählt werden.

Auswahl des MOSFET-Treibers mithilfe einer Berechnungstabelle

Sobald der MOSFET ausgewählt ist, kann eine Berechnungstabelle des Herstellers zu Rate gezogen werden, um den entsprechenden MOSFET-Treiber auszuwählen. Hierfür ist unter anderem der „Power MOSFET Driver Calculator“ von Microchip geeignet. Mit diesem einfachen Werkzeug lässt sich der für den MOSFET-Treiber erforderliche Spitzenstrom schnell bestimmen.

Als erstes wählt man einen MOSFET aus. Aus dem Datenblatt übernimmt man die Werte für die Eingangskonditionen – die Drain-Source-Spannung (Uds) des MOSFETs, die Gate-Source-Spannung (Ugs), die MOSFET-Treiberspannung (Udd), Schaltfrequenz, Tastverhältnis, ungefähre Anstiegszeit (tr) und die Gesamt-Gate-Ladung (QG) – und trägt sie in die entsprechenden Felder ein.

Nun wird der Spitzenstrom IPK des MOSFET-Treibers bestimmt. Anhand des IPK wird der am besten passende und preisgünstigste MOSFET-Treiber ausgesucht. Nachdem der gewählte MOSFET-Treiber gefunden ist, berechnet das Tool die Verlustleistung und die maximal zulässige Umgebungstemperatur ohne Kühlkörper.

Weitere Gesichtspunkte bei der Auswahl

Zwei weitere wesentliche Gesichtspunkte müssen bei der Auswahl des korrekten MOSFET-Treibers für eine Anwendung beachtet werden. Diese beziehen sich zum Einen auf die Leistungsaufnahme abhängig vom Gehäuse und der Umgebungstemperatur. Zum Zweiten muss der vom MOSFET-Treiber geforderte Spitzenstrom aus der Gate-Gesamtladung des Leistungs-MOSFET berechnet werden. Mithilfe einfacher Berechnungstabellen und Gleichungen, wie oben beschrieben, lässt sich der MOSFET-Treiber, der für die eigene Anwendung geeignet ist, dann schnell bestimmen.