Archiv der Kategorie: EPAP – Messtechnik

Komplett isolierte Strommessung für Solar- und Motor-Applikationen

In der Praxis sieht man häufig Systeme, die auf Hall-Effekt-Sensoren basieren. Wenn keine Gleichströme gemessen werden sollen, werden auch Rogowski-Spulen eingesetzt. Jedes dieser Systeme hat seine Vor- und Nachteile. So ist bei Hall-Effekt basierenden Systemen die Genauigkeit über die Temperatur recht gering (nicht rückgeführte Systeme) oder bei rückgekoppelten Systemen ist der Strombedarf auf der Sekundärseite recht hoch, da die Kompensationswicklung mit einem Strom bis zu 2 A (typische Werte sind 50 bis 300 mA) beaufschlagt wird. Diese Nachteile sind bei der hier vorgestellten Schaltung nicht gegeben. Eine Übersicht über die Vor- und Nachteile der verschiedenen Systeme zeigt Tabelle 1.

Bild 1: Prinzip der Schaltung zur Strommessung(Bild: Analog Devices) Bild 1: Prinzip der Schaltung zur Strommessung (Bild: Analog Devices)

Die Schaltung in Bild 1 benutzt als Sensor einen 1-mΩ-Strommesswiderstand, der einen Messbereich von ±25 A ermöglicht. Über den AD8639, einen Operationsverstärker mit sehr geringem Offset, wird eine Verstärkung von 10 eingestellt. Durch Änderung des Verstärkungsfaktors können auch andere Maximalströme gemessen werden. Der Operationsverstärker stellt zusammen mit dem differentiellen Eingang des Sigma-Delta-Modulators (AD7401A) einen klassischen 3-OP-Instrumentenverstärker dar. Der geringe Offset von 3 µ V und die Drift von 0,01 µV/°C sind ideal für Anwendungen in Solar-Wechselrichtern.

Bild 2: Regelschleife mit Sigma-Delta-Modulator Bild 2: Regelschleife mit Sigma-Delta-Modulator

Der zwischen Verstärker und Modulator angeordnete Tiefpass erster Ordnung hat eine Bandbreite von 1,56 MHz und dient dazu, das Breitband-Rauschen zu reduzieren. Der Modulator wird mit einem externen Takt von 5 bis 20 MHz betrieben und gibt einen kontinuierlichen Datenstrom aus. Der 1-Bit-Datenstrom wird im nachfolgenden DSP oder FPGA durch einen Sinc3 Filter in ein Datenwort konvertiert. Dieser Filter hat eine typische Dezimierungsrate von DR = 256, was eine sehr gute Genauigkeit ergibt (Bild 2).

Bild 3: Regelschleife mit doppeltem Sinc3 Filter Bild 3: Regelschleife mit doppeltem Sinc3 Filter

Dieses Schema kann ohne zusätzliche Hardware noch erweitert werden. Für schnelle Abschaltungen (z.B. bei Überstrom) kann parallel ein Sinc3-Filter mit einer deutlich geringeren Dezimierungsrate (z.B. DR = 8) betrieben werden, der eine geringere Auflösung, aber auch eine geringere Durchlaufzeit besitzt. Diese zweifach aufgebauten Sinc3-Filter sind in den CortexM4-Prozessoren von Analog Devices bereits als Hardware Element integriert (Bild 3).

Die Spannungsversorgung auf der isolierten Seite wird durch Linearregler realisiert. Auf der „heißen“ Seite, die am Leistungsschalter hängt, wird eine isolierte Spannung von 5 V durch den ADuM6000 erzeugt, ein DC/DC-Wandler im SOIC-Gehäuse. Da der Operationsverstärker eine bipolare Versorgung bekommt, werden die 5 V durch einen Inverter (ADM8829) zu –5 V gewandelt. Die beiden Spannungen (±5 V) werden anschließend über rauscharme Linearregler auf ±2,5 V geregelt.

Der Vorteil der Strommessung über isolierte Sigma-Delta-Modulatoren und Strommesswiderstände liegt in der geringen Erwärmung und einem sehr guten thermischen Verhalten (Drift) über einen Bereich von –40 bis 125°C. Die Schaltung ist durch die robuste 1-Bit-Datenübertragung sehr gut für raue Umgebungen geeignet und kann dadurch in größerer Entfernung vom DSP/FPGA platziert werden, als Verfahren mit analogem Ausgang. Durch die geeignete Wahl der Dezimierungsrate (und einem eventuell nachfolgenden Sinc1-Filter) ist eine gute 50/60Hz-Unterdrückung gegeben. Ein weiterer Vorteil dieses Verfahrens sind – je nach Ausführung der Schaltung – die Kosten- und Platzersparnis gegenüber Hall-Effekt basierten Systemen.

Ab jetzt trinken wir nur noch Bier…

Ganz davon abgesehen, dass Bier uns auf Dauer dehydrieren würde, muss man wissen, dass die Bierproduktion fünf Liter Wasser für jeden Liter gebrauten Bieres verbraucht. Und in dieser Schätzung ist das Wasser, das für den Anbau der für das Brauen benötigten Zutaten aufgewendet werden muss, noch nicht einmal enthalten. Das Fazit lautet deshalb schlicht: kein Wasser – kein Bier.

Bei näherer Betrachtung fällt auf: ganz gleich, was man produziert – Wasser wird immer benötigt. Nicht nur wir Menschen brauchen täglich Wasser um zu duschen, unser Essen zuzubereiten und unsere Wäsche zu waschen, sondern auch so gut wie jede Produktion. Wussten Sie beispielsweise, dass für die Herstellung Ihres Computers nahezu 7.000 Liter Wasser nötig waren oder dass das in der Halbleiterproduktion verwendete Wasser größtenteils von höchster Reinheit ist?

Fakt ist, dass wir als Lebewesen auf Wasser angewiesen sind. Das sollte allerdings kein Grund sein, in Traurigkeit zu verfallen und nicht mehr weiterzulesen. Obwohl ich mich selbst als Umweltschützer bezeichnen möchte, mag auch ich die Berichte zum Thema Umwelt nicht mehr hören, denn sie geben mir ein Gefühl der Hilflosigkeit und scheinen niemals ein Happy End zu haben. In dem Fall, um den es hier geht, verspreche ich aber, dass die Geschichte gut ausgehen kann. Unsere Wasserprobleme sind allerdings so massiv, dass es zu ihrer Lösung einer Menge neuer Herangehensweisen und innovativer Lösungen bedarf.

Einer der Bereiche, die es in Angriff zu nehmen gilt, ist die Wasserversorgungs-Infrastruktur. Ein Drittel der US-amerikanischen Versorgungsunternehmen berichtet von einer auf Lecks in den Wasserversorgungssystemen zurückzuführenden Verlustquote von mehr als 40 % des gesamten Frischwassers pro Jahr. Lecks in den großen Versorgungsleitungen sind hieran ebenso beteiligt wie Leckagen in den einzelnen Haushalten. Stellen Sie sich nur einmal vor, bei einem anderen Gebrauchsgut (z.B. Benzin) gäbe es einen Verlust von 40 %. Wir würden die hieraus resultierenden überhöhten Rechnungen sowie die Verschwendung und die Umweltverschmutzung keinesfalls hinnehmen. Nur ausgerechnet beim Wasser, das doch eigentlich unsere wertvollste Ressource ist, stecken wir den Kopf in den Sand und bleiben tatenlos.

Eine Möglichkeit, das von Leckagen geplagte Wasserversorgungssystem zu korrigieren, ist eine bessere Verbrauchsmessung. Die in Amerika üblichen mechanischen Wasserzähler aber sind nur unzureichend in der Lage, Durchflüsse von weniger als 30 Litern pro Stunde zu erfassen. Schlimmer noch ist, dass sich die Genauigkeit der mechanischen Zähler im Laufe der Zeit verschlechtert, weil die mechanischen Teile zunehmend verschleißen. Dabei gibt es heute eine bessere Technik um Wasser-Durchflussmengen zu messen, nämlich mit Ultraschall. Zähler auf Ultraschallbasis messen zehnmal genauer als mechanische Zähler. Die 45.000 Liter Wasser, die in einem durchschnittlichen US-amerikanischen Haushalt jährlich verlorengehen, entsprechen einer Menge von 5 Litern in der Stunde – zu wenig also, um von einem mechanischen Zähler erfasst zu werden, aber ganz klar innerhalb des Messbereichs von Ultraschallzählern. Die Messung auf Ultraschallbasis kommt zudem ohne bewegliche Teile aus, sodass hier kein Verschleiß auftritt.

Ultraschall klingt gut, aber hat diese Geschichte nicht auch einen Haken? Teurer müssten diese Zähler eigentlich nicht sein, da sich die Ultraschallmessung im Laufe der Zeit mehr als bezahlt macht. Wenn Versorgungsunternehmen die Ultraschallzähler in einer automatisierten Wasserzähler-Infrastruktur einsetzen, können sie Leckagen erkennen und die Mengen in Rechnung stellen, die ihnen heute noch entgehen. Sie könnten also ihre Einnahmen steigern und überdies ihre Verteilungs-Infrastruktur straffen. Bei geschätzten Kosten von 1,50 US-Dollar für 4500 Liter Wasser könnten die Versorger pro Kunde 15 US-Dollar mehr im Jahr einnehmen. Abhängig davon, was die Zähler in größeren Stückzahlen kosten, sollten sich diese Investitionen für die Versorgungsunternehmen relativ rasch rechnen. Dies ist günstig für die Wasserversorger, und wir alle hätten eine Zähler-Infrastruktur, die jahrzehntelang präzise und zuverlässig arbeiten würde.

Bild 1: Blockdiagramm des MAXREFDES70# Bild 1: Blockdiagramm des MAXREFDES70#

Ich halte dies für eine sinnvolle Sache. Wenn Sie auch dieser Meinung sind, dann sehen Sie sich doch zum Beispiel einmal den Ultraschall-Wasserzähler MAXREFDES70# von Maxim an. Dieses Referenzdesign wurde entwickelt, um Zählerhersteller darin zu unterstützen, schnell und unkompliziert eine Schaltung zu entwickeln und um die Kosten für verschiedene Zählertypen zu senken.

SAR- statt Sigma-Delta-A/D-Wandler für hohen Dynamikbereich

SAR- und Sigma-Delta-ADCs haben jeweils eigene Vor- und Nachteile. Somit müssen Entwickler von Datenerfassungssystemen stets Kompromisse hinsichtlich Leistungsfähigkeit, Geschwindigkeit, Platzbedarf, Leistungsaufnahme und Kosten eingehen.

Leistungsfähige Signalerfassung in Geräten der Industrie, Mess- und Medizintechnik muss einen hohen Dynamikbereich aufweisen und genaue Messungen ermöglichen. Der Dynamikbereich eines A/D-Wandlers lässt sich mit einem zusätzlichen programmierbaren Verstärker oder durch mehrere parallel geschaltete A/D-Wandler erhöhen.

Dabei wird mit digitaler Nachverarbeitung der Mittelwert des Messergebnisses gebildet. Diese Methoden können sich jedoch aufgrund von Vorgaben hinsichtlich Energieverbrauch, Platzbedarf und Kosten als weniger praktikabel erweisen. Mit einer Überabtastung (Oversampling)kann ein A/D-Wandler einen hohen Dynamikbereich bei geringen Kosten erreichen. Zugleich lassen sich Herausforderungen bezüglich Platzbedarf, Wärmeentwicklung und Leistungsaufnahme lösen.

Beim Überabtasten wird das Eingangssignal mit einer wesentlich höheren als der Nyquist-Frequenz (doppelte Signalbandbreite) abgetastet, um das Signal/Rausch-Verhältnis (SNR) und die effektive Bit-Anzahl (ENOB) zu erhöhen. Bei Überabtastung eines A/D-Wandlers wird das Quantisierungsrauschen so verteilt, dass sich sein größter Teil außerhalb der zu interessierenden Bandbreite befindet. Daraus resultiert ein erhöhter Dynamikbereich bei niedrigen Frequenzen.

Bild 1: Oversampling eines Nyquist-Wandlers (Bild: Analog Devices)
Bild 1: Oversampling eines Nyquist-Wandlers

Das Rauschen außerhalb der interessierenden Bandbreite lässt sich mit digitaler Nachverarbeitung eliminieren (Bild 1). Das Oversampling-Verhältnis (OSR) ist die Abtastrate, dividiert durch die Nyquist-Frequenz. Die Verbesserung des Dynamikbereichs (ΔDR) aufgrund von Oversampling ist ΔDR = log2 (OSR) 3 dB. Zum Beispiel ergibt sich bei einer Überabtastung des A/D-Wandlers mit einem Faktor 4 ein 6 dB größerer Dynamikbereich oder ein zusätzliches Bit an Auflösung.

Oversampling ist im Prinzip in den meisten Sigma-Delta-A/D-Wandlern mit integrierten Digitalfiltern enthalten. Die Modulator-Taktfrequenz ist normalerweise 32 bis 256 Mal höher als die Signalbandbreite. Der Einsatz von Sigma-Delta-ADC ist jedoch auf Anwendungen begrenzt, die kein schnelles Umschalten zwischen Eingangskanälen verlangen.

Die SAR-Architektur weist keine Latenz- oder Pipeline-Verzögerungen auf und ermöglicht so schnelle Regelschleifen und schnelles Umschalten zwischen Eingangskanälen. Wegen des hohen Datendurchsatzes ist auch Oversampling möglich.

Obwohl beide A/D-Wandler-Topologien niederfrequente Signale genau messen können, verändert sich die Leistungsaufnahme eines SAR-ADC linear mit dem Durchsatz. Dies reduziert den Energieverbrauch um mindestens 50% gegenüber Sigma-Delta-Wandlern, die normalerweise eine konstante Leistung aufnehmen. Das 5 MSample/s schnelle 18-Bit-SAR-Modell AD7960 von Analog Devices ist ein Beispiel für hohen Durchsatz mit linearer Änderung der Leistungsaufnahme.

Ein vor einen SAR-ADC geschaltetes Tiefpassfilter minimiert Aliasing und reduziert Rauschen, indem es die Bandbreite begrenzt. Das hohe Oversampling-Verhältnis und die Digitalfilter von Sigma-Delta-Wandlern minimieren die Anti-Aliasing-Anforderungen an den Analogeingängen. Oversampling reduziert das Gesamtrauschen. Für erhöhte Flexibilität kann eine individuelle Digitalfilterung auch in einem FPGA erfolgen.

Aufgrund ihres niedrigen Grundrauschens und ihrer hohen Linearität können hochleistungsfähige SAR-A/D-Wandler eine höhere Bandbreite und eine hohe Genauigkeit erreichen. Außerdem ermöglichen sie eine diskrete Abtastung in einem schmalen Zeitfenster, das in schnellen Mess- und Steuerungsanwendungen erforderlich ist.

Wegen ihrer Eigenschaften wie hoher Durchsatz, geringe Leistungsaufnahme und kleine Abmessungen können Entwickler mit hochleistungsfähigen SAR-A/D-Wandlern die üblichen Anforderungen von Systemen mit hoher Kanaldichte erfüllen. Dazu gehören zum Beispiel geringer Platzbedarf, geringe Wärmeentwicklung, niedrige Leistungsaufnahme und andere Herausforderungen.

SAR-ADC bieten auch das niedrigste Grundrauschen relativ zum Vollausschlag-Eingangssignal. Daraus resultieren ein höheres SNR und eine ausgezeichnete Linearität. Gegenüber Sigma-Delta-ADCs können sie jedoch kein 1/f-Rauschen in der Nähe von DC (50/60 Hz) unterdrücken.

Datenerfassungssystem mit 16 Kanälen und 18-Bit-Auflösung

Bei der Schaltung in Bild 1 handelt es sich um ein mehrkanaliges Datenerfassungssystem, das sich für industrieübliche Signalpegel eignet und auf kurze Umschaltzeiten zwischen den Kanälen optimiert ist. Das System kann 16 massebezogene oder acht differenzielle Eingangssignale mit einer Auflösung bis zu 18 Bit verarbeiten. Ein einzelner Kanal kann mit bis zu 1,33 MSample/s und 18-Bit-Auflösung abgetastet werden. Eine Kanal/Kanal-Umschaltung mit 250 kHz zwischen allen Eingangskanälen und 16-Bit-Auflösung ist möglich.

Bild 1: Schaltung zur mehrkanaligen Datenerfassung (nicht alle Komponenten, Verbindungen und Entkopplungen sind dargestellt) (Bild: Analog Devices)
Bild 1: Schaltung zur mehrkanaligen Datenerfassung (nicht alle Komponenten, Verbindungen und Entkopplungen sind dargestellt) (Bild: Analog Devices)

Die Signalverarbeitung bietet in Verbindung mit einem einfachen 4 Bit Aufwärts-/Abwärtszähler eine einfache und kostengünstige Möglichkeit um ein Umschalten zwischen den Kanälen ohne FPGA, CPLD oder einen schnellen Prozessor zu realisieren. Der Zähler lässt sich so programmieren, dass er aufwärts oder abwärts zählt, um Kanäle sequenziell abzutasten. Alternativ kann man zur Abtastung eines Kanals ein festes binäres Wort in den Zähler laden.

Der Multiplexer ADG5208 schaltet einen von acht Eingängen auf einen gemeinsamen Ausgang. Dies wird über die 3-Bit-Adressleitungen festgelegt. Im ADG5236 sind zwei unabhängig wählbare SPDT-Schalter (Single-Pole/Double Throw) enthalten. Zwei Multiplexer des Typs ADG5208 ermöglichen zusammen mit einem ADG5236 den Anschluss von 16 massebezogenen oder acht differenziellen Kanälen an die Signalkette. Dabei wird ein digitales Steuersignal mit 4 Bit verwendet. Das 4-Bit-Signal wird von einem 4-Bit-Aufwärts-/Abwärts-Zähler erzeugt. Dieser wird vom gleichen Signal getriggert, das für den Eingang CNV (Convert) zum 1,33 MSample schnellen 18-Bit-A/D-Wandler AD7984 verwendet wird.

Der Operationsverstärker AD8065 mit JFET-Eingang bietet eine Bandbreite von 145 MHz und ist als Spannungsfolger konfiguriert, um eine ausgezeichnete Einschwingzeit sowie eine sehr hohe Eingangsimpedanz zu erreichen.

Der differenzielle Funnel-Verstärker AD8475 mit integrierten Präzisionswiderständen stellt die Dämpfung präzise ein (um 0,4× oder 0,8×), führt die Gleichtakt-Pegelanpassung und Wandlung von massebezogenen in differenzielle Signale durch und verfügt über einen Überspannungsschutz. Aufgrund seiner kurzen Einschwingzeit (50 ns auf 0,001%), seines geringen Rauschens (10 nV/√Hz) eignet sich der AD8475 gut zum Treiben von A/D-Wandlern mit differenziellen 18-Bit-Eingängen bei Abtastraten bis 4 MSample/s. Der für diese Schaltung gewählte 18-Bit-A/D-Wandler AD7984 aus der PulSAR Familie bietet beim Abtasten eines Kanals eine Auflösung von 18 Bit bei einer Datenrate von 1,33 MSample/s.

Das über Multiplexer angelegte Eingangssignal besteht in der Regel aus großen Spannungssprüngen, wenn zwischen Kanälen umgeschaltet wird. Im ungünstigsten Fall kann der Spannungssprung so groß sein wie der gesamte Eingangsbereich. Von einem großen Spannungssprung in kurzer Zeit auf hohe Genauigkeit einzuschwingen ist eine enorme Herausforderung für die analoge Signalkette.

Die maximale Einschwingzeit, welche für die analoge Signalkette zur Verfügung steht, wird auf Basis einer Timing-Analyse berechnet. In die Berechnung fließen die Zeitverzögerung durch digitale Komponenten und Multiplexer ein. Die Einschwingzeit der gesamten Signalkette wird durch eine Simulation abgeschätzt und mit dem Evaluation Board EVAL-CN0269-SDPZ überprüft.

Simultane Über- und Unterabtastung

Antwort: Dies ist in der Tat bei „Sampling“-A/D-Wandlern, die im letzten Jahrzehnt entwickelt wurden, zu einem geläufigen Leistungsmerkmal geworden. Die höhere Bandbreite hat selten eine große Auswirkung auf den Energieverbrauch eines A/D-Wandlers. Denn die Eingangsstufe von A/D-Wandlern besteht normalerweise aus einer Abtastschaltung mit geschalteten Kondensatoren. Bei ADCs mit Eingangspuffern ist die Leistungsaufnahme dieser Verstärker ungefähr proportional zu ihrer Bandbreite. Da sich die Prozesse zur Herstellung von Verstärkern jedoch immer weiter entwickeln, liefert jede folgende Generation mehr Bandbreite bei geringerer Leistungsaufnahme.

Die Abtasttheorie [1] sagt, dass beim Abtasten eines komplexen Signals (zusammengesetzt aus verschiedenen Frequenzkomponenten) mit einer Abtasttaktfrequenz von weniger als der doppelten Maximalfrequenz des Signals ein als „Aliasing“ bekanntes Phänomen auftritt. Das Abtasten mit einer Taktfrequenz, die so niedrig ist, dass sie „Aliasing“ verursacht, bezeichnet man als „Undersampling“ oder Unterabtastung.

In den Anfängen von abtastenden oder „Sampled”-Datensystemen war das Eingangssignal fast immer ein Basisbandsignal mit einer Frequenz von DC (oder bei AC-Kopplung in der Nähe von DC) bis zu einer Grenzfrequenz, die normalerweise durch ein Tiefpassfilter definiert wurde. In solchen Systemen kann „Aliasing“ den einwandfreien Betrieb verhindern und ein ernstes Problem darstellen.

Falls die gesamte Bandbreite des Signals jedoch weniger als die Hälfte der Abtastfrequenz beträgt, ist „Aliasing” kein Problem. Vorausgesetzt, die Beziehung zwischen der Abtastfrequenz und dem Bereich von Signalfrequenzen ist richtig definiert. Heute arbeiten viele Datensysteme mit Signalen höherer Frequenz, jedoch relativ schmaler Bandbreite (zum Beispiel die Zwischenfrequenzen von Digitalradios) und niederfrequenteren Taktsignalen. Die A/D-Wandler für diese Systeme müssen große Signalbandbreiten haben, brauchen aber keine hohen maximalen Taktfrequenzen.

Man kann die Auflösung eines Datensystems verbessern, indem man die Abtasttaktrate erhöht – dies bezeichnet man als „Oversampling“ oder „Überabtastung“. Bei einer kleinen Signalbandbreite kann man mit den in der Eingangsfrage erwähnten A/D-Wandlern selbst bei einer hohen Signalfrequenz und einer Taktfrequenz, die wesentlich höher ist als die Signalbandbreite, aber wesentlich niedriger als die Mittenfrequenz des Signals, ein hochleistungsfähiges System realisieren. Ein solches System ist simultan „unterabtastend” und „überabtastend”, obwohl das auf den ersten Blick nicht so aussieht.

[1] Oft als Nyquist- oder Nyquist-Shannon- bzw. Abtasttheorie nach Harry Nyquist und Claude Shannon bezeichnet, die zu den ersten Entwicklern dieser theoretischen Grundlage gehörten.

Autor: Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.

Merkwürdige Phänomene beim Einsatz von Instrumentenverstärkern

Antwort: Am 18. Februar 2013 wurde ein spektakulärer und erfolgreicher Diamantenraub innerhalb von fünf Minuten durchgeführt, während ein Flugzeug für den Flug von Brüssel nach Zürich beladen wurde. Ein geschätzter Wert von 350 Millionen Dollar macht diesen Diamantenraub zu einem der größten aller Zeiten. Von Dieben, die als Polizisten verkleidet waren, wurde eine gut durchdachte Handlung schnell und mit hoher Präzision ähnlich wie in einem Hollywood-Film durchgeführt. Die Fluggäste hatten nichts bemerkt, bis man sie zum Verlassen des Flugzeugs aufforderte. Der Raub löste eine internationale Fahndung aus, um die Räuber vor Gericht zu bringen.

Diejenigen, die sich mit Elektronik beschäftigen, müssen sich mit einer anderen Art des „diamond plots“ beschäftigen. Im Englischen kann man mit „diamond plot“ sowohl den oben beschrieben Diamantenraub bezeichnen, wie auch das Rauten-Diagramm, das das Verhältnis der Eingangs-Gleichtaktspannung zur Ausgangsspannung eines Instrumentenverstärkers beschreibt und oft im Datenblatt zu finden ist.

Beim Einsatz von Instrumentenverstärkern beobachten Entwickler oft ein merkwürdiges Phänomen. Das Problem wird manchmal genau als „der Ausgang ist gesättigt“ bezeichnet. Andere Male kann die Beschreibung etwas kryptischer sein und so lauten: „Der Verstärkungsfehler ist sehr hoch“ oder „Der Verstärker ist sehr nichtlinear“. Oder einfach „er arbeitet nicht, wenn er soll“. Bei uns gibt es keinen Ablaufplan, nach dem wir Kundenprobleme lösen. Falls wir jedoch einen hätten, käme „Prüfen Sie den diamond plot“ gleich nach „Schalten Sie das Bauteil ein“.

Falls sich die Betriebsbedingungen innerhalb der Grenzen des „diamond plot“ befinden, sollte das Bauteil einwandfrei arbeiten. Andernfalls wird der Ausgang in Folge von Sättigung interner Knoten ungültig sein.

Für Leser, die mit Instrumentenverstärkern nicht vertraut sind – diese linearen Bauteile verstärken die Spannungsdifferenz zwischen ihren Eingängen unabhängig von der Eingangsspannung relativ zur Versorgungsspannung. Die Eingangs-Gleichtaktspannung – der Durchschnitt der zwei Eingangsspannungen – wird vom Verstärker unterdrückt.

Natürlich ist der Betrieb auf einen limitierten Spannungsbereich begrenzt. Die meisten Entwickler würden diesen unterhalb der Versorgungsspannung erwarten. So ist dies im Allgemeinen kein Problem. Allerdings verschwindet die Gleichtaktspannung nicht einfach, wenn sie in die Schaltung gelangt. Stattdessen wird sie intern vom gewünschten Signal subtrahiert. Dies bedeutet, dass das verstärkte Signal und die Gleichtaktspannung in die Versorgungsspannung passen müssen. Der Mechanismus, mit dem die Gleichtaktspannung subtrahiert wird, hängt von der speziellen Schaltkreistopologie ab. Dies gibt der Kontur eine bestimmte Form. Dies kann ein Oktagon, ein Hexagon oder ein Parallelogramm sein. Die Bezeichnungen „diamond plot“ kann daher etwas unzutreffend sein, doch diese Diagramme liefert dem Schaltungsentwickler nützliche Informationen bezüglich des richtigen Betriebsbereichs, vorgegeben durch Eingangsspannungen, gewünschter Ausgangsspannungshub, Referenzspannung und Versorgungsspannung.


Bild 1. Eingangs-Gleichtaktspannung gegenüber der Ausgangsspannung

Dieses Problem wird größer, wenn mit niedrigen Versorgungsspannungen und Applikationen mit unipolarer Spannung gearbeitet wird, da das Rauten-Diagramm wesentlich kleiner und der Betriebsbereich noch begrenzter wird. Moderne Instrumentenverstärker wie die Modelle AD8226, AD8227, AD8420 und AD8422 zielen darauf ab, das Rauten-Diagramm so groß wie möglich zu erweitern. Zur Vereinfachung von Niederspannungsdesigns übersteigt das Rauten-Diagramm des AD8237 die Versorgungsspannung (Bild 1).

Bei Ihrer nächsten Entwicklung mit einem Instrumentenverstärker sollten Sie an den „diamond plot“ denken. Zumindest wird aufgrund dieses Plots nicht Interpol vor Ihrer Tür stehen, um die gestohlenen Steine aufzufinden!

Autor: Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices

Crest-Faktor und Spitzenwerte von HF-Signalen messen

Eine auf hohe Geschwindigkeit, geringen Stromverbrauch und eine unipolare Versorgungsspannung von 3,3 V optimierte Schaltung misst den Crest-Faktor sowie Spitzen- und Effektivwert von HF-Signalen.

Die Schaltung in Bild 1 misst den Spitzen- und Effektivwert von Leistung bei HF-Frequenzen von 450 MHz bis 6 GHz in einem Bereich von etwa 45 dB. Die Messergebnisse werden in differentielle Signale gewandelt, um Rauschanteile zu beseitigen. Bereitgestellt werden die Messergebnisse als digitale Informationen am Ausgang eines 12-Bit-SAR-A/D-Wandlers mit serieller Schnittstelle und integrierter Referenz. Eine einfache Zweipunkte-Kalibrierung wird im digitalen Bereich durchgeführt.

Bild 1: Stromsparende Schaltung zur schnellen Messung von Crest-Faktor, Spitzen- und Effektivwert von HF-Signalen (vereinfachte Blockschaltung; gezeigt sind nicht alle Verbindungen und auch nicht die Entkopplung) Bild 1: Stromsparende Schaltung zur schnellen Messung von Crest-Faktor, Spitzen- und Effektivwert von HF-Signalen (vereinfachte Blockschaltung; gezeigt sind nicht alle Verbindungen und auch nicht die Entkopplung)

Der ADL5502 ist ein Effektivwert-Leistungsdetektor in Kombination mit einem Hüllkurvendetektor zur genauen Ermittlung des Crest-Faktors eines modulierten Signals. Das Bauteil kann in HF-Empfänger- und Transmitter-Signalketten von 450 MHz bis 6 GHz mit Hüllkurvenbandbreiten über 10 MHz verwendet werden. Über die Peak-Hold-Funktion lassen sich mit A/D-Wandlern mit relativ niedrigen Abtastraten kurze Signalspitzen in der Hüllkurve erfassen. Die Stromaufnahme beträgt 3 mA bei 3 V.

Der ADA4891-4 ist ein schneller, vierkanaliger CMOS-Verstärker mit hoher Leistungsfähigkeit zu einem attraktiven Preis. Die Stromaufnahme des Bauteils beträgt 4,4 mA/Verstärker an 3 V. Der Verstärker weist die Fähigkeiten einer echten unipolaren Spannungsversorgung auf und bietet einen Eingangsspannungsbereich, der 300 mV unter der negativen Versorgungsspannung liegt.

Aufgrund der Rail-to-Rail-Ausgangsstufe erstreckt sich die Ausgangsspannung von 50 mV über der negativen Versorgungsspannung bis 50 mV unter der positiven Versorgungsspannung. Dies gewährleistet einen maximalen Dynamikbereich. Geringe Verzerrungen und kurze Einschwingzeiten prädestinieren den ADA4891-4 für diese Anwendung.

Der AD7266 ist ein schneller, zweikanaliger 12-Bit-SAR-A/D-Wandler mit geringem Stromverbrauch. Das Bauteil arbeitet an einer unipolaren Spannung von 2,7 bis 5,25 V und erreicht Abtastraten bis 2 MSample/s. Den beiden ADCs im AD7266 sind ein dreikanaliger Multiplexer sowie ein rauscharmer, breitbandiger Track-&-Hold-Verstärker nachgeschaltet, der mit Eingangsfrequenzen über 30MHz zurechtkommt. Die Stromaufnahme beträgt 3 mA bei 3 V. Ebenfalls im AD7266 enthalten ist eine 2,5-V-Referenz.

Unipolare Versorgungsspannung

Die Schaltung arbeitet an einer unipolaren Spannung von +3,3 V. Geliefert wird diese vom ADP121. Der ADP121 ist ein Linearregler mit geringem „Dropout“ und niedrigem Ruhestrom. Er arbeitet an 2,3 bis 5,5 V und bietet einen Ausgangsstrom bis zu 150 mA. Die Dropout-Spannung von 135 mV bei 150 mA Last erhöht die Effizienz und erlaubt den Betrieb über einen großen Eingangsspannungsbereich. Der Ruhestrom von 30 μA bei Volllast prädestiniert den ADP121 für batteriegespeiste, tragbare Geräte.

Den ADP121 gibt es mit Ausgangsspannungen von 1,2 bis 3,3 V. Das Bauteil ist für den stabilen Betrieb mit kleinen 1-μF-Keramikkondensatoren am Ausgang optimiert. Der ADP121 bietet ein gutes Transientenverhalten bei minimaler Grundfläche. Schutzschaltungen gegen Kurzschluss und Übertemperatur verhindern eine Beschädigung des Bauteils im Fehlerfall. Angeboten wird der ADP121 im winzigen 5-poligen TSOT-Gehäuse sowie im WLCSP-Gehäuse (Rasterabstand 0,4 mm). Aufgrund seiner sehr geringen Grundfläche eignet sich der ADP121 für viele tragbare Anwendungen.

Schaltungsbeschreibung

Das gemessene HF-Signal wird an den ADL5502 angelegt. Ein Abschlusswiderstand mit 75 Ω am HF-Eingang parallel zur Eingangsimpedanz des ADL5502 ermöglicht eine Breitbandanpassung von 50 Ω. Genauere Ohm’sche oder reaktive Anpassungen können für schmalere Frequenzbänder angewendet werden (siehe Abschnitt HF-Eingangsschnittstelle im Datenblatt des ADL5502).

Der interne Filterkondensator des ADL5502 ermöglicht Mittelwertbildung im quadratischen Bereich, belässt jedoch einen AC-Anteil am Ausgang. Signale mit hohen Spitze/Mittelwert-Verhältnissen wie zum Beispiel W-CDMA oder CDMA2000 können AC-Restspannungen am DC-Effektivwertausgang des ADL5502 produzieren. Um die Effekte dieser niederfrequenten Komponenten in den Signalverläufen zu reduzieren, ist eine zusätzliche Filterung erforderlich. Die interne Filterkapazität des ADL5502 im quadratischen Bereich kann mit einem Kondensator zwischen Pin 1 (FLTR) und Pin 2 (VPOS) erhöht werden.

Die AC-Restspannung lässt sich weiter reduzieren, indem man einen Kondensator an den Ausgang für den Effektivwert der Spannung schaltet. Die Kombination des internen 100-Ω-Ausgangswiderstands und der zusätzlichen Ausgangskapazität bildet ein Tiefpassfilter, das Ausgangs-Ripple des URMS-Ausgangs verringert (mehr Informationen im Abschnitt „Selecting the Square-Domain Filter and Output Low-Pass Filter“ im Datenblatt des ADL5502).

Spitzenwert messen

Um den Spitzenwert eines Signalverlaufs zu messen, muss die Steuerleitung (CNTL) temporär auf den Logikpegel „High“ (Reset Mode für >1 μs) gesetzt und dann auf den Logikpegel „Low“ zurückgesetzt werden. So lässt sich der ADL5502 auf einen bekannten Zustand initialisieren. Beim Einstellen des Bauteils zur Messung von Spitzenwerten sollte der Peak-Hold-Modus für eine Periode getoggelt werden, in welcher sich der Effektivwert der Eingangsleistung und der Crest-Faktor nicht ändern.

Falls sich der ADL5502 im Peak-Hold-Modus befindet und sich der Crest-Faktor von „High“ auf „Low“ ändert oder die Eingangsleistung von „High“ auf „Low“ wechselt, wird eine fehlerhafte Spitzenmessung signalisiert. Der ADL5502 meldet einfach den höchsten Spitzenwert der aufgetreten ist, als der Peak-Hold-Modus aktiviert war und die Eingangsleistung oder der Crest-Faktor „High“-Pegel hatten. Es sei denn CNTL ist zurückgesetzt, dann gibt der PEAK-Ausgang nicht den neuen Spitzenwert im Signal wieder.

Der ADL5502 kann einen effektiven Ausgangsstrom von etwa 3 mA liefern. Der Ausgangsstrom fließt durch den auf dem Chip integrierten Serienwiderstand von 100 Ω. Somit bildet jeder Lastwiderstand mit diesem On-Chip-Widerstand einen Spannungsteiler. Es wird empfohlen, den URMS-Ausgang des ADL5502 eine hohe Ohm’sche Last treiben zu lassen, damit der Ausgangsspannungshub erhalten bleibt. Falls bei einer Anwendung eine Last mit niedrigem Widerstand getrieben werden soll (sowie in Fällen, in denen eine Erhöhung des nominalen Wandlungsgewinns wünschenswert ist), ist eine Pufferschaltung erforderlich.

Der PEAK-Ausgang ist zum Treiben von 2-pF-Lasten ausgelegt. Es wird empfohlen, dass der PEAK-Ausgang des ADL5502 niedrige kapazitive Lasten treibt, um eine volle Ausgangsreaktionszeit zu erzielen. Die Effekte größerer kapazitiver Lasten sind speziell sichtbar beim Tracking von Hüllkurven während der fallenden Signalübergänge.

Befindet sich die Hüllkurve in einem fallenden Signalübergang, entlädt sich der Lastkondensator über den chipinternen Widerstand von 1,9 kΩ. Falls sich die größere kapazitive Last nicht vermeiden lässt, kann der zusätzlichen Kapazität entgegengewirkt werden, indem man einen Shunt-Widerstand zwischen Masse und den PEAK-Ausgang legt, um eine schnellere Entladung zu erreichen. Ein solcher Shunt-Widerstand erhöht den Strom des ADL5502 und sollte nicht niedriger als 500 Ω sein.

Einschaltzeit und Impulsverlauf

Bild 6: Verlauf des Ausgangspegels bei verschiedenen HF-Eingangspulsen, Versorgungsspannung 3 V, Frequenz 900 MHz, Square-Domain-Filter offen, Ausgangsfilter 0,1 µF Bild 6: Verlauf des Ausgangspegels bei verschiedenen HF-Eingangspulsen, Versorgungsspannung 3 V, Frequenz 900 MHz, Square-Domain-Filter offen, Ausgangsfilter 0,1 µF

Die Einschaltzeit und der Impulsverlauf sind stark von der Größe des Square-Domain-Filters (CFLTR) und dem an den URMS-Ausgang angeschlossenen Ausgangs-Shunt-Kondensator abhängig. Bild 6 (aus dem Datenblatt des ADL5502) zeigt den Verlauf des Ausgangssignals bei verschiedenen am RFIN-Pin angelegten HF-Impulen mit einem Ausgangsfilterkondensator von 0,1 μF und ohne Square-Domain-Filterkondensator (CFLTR). Die fallende Flanke wird speziell von der Kapazität des Ausgangs-Shunts bestimmt.

Um die fallende Flanke der Enable- und Pulsreaktionen zu verbessern, kann parallel zum Ausgangs-Shunt-Kondensator ein Widerstand geschaltet werden. Der zusätzliche Widerstand trägt dazu bei, den Filter-Kondensator am Ausgang zu entladen. Obwohl diese Methode die Abschaltzeit verkürzt, dämpft der zusätzliche Lastwiderstand auch den Ausgang (siehe Abschnitt „Output Drive Capability and Buffering“ im Datenblatt des ADL5502). Bild 7 (aus dem Datenblatt des ADL5502) zeigt die Verbesserung, die durch den zusätzlichen parallelen 1-kΩ-Widerstand erreicht wurde.

Bild 7: Ausgangsverhalten bei verschiedenen HF-Eingangspulsen, Versorgungsspannung 3 V, Frequenz 900 MHz, Square-Domain-Filter offen, Ausgangsfilter 0,1 µF mit Widerstand 1 kO parallel Bild 7: Ausgangsverhalten bei verschiedenen HF-Eingangspulsen, Versorgungsspannung 3 V, Frequenz 900 MHz, Square-Domain-Filter offen, Ausgangsfilter 0,1 µF mit Widerstand 1 kO parallel

Die RMS- und PEAK-Ausgänge des ADL5502 durchlaufen Puffer mit Einsverstärkung, die zur Wandlung der massebezogenen Ausgänge in differentielle Signale Stufen mit Cross-Kopplung treiben. Die interne 2,5-V-Referenz des AD7266 (über die DCAPA- und DCAPB-Pins) durchläuft einen weiteren Puffer mit Einsverstärkung und einen Spannungsteiler.

Dies setzt die Gleichtaktspannung des Netzwerks auf +1,25 V. Der AD7266 erzielt simultane Samples der RMS- und PEAK-Ausgänge und überträgt die Daten innerhalb einer Reaktionszeit von 1 μs. Die Daten werden auf einer seriellen Datenleitung bereitgestellt. Da Steigung und Achsenabschnitt (Intercept) von Bauteil zu Bauteil variieren, muss für hohe Genauigkeit eine Kalibrierung auf Boardebene durchgeführt werden.

In der Regel erfolgt die Kalibrierung, indem man zwei Eingangsleistungspegel an den ADL5502 anlegt und die zugehörigen Ausgangsspannungen misst. Die Kalibrierungspunkte werden normalerweise so gewählt, dass sie im linearen Arbeitsbereich des Bauteils liegen. Die am besten geeignete Gerade findet man, indem man den Wandlungsgewinn (oder die Steigung) und den Achsenabschnitt mithilfe der Gleichungen 1 und 2 berechnet:

Verstärkung = (UURMS2 − UURMS1)/(UIN2 − UIN1) (Gleichung 1)

Achsenabschnitt = URMS1 − (Verstärkung . UIN1) (Gleichung 2)

Darin sind UIN der Effektivwert der Eingangsspannung an RFIN und UURMS die Ausgangsspannung an VRMS.

Sobald Verstärkung und Achsenabschnitt berechnet sind, kann Gleichung 3 herangezogen werden, welche die Berechnung einer (unbekannten) Eingangsleistung, basierend auf der gemessenen Ausgangsspannung, erlaubt.

UIN = (UURMS − Achsenabschnitt) / Verstärkung (Gleichung 3)

Linearitätsfehler

Für eine ideale (bekannte) Eingangsleistung kann der Linearitätsfehler der gemessenen Daten nach Gleichung 4 berechnet werden:

Fehler (dB) = 20 log (UURMS, gemessen – Achsenabschnitt) / (Verstärkung  UIN, ideal) (Gl. 4)

Bild 8: VRMS-Linearitätsfehler in Abhängigkeit vom Eingangspegel, 450 MHz, 900 MHz, 1900 MHz, 2350 MHz, 2600 MHz, Versorgungsspannung +3,3 V Bild 8: URMS-Linearitätsfehler in Abhängigkeit vom Eingangspegel, 450 MHz, 900 MHz, 1900 MHz, 2350 MHz, 2600 MHz, Versorgungsspannung +3,3 V
Bild 9: PEAK-Linearitätsfehler in Abhängigkeit vom Eingangspegel, 450 MHz, 900 MHz, 1900 MHz, 2350 MHz, 2600 MHz, Versorgungsspannung +3,3 V Bild 9: PEAK-Linearitätsfehler in Abhängigkeit vom Eingangspegel, 450 MHz, 900 MHz, 1900 MHz, 2350 MHz, 2600 MHz, Versorgungsspannung +3,3 V

Die Bilder 8 und 9 zeigen den Verlauf des Ueff– und PEAK-Fehlers bei 25°C. Dies ist die Temperatur, bei welcher der ADL5502 kalibriert wird.

Zu beachten ist, dass der Fehler nicht Null beträgt. Dies ergibt sich aus der Tatsache, dass der ADL5502 selbst in seinem Betriebsbereich nicht optimal der idealen linearen Gleichung folgt. Der Fehler an den Kalibrierungspunkten ist jedoch laut Definition gleich Null.

Wenn die Charakteristika (Steigung und Achsenabschnitt) der VRMS- und PEAK-Ausgänge bekannt sind, ist die Kalibrierung für die Crest-Faktor-Berechnung vollständig. Ein dreistufiger Prozess muss verwendet werden, um den Crest-Faktor eines beliebigen Signalverlaufs zu messen und zu berechnen. Zunächst muss das unbekannte Signal an den HF-Eingang angelegt werden. Dann wird der zugehörige URMS-Pegel gemessen.

Bild 10: Wie man den Crest-Faktor berechnet Bild 10: Wie man den Crest-Faktor berechnet

Dieser Pegel ist in Bild 10 als VVRMS-UNKNOWN dargestellt. Der HF-Eingang, UIN, wird mit VVRMS-UNKNOWN und Gleichung 3 ermittelt.

Anschließend wird der CW-Referenzpegel von PEAK, UPEAK-CW, laut Gleichung 5 berechnet. Dazu wird UIN (dies ist die Ausgangsspannung, die die Schaltung „sehen” würde, wenn das eintreffende Signal ein CW-Signal wäre) verwendet.

UPEAK-CW = (UIN GainPEAK) + InterceptPEAK (Gleichung 5)

Abschließend wird der tatsächliche Pegel von PEAK, UPEAK-UNKNOWN, gemessen. Der Crest-Faktor CF lässt sich dann nach Gleichung 6 berechnen:

CF = 20 log 10 (UPEAK-UNKNOWN / UPEAK-CW) (Gleichung 6)

Bild 11: Crest-Faktoren verschiedener Signalverläufe Bild 11: Crest-Faktoren verschiedener Signalverläufe

Dabei dient UPEAK-CW als Referenzpunkt zum Vergleichen von UPEAK-UNKNOWN. Falls beide UPEAK-Werte gleich sind, beträgt der Crest-Faktor 0 dB. Dies zeigt Bild 11 mit dem CW-Signal (aus dem Datenblatt des ADL5502). Über den Dynamikbereich bewegt sich der Crest-Faktor um die 0-dB-Linie. Auch bei komplexen Signalverläufen mit Scheitelwerten von 3, 6 und 9 dB liegen die zugehörigen CF-Werte in diesen Bereichen.

Leiterplattenlayout entscheidet über die Leistungsfähigkeit

Die Leistungsfähigkeit dieser oder anderer schneller Schaltungen hängt stark vom Leiterplattenlayout ab. Dies beinhaltet unter anderem den Bypass der Stromversorgung, kontrollierte Impedanzleitungen (wo erforderlich), Bauteileplatzierung, Signal-Leitungsführung (Routing) und Power- sowie Masse-Flächen. (Siehe MT-031 Tutorial, MT-101 Tutorial, und Artikel “A Practical Guide to High-Speed Printed-Circuit-Board Layout” für mehr Informationen bezüglich Leiterplattenlayout).

Gemeinsame Abweichungen

Für Anwendungen, bei denen ein kleinerer HF-Erkennungsbereich erforderlich ist, kann der Effektivwert-Detektor AD8363 verwendet werden. Der AD8363 hat einen Erkennungsbereich von 50 dB und arbeitet bei Frequenzen bis 6 GHz. Für Anwendungen, bei denen der Effektivwert nicht erkannt werden muss, können die Bauteile AD8317/AD8318/AD8319 oder ADL5513 verwendet werden. Diese Bauteile bieten unterschiedliche Erkennungsbereiche und weisen verschiedene Eingangsfrequenzbereiche bis 10 GHz auf (siehe CN-0150 für weitere Informationen).

Schaltungsevaluierung und Test

Bei dieser Schaltung kommen das Schaltungsboard EVAL-CN0187-SDPZ und das Systemdemonstrationsplattform (SDP) Evaluation-Board EVAL-SDP-CB1Z zum Einsatz. Beide Boards verfügen über 120-polige Anschlüsse und ermöglichen einen schnellen Aufbau sowie die schnelle Überprüfung der Leistungsfähigkeit der Schaltung.

Die Platine EVAL-CN0187-SDPZ enthält die zu evaluierende Schaltung, wie hier beschrieben. Das SDP-Evaluation-Board wird in Verbindung mit der CN0187 Evaluierungssoftware verwendet, um die Daten vom EVAL-CN0187-SDPZ Schaltungsboard zu erfassen.

Erforderliche Geräte

  • PC mit USB-Port und Windows XP, Windows Vista (32 Bit) oder Windows 7 (32 Bit)
  • Schaltungs-Evaluierungsboard EVAL-CN0187-SDPZ
  • Evaluierungsboard EVAL-SDP-CB1Z SDP
  • Evaluierungssoftware CN0187
  • Versorgungsspannung: +6 V oder 6-V-Steckernetzteil
  • HF-Signalquelle
  • Koaxial-HF-Kabel mit SMA-Steckern

Erste Schritte

Laden der Evaluierungssoftware. Dazu wird die CD mit der Evaluierungssoftware in das PC-Laufwerk eingelegt und die Read-me-Datei, in der die Installation und die Verwendung der Evaluierungssoftware beschrieben sind, geöffnet.

Blockdiagramm mit den Funktionen

Bild 1 und die pdf-Datei EVAL-CN0187-SDPZ-SCH zeigen das Blockdiagramm. Die pdf-Datei befindet sich im Design Support Package CN0187.

Aufbau

Zunächst wird der 120-polige Stecker am EVAL-CN0187-SDPZ Schaltungsboard mit dem mit „CON A” gekennzeichneten Anschluss des EVAL-SDP-CB1Z Evaluation (SDP) Boards verbunden. Um die beiden Boards gut zu sichern, sollte Nylon-Hardware verwendet werden. Dazu dienen die Bohrungen an den Enden des 120-poligen Steckers. Mit einem geeigneten HF-Kabel und dem SMA HF-Eingangsstecker wird die HF-Signalquelle an das EVAL-CN0187-SDPZ Board angeschlossen.

Bei ausgeschalteter Stromversorgung wird eine 6-V-Spannung an die mit „+6 V” und „GND” bezeichneten Pins am Board angeschlossen. Falls verfügbar kann ein 6-V-Steckernetzteil an die Buchse für Hohlstecker am Board angeschlossen und statt der 6-V-Versorgungsspannung verwendet werden. Jetzt wird das im Lieferumfang des SDP-Boards enthaltene USB-Kabel an den USB-Port des PCs gesteckt. Zu beachten ist, dass das USB-Kabel zu diesem Zeitpunkt nicht an den Mini-USB-Stecker am SDP-Board angeschlossen wird.

Test

Jetzt wird die am EVAL-CN0187-SDPZ Schaltungsboard angeschlossene 6-V-Stromversorgung (oder das Steckernetzteil) eingeschaltet. Anschließend wird die Evaluierungssoftware gestartet und der PC über das USB-Kabel an den USB Mini-Stecker des SDP-Boards angeschlossen. Die Software kann mit dem SDP-Board kommunizieren, falls der Treiber für die Analog Devices Systementwicklungsplattform im Device Manager gelistet ist. Sobald die USB-Kommunikation aufgebaut ist, lassen sich mit dem SDP-Board serielle Daten vom EVAL-CN0187-SDPZ Board senden, empfangen und erfassen.

Die Daten in diesem Beitrag wurden mit der Signalquelle SMT-03 RF von Rohde & Schwarz und der Stromversorgung E3631A von Agilent erzeugt. Die Signalquelle war auf den in den Kurven angegebenen Frequenzen eingestellt. Die Eingangsleistung wurde in Stufen durchlaufen und die Daten in 1-dB-Inkrementen aufgezeichnet.

Informationen und Einzelheiten über die Nutzung der Evaluierungssoftware zur Datenerfassung befinden sich in der ReadMe-Datei der CN0187 Evaluierungssoftware. Informationen über das SDP-Board enthält der SDP User Guide.

Der Autor:  James Fitzgerald, Analog Devices.

Schaltende Bits

Antwort: Entwickler, die mit schnellen A/D-Wandlern nicht so gut vertraut sind, erwarten eventuell, dass der Digitalausgang eines Wandlers bei einem statischen Analogeingang konstant bleibt. Dies ist ähnlich wie man ohne Eingangssignal einen einfachen DC-Offsetfehler am Ausgang eines Operationsverstärkers erwartet. Nimmt man das Eingangssignal von einer Verstärkerschaltung und misst die Ausgangsspannung mit einem Digital-Multimeter, zeigt dieses den Verstärkeroffset an.

Das Digital-Multimeter mittelt die angezeigten Ergebnisse (mit einem A/D-Wandler). Allerdings sagt das Digital-Multimeter nichts über das Rauschen am Verstärkerausgang aus. Zum Messen des Rauschens ist ein Oszilloskop oder ein Spektrumanalysator erforderlich.

Wie alle anderen Bauteile in der Signalkette leisten auch A/D-Wandler mit ihrem eigenen thermischen Rauschen einen Beitrag zum Gesamtrauschen. Falls man also verifizieren möchte, dass der A/D-Wandler sich ohne Eingangssignal wie erwartet verhält, muss man einen Block von Daten erfassen und den Mittelwert bilden. Genauso wie es ein Digital-Multimeter mit der Verstärkerschaltung macht.

Schnelle A/D-Wandler floaten normalerweise zu Code in der Mitte des Ausgangsbereiches plus oder minus Offset. Somit sollte sich der resultierende Durchschnittsausgangscode innerhalb der Offsetspezifikation des A/D-Wandlers befinden. Während man den Block von erfassten Daten analysiert, kann man leicht das Rauschverhalten des A/D-Wandlers überprüfen. Die Datenblattspezifikation ist „Eingangsbezogenes Rauschen“, angegeben als LSBeff.. Die Messung ist bekannt als „Massebezogener Eingangshistogrammtest“, wobei die Nomenklatur von frühen Wandlern stammt, die einen bipolaren Eingangsbereich um Masse hatten. Den Eingang gegen Masse kurzuschließen entsprach kein Eingangssignal zu haben.

Moderne schnelle Wandler arbeiten normalerweise mit einer unipolaren Spannung. Somit ist statt der Masse ihre eingangsseitige Gleichtaktspannung der Mittelpunkt der Stromversorgung des Schaltungseingangs . Glücklicherweise wird der Histogrammtest durchgeführt, indem man ohne Eingangssignal einen Block mit Daten erfasst. Dies ist bereits erfolgt.

Statt den Mittelwert der erfassten Ausgangsdaten zu bilden, sollte man ein Histogramm anfertigen. Für einen typischen schnellen A/D-Wandler sind eventuell 1 LSBeff. Eingangsrauschen spezifiziert. So kann man eventuell eine Gauß’sche Verteilung mit den Offset Codes ±3 sehen. Das eingangsbezogene Rauschen wird als Standardabweichung der erfassten Daten berechnet.

Auf die eingangs gestellte Frage zurückkommend lässt sich sagen, dass das Breitbandrauschen des A/D-Wandlers für das Umschalten der Ausgänge sorgt – selbst ohne Eingangssignal. Viel Erfolg mit dem restlichen Debugging ihrer Schaltung.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.

Abtastrate und Wiedergabegenauigkeit eines Scopes

Eine der wesentlichen Spezifikationen für ein digitales Sampling-Oszilloskop sind Abtastrate und Bandbreite. Und es gibt große Unsicherheit bei den Anwendern: „Je höher desto besser“, um eine möglichst hohe Qualität der Signalwiedergabe zu erhalten wird auf hohe Abtastrate gesetzt. Aber stimmt das?

Bild 1: Der Frequenzgang eines Oszilloskops mit der Definition der Oszilloskop-Bandbreite fBW und der Abtastfrequenz fS. (dataTec)
Bild 1: Der Frequenzgang eines Oszilloskops mit der Definition der Oszilloskop-Bandbreite fBW und der Abtastfrequenz fS. (dataTec)

Die Behauptung: Oszilloskope mit höherer Abtastrate können schlechtere Signale wiedergeben, als sie in Wirklichkeit sind. Ein möglicher Grund sind schlecht abgestimmte und nicht exakt gleiche A/D-Wandler, deren Abtastwerte zeitlich ineinander verschachtelt werden (Interleave), um eine höhere Abtastrate zu erhalten. So ist es beispielsweise bei zwei A/D-Wandler möglich, dass der Abtasttakt eines Wandlers um 180° in der Phase verschoben ist. Betrachtet man die gemessenen Signale im Zeitbereich und im Frequenzbereich lässt sich diese Behauptung nachweisen. Dazu werden vergleichbare Oszilloskope mit denselben Bandbreiten und Abtastraten zueinander verglichen.

Ein Blick auf die messtechnischen Grundlagen

Das Nyquist-Kriterium ist die Grundlage für den Zusammenhang zwischen Abtastrate und Signalbandbreite. Es sagt aus:

• Die Abtastfrequenz fS muss mindestens 2 mal der maximal abzutastenden Sinus-Signalfrequenz fN sein.

• Die Abtast-Zeitpunkte müssen äquidistant erfolgen, um Aliasing-Effekte zu verhindern.

Bild 2: Durch Aliasing verfälschte Signalwiedergabe mit einem 500 MHz-Oszilloskop bei einer Abtastrate von 1 GSa/s = fS = 2*fBW (nach Bild 1). Bild 2: Durch Aliasing verfälschte Signalwiedergabe mit einem 500 MHz-Oszilloskop bei einer Abtastrate von 1 GSample/s = fS = 2*fBW (nach Bild 1).

Die zweite Bedingung wird oft nicht beachtet. Sie ist aber dennoch sehr wichtig und entscheidet über die Qualität der Signalwiedergabe. An der Bandbreitengrenze fBW = fN des Oszilloskops sind die Amplitudenwerte der Signalanteile um -3 dB abgeschwächt, was etwa einer Amplitudenabschwächung von ca. 30% bedeutet. Wird nun fälschlicher Weise die Nyquist-Frequenz fN gleich der Oszilloskopbandbreite fBW gesetzt, ergeben sich beim Abtasten eines Rechtecksignales Aliasing-Effekte, die sich besonders in den Flanken durch unterschiedliche und unstabile Messwerte für die Flankensteilheit und an den Ecken des Rechtecksignals durch unterschiedlich hohes Über- und Unterschwingen bemerkbar machen, wie in Bild 2.

Gerade an den Signalübergängen entstehen Schattensignale, die einzig von dem Aliasing-Effekt herrühren. Wie sollte nun die Bandbreite eines Oszilloskops definiert werden, wie es Bild 3 zeigt? Limitiert man die Bandbreite des Oszilloskops auf ¼ der Abtastfrequenz, so minimiert das die Amplituden der Signalfrequenzanteile oberhalb der Nyquistfrequenz fN.

Von Abtastrate und Bandbreite des Oszilloskops

Bild 3: Die Oszilloskop-Bandbreite sollte auf ¼ der Abtastfrequenz definiert werden. Der Frequenzanteil (roter schraffierter Bereich), der zu Ailiasing-Effekten führt wird vernachlässigbar.
Bild 3: Die Oszilloskop-Bandbreite sollte auf ¼ der Abtastfrequenz definiert werden. Der Frequenzanteil (roter schraffierter Bereich), der zu Ailiasing-Effekten führt wird vernachlässigbar.

Die meisten Hersteller von Oszilloskopen beachten diesen Zusammenhang und spezifizieren die Bandbreite bei ¼ bzw. 1/5 der Abtastfrequenz für Oszilloskope mit einer Abtastfrequenz ≤ 1 GHz. Für Oszilloskope mit Abtastfrequenzen ≥ 1 GHz fällt im Allgemeinen die Dämpfung der Eingangssignale über der 3-dB-Bandbreite deutlich steiler ab. Damit kann fN näher fS rücken, typischer Weise wird fBW = fS/3 gesetzt (Bild 3). Diese Fragestellung lässt sich auch anders herum aufzäumen: Wie groß muss die Abtastrate sein, um ein praktikabel genaues Abbild des Eingangssignals auf dem Display wiederzugeben?

 

Bild 4: Ein Puls mit einer Breite von 2 ns wird mit 2,5 GSa/s abgetastet.
Bild 4: Ein Puls mit einer Breite von 2 ns wird mit 2,5 GSample/s abgetastet.
Bild 5: Derselbe Puls mit einer Abtastrate von 20 GSa/s abgetastet.
Bild 5: Derselbe Puls mit einer Abtastrate von 20 GSample/s abgetastet.

Die Abtastrate sollte ≥ 4 mal der Oszilloskop-Bandbreite sein. Ist sie höher bringt das keinen Vorteil, da die Anstiegszeit des Oszilloskops das Signal in der Darstellung begrenzt. Ein 2 ns breiter Impuls wird mit zwei unterschiedlichen Oszilloskop-Einstellungen aufgenommen: Einmal mit einer Abtastrate von 10 GSample/s (Bild 4), zum anderen mit einer Abtastrate von 20 GSample/s (Bild 5). Man kann keinen Unterschied im Ergebnis feststellen. Auch ein größerer Speicher bringt hier keinen Vorteil. Abtastrate und Bandbreite müssen zueinander passen.

Bild 6: Prinzipschaltbild eines Echtzeit-Oszilloskops mit zwei A/D-Wandlern.
Bild 6: Prinzipschaltbild eines Echtzeit-Oszilloskops mit zwei A/D-Wandlern.

Neben dieser grundsätzlichen Betrachtung zum ersten Teil des Nyquist-Kriteriums gibt es sehr entscheidende Fehler, wenn Teil 2 dieses Kriteriums von Seiten des Herstellers nicht beachtet wird. Nach Nyquist ist eine äquidistante Abtastfolge Voraussetzung. Bild 6 zeigt ein Prinzipschaltbild eines Oszilloskops mit zwei A/D-Wandler. Das Wesentliche an dieser Schaltung ist die Taktverzögerung und der Taktgenerator.

Hohe Frequenzstabilität des Taktgenerators

Der Taktgenerator muss ein Rechtecksignal liefern, das eine sehr hohe Frequenzstabilität aufweist. Variationen führen zu ungenauen Abtastzeitpunkten, die wiederum zu einer ungenauen Positionierung des Abtastpunktes auf dem Display führt. Die Zeitverzögerung für den A/D-Wandler 2 muss genau um 180° phasenverschoben zu dem Abtast-Impuls/-Flanke nach dem A/D-Wandler 1 erfolgen. Ebenso müssen die beiden A/D-Wandler absolut gleich in ihrer Umsetzung sein. Sind die Bedingungen nicht erfüllt, wird das Signal verzerrt und falsch dargestellt.

Bild 8: Ein 200-MHz-Sinus, aufgenommen mit dem MSO7104B mit einer Bandbreite von 1 GHz und einer Samplingrate von 4 GSa/s.
Bild 8: Ein 200-MHz-Sinus, aufgenommen mit dem MSO7104B mit einer Bandbreite von 1 GHz und einer Samplingrate von 4 GSample/s.
Bild 9: Selber 200 MHz-Sinus wie in Bild 6, aufgenommen mit dem LeCroy WaveRunner 104Xi mit 1 GHz Bandbreite und einer Samplingrate von 10 GSa/s.
Bild 9: Derselbe 200 MHz-Sinus wie in Bild 6, aufgenommen mit dem LeCroy WaveRunner 104Xi mit 1 GHz Bandbreite und einer Samplingrate von 10 GSample/s.

Da es keine Korrelation des Eingangssignals zu der Abtastfrequenz gibt, wird dieser Fehler fälschlich oft als „Abtastrauschen“ (Sampling Noise) bezeichnet. Der Grund für die Verzerrungen liegt aber in den ungenügenden Interleaving- (Verschachtelungs-)Bedingungen. Wie kann ein Oszilloskop auf derartige Abweichungen getestet werden? Für eine Messanordnung wird ein hochgenauer Sinusgenerator genutzt, dessen Ausgangsfrequenz bis mindestens zur Bandbreitenfrequenz des Oszilloskops variiert werden kann. Das Ergebnis einer derart simplen Messung sieht man in Bild 8 und 9. Vergleicht man die beiden Bilder so erkennt man in Bild 9 sehr starke Verzerrungen, obwohl mit 10 GSample/s abgetastet wurde.

Die Ursache für die Verzerrungen im Signal

Kennt der Anwender den Zusammenhang nicht, so kann er leicht dem Irrtum erliegen, dass das Eingangssignal bereits diese Verzerrungen aufweist. Dabei liegen die Gründe in einem ungenügenden Abgleich des Interleavings bzw. in einer Differenz im Abgleich der A/D-Wandler, die bei der Signalabtastung beteiligt sind. Die Verzerrungen kommen also nicht von einer geringeren Abtastrate, sondern aufgrund des nicht aufeinander ausgerichteten Interleavings (der Zeitabhängigkeit) oder von einer vertikalen Ungenauigkeit durch nicht exakt abgeglichene Amplitudenwerte der beteiligten A/D-Wandler (vertikale Ungenauigkeit). Dieser Fehler kann, wie das Bild 9 zeigt, die vermeintlich bessere Signalwiedergabe durch eine höhere Abtastrate zu Nichte machen.

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Besonders wichtig wird das korrekte Interleaving, je höher die Bandbreite bzw. die Abtastrate wird. Kleine Verzögerungen in der Folge der Abtastimpulse führen aufgrund der kürzeren Abtast-Perioden zu gravierenden Fehlern in der Darstellung des abgetasteten Eingangssignals. Eine andere Messmöglichkeit ist, dass die Anstiegszeit eines Signals und auch eines Sinus-Signals oder der Spitzenwert Vpp mit den automatischen Messeinrichtungen im Oszilloskop gemessen werden und hier kommt es auf die statistische Standardabweichung des jeweiligen Messwertes bzw. dem maximalen oder minimalen Messwert an.

FFT-Analyse identifiziert alle Verzerrungen

Bild 10: FFT-Analyse eines 2,5-GHz-Sinus-Signals, aufgenommen mit einem Agilent DSO80304A mit einer Samplingrate von 40 GHz.
Bild 10: FFT-Analyse eines 2,5-GHz-Sinus-Signals, aufgenommen mit einem Agilent DSO80304A mit einer Samplingrate von 40 GHz.

Ein weiteres probates Mittel ist die bei vielen Oszilloskopen verfügbare FFT-Funktion anzuwenden. Nun ist es einfach, solange das Eingangssignal ein idealer Sinus ist; dann zeigt das Spektrum nur eine Linie. Eine FFT-Analyse wird aber alle Verzerrungen identifizieren. Dazu gehören Harmonische, zufälliges Rauschen oder Verzerrungen durch fehlerhaftes Interleaving. Die Bilder 10 und 11 zeigen zwei FFT-Spektralanalysen, durchgeführt mit zwei unterschiedlichen Oszilloskopen, die jeweils in Singleshot-Betrieb ein Signal mit einer Frequenz von 2,5 GHz aufnehmen. Im Bild 10 ist die nächste Harmonische ca. 90 dB unter der Signalfrequenz, während in Bild 11 sowohl bei 10 GSample/s als auch bei 40 GHz Harmonische auftreten, wobei die Größte nur ca. 32 dB unter der Amplitude des Eingangssignals liegt.

Bild 11: Selbes Eingangssignal wie in Bild 8, 2,5 GHz Sinus aufgenommen mit dem Tektronix DPO7254 mit einer Samplingrate von 40 GHz.
Bild 11: Das selbe Eingangssignal wie in Bild 8, 2,5 GHz Sinus aufgenommen mit dem Tektronix DPO7254 mit einer Samplingrate von 40 GHz.

Die Aussage „mehr ist auch besser“ gilt bei einem Oszilloskop nicht. Eine höhere Abtastrate muss nicht zwangsläufig zu einer besseren Wiedergabe der zu messenden Signale führen. Entscheidend ist , wie gut das Interleaving ist, wie gut die A/D-Wandler aufeinander abgeglichen sind und ob die Abtastfrequenz deutlich 4 bis 5 mal höher als die maximale Bandbreite des Oszilloskops bzw. der maximale zu beobachtende Frequenzanteil des Eingangssignals ist.

Bidirektionale High-Side Strommessschaltung

Dieser Analogtipp beschreibt eine bidirektionale, resistive High-Side Strommessschaltung für Industrie-Anwendungen. Ein Shunt-Widerstand mit niedrigem Widerstandswert befindet sich in Reihe mit der Last, deren Strom gemessen werden soll. Am Shunt fällt eine Spannung ab, die sich proportional zum Strom durch den Widerstand verhält.

 Bild 1: Schaltung zur bidirektionalen, resistiven High-Side-Strommessung, die eine massebezogene, gepufferte Ausgangsspannung liefert
Bild 1: Schaltung zur bidirektionalen, resistiven High-Side-Strommessung, die eine massebezogene, gepufferte Ausgangsspannung liefert

Die Schaltung unterdrückt die hohe Gleichtaktspannung des Akkus, verstärkt den kleinen Spannungsabfall und liefert eine massebezogene, gepufferte Ausgangsspannung, die mit einem A/D-Wandler in Power-Management-Anwendungen verwendet werden kann. Die Amplitude der Ausgangsspannung gibt Aufschluss über die Höhe des Laststromes; ihre Polarität gibt die Richtung an.

Diese Technik kann die Lade- und Entladeströme von Akkus beliebigen Typs überwachen und dem Power-Management-System genug Information liefern, um das Ladeprofil zu steuern. Falls der Strom außerhalb der Spezifikation liegt, sinkt die Akkulebensdauer und die Ausfallzeiten von Geräten steigen.

Unabhängig davon, ob der Akku geladen oder entladen wird, wird der Strom des Akkus durch den Ausgang UOUT überwacht. Beim Laden sinkt UOUT unter UREF, die Spannung am REF-Pin, ab. Beim Entladen in die Last steigt UOUT über UREF an. Mit einer 5-V-Stromversorgung liefert der Teiler eine 2,5-V-Referenz, die den Ausgang über Massepotenzial vorspannt. Der Ausgang steigt über 2,5 V, wenn Strom in die Last hinein fließt und sinkt unter 2,5 V, wenn Strom in den Akku fließt. Der Verstärker liefert eine Verstärkung von 20 V/V an die Spannung über dem Shunt-Widerstand. Die Übertragungsfunktion der Schaltung wird somit

Der driftfreie Präzisionsverstärker AD8218 weist eine feste Verstärkung von 20 V/V auf. Dies ermöglicht den Einsatz eines sehr kleinen Messwiderstands in einer Hochvolt-Versorgungsleitung. Zum Beispiel produziert ein 10-mΩ-Shunt mit einer Stromänderung von 2 A in jeder Richtung eine Ausgangsspannung von ±400 mV. Der für den Shunt gewählte Wert hängt vom Laststrombereich der Anwendung ab und ist ein Kompromiss aus Kleinsignalgenauigkeit und maximal zulässigem Spannungsabfall.

Die Spannung am REF-Pin wird aus Gründen der Einfachheit über einen Widerstandsteiler auf eine mittlere Versorgungsspannung (2,5 V) eingestellt. In der Praxis sollte ein Puffer zwischen Teiler und REF-Pin verwendet werden, um sicherzustellen, dass die angelegte Spannung aus einer Quelle mit niedriger Impedanz stammt. Andernfalls erzeugt die Last des internen Widerstands einen Fehler und das Potenzial am REF-Pin wird nicht wie erwartet auf der mittleren Versorgungsspannung liegen.

Die Schaltung eliminiert nicht nur Massestörungen, sondern spürt auch versehentliche Kurzschlüsse zwischen Akku und Systemmasse auf. In diesem Fall beträgt die Ausgangsspannung 0 V.

Autor: Chau Tran, Analog Devices