Archiv der Kategorie: EPAP – Operationsverstärker

System zum Messen der relativen Luftfeuchte

Die Schaltung in Bild 1 zeigt ein kontaktloses, kapazitives System zur Messung der relativen Feuchte (RH) für den Bereich von 0% bis 100% RH mit einer Genauigkeit von 2% über den gesamten Messbereich. Die Schaltung ist für den Einsatz in Klimaanlagen, Schaltschränken, Inkubatoren und anderen industriellen und medizinischen Anwendungen geeignet.

 

Grundlegendes Messprinzip der Schaltung

Der AD7745 ist ein Baustein, der Kapazitäten misst (CDC – Capacitance to Digital Converter, Kapazitäts-/Digital-Wandler) und diese digital ausgibt. Da die Kapazität eines Plattenkondensators mit Gleichung 1 beschrieben wird, eignet sich dieser Baustein in Kombination mit einem Sensor vom Typ P14-W gut für die Feuchtemessung.

Gleichung 1 (Bild: VBM-Archiv) Gleichung 1 (Bild: VBM-Archiv)

Beim Sensor sind die Fläche und der Abstand der Kondensatorplatten konstant, ebenso die elektrische Feldkonstante. Die Kapazitätsänderung erfolgt durch die Permittivitätszahl (Wasser hat bei 20°C etwa 80, trockene Luft etwa 1), die größer wird, je mehr Feuchte im Sensor vorhanden ist. Die Kapazität des Sensors liegt laut Datenblatt zwischen etwa 140 pF bei 0% relativer Feuchte und 170 pF bei 100% relativer Feuchte.

Da der Betrag der relativen (Luft-)Feuchte temperaturabhängig ist, kann der im AD7745 integrierte Temperatursensor zur Kalibration und Korrektur der Messwerte dienen.

Funktionsbeschreibung der Schaltung

Der AD7745 besteht im Wesentlichen aus einem 24 Bit Sigma-Delta-Modulator mit digitalem Filter und serieller Schnittstelle, einer mit 32 kHz getakteten Spannungsquelle, einer Referenzspannungsquelle, einem Multiplexer sowie zwei D/A-Wandlern mit einer Auflösung von 7 Bit zur Einstellung des aktiven Messbereichs. Der AD7745 misst nun die externe Kapazität mit einer getakteten Schaltung nach dem Prinzip des Ladungsausgleichs.

Da die Ladung proportional zum Produkt von Spannung und Kapazität ist, kann die externe Kapazität bestimmt werden, da die Erregerspannung(UExcs) sowie die interne Vergleichskapazität (CRef) und die Referenzspannung (URef) bekannt sind. Die externe Kapazität wird nun ständig geladen und entladen, dabei wird die Spannung an CSENS ständig gewandelt.

Der AD7745 hat zwei begrenzende Faktoren bei der Messung von Kapazitäten: Die Dynamik des Messbereichs ist auf ±4,096 pF limitiert und die Gleichtaktkapazität (Common Mode Kapazität, CCM) beträgt maximal 21 pF.

Bei dem benutzen Sensor liegt die Kapazität ohne Luftfeuchte bei 140 pF, die Dynamik beträgt knapp 30 pF.

Diese Anpassung wird durch die sogenannte Bereichserweiterung basierend auf dem AD8615 realisiert. Über den Spannungsteiler aus R1 und R2 wird die Ausgangsspannung um den Faktor F reduziert, oder mit anderen Worten, die externe Kapazität darf um den Faktor F größer sein.

Um den Faktor zu berechnen, müssen EXCA und EXCB invers zu einander eingestellt sein, dann gilt für den Faktor die Beziehung gemäß:

Gleichung 2 (Bild: VBM-Archiv) Gleichung 2 (Bild: VBM-Archiv)

Für den hier verwendeten Sensor sind die folgenden Daten gegeben: FCM = 140 pF; FDYN = 25 pF.

Der Faktor für Gleichtakt und Dynamik wird jeweils getrennt betrachtet, der höchste Wert geht in die Berechnung ein.

Dabei sind: FCM = 140 pF / 17 pF = 8,24; FDYN = 25 pF / 8,192 pF = 3,05. Damit wird der Faktor für die Gleichtaktkapazität als Berechnungsgrundlage benutzt. Als Basis wird R1 mit 100 kΩ/1% angenommen, R2 ergibt sich nach:

Gleichung 3 (Bild: VBM-Archiv) Gleichung 3 (Bild: VBM-Archiv)

Zum Schluss muss der Wert der Gleichtaktkapazität angepasst werden, das erfolgt über die zwei internen D/A-Wandler, auch CAPDAC genannt. Da CCM bei 17 pF liegen soll, gilt folgende Einstellung für das CAPDAC-Register des AD7745: CAPDACCode = CCM / CCMmax x Auflösung des D/A-Wandlers = 17 pF / 21 pF x 127 = 103 = 0 x 67.

„Do-it-Yourself“ ASICs

Antwort: Alle paar Jahre bestärken uns die Fragen, die wir erhalten, zu sagen, Analog-Entwickler sollten sich wie Ingenieure verhalten und Schaltkreise entwickeln, statt nur Systeme aus bereits fertigen Funktionsblöcken zusammenzubauen.

Was sollten Sie also tun? Bauen Sie ihren eigenen ASIC! Wir alle neigen dazu, integrierte Schaltkreise (der IC-Teil in einem ASIC) als Siliziumchips zu betrachten. Doch die Idee monolithischer ICs gibt es seit Jahrzehnten.

Das Applikationshandbuch über Operationsverstärker zeigt einen frühen integrierten Schaltkreis: den Operationsverstärker K2-W von Philbricks, ein Plug-in Modul mit zwei Vakuumröhren, das 1952 auf den Markt kam. Mit der Erfindung des Transistors sind modulare Schaltkreisfunktionen zu gebräuchlichen Produkten geworden. Man nannte sie zwar nicht „Integrierte Schaltungen”, doch genau das waren sie.

Solche „Integrierten Schaltungen” wurden nicht notwendigerweise als fertige Module gekauft. Stattdessen kann es sich um bekannte Schaltkreisfunktionen handeln, die oft nach ihren Erfinder benannt werden und in eine Schaltung eingebunden wurden. Beispiele dafür sind der Colpitts-Oszillator, das Eccles-Jordan-Flip-Flop und der Doherty-Verstärker.

Wenn wir also sagen, „bauen Sie ihr eigenes ASIC”, sagen wir nicht, Sie sollen anfangen, Ihren eigenen monolithischen Chip zu entwickeln. Falls Sie sehr viele davon brauchen, kann dies jedoch sinnvoll sein. Doch Systeme, für die weniger als 10.000 Stück erforderlich sind, profitieren selten von diesem Konzept. Feldprogrammierbare Analog-Arrays (FPAA) sind manchmal nützlich für Subsysteme mit sehr vielen Operationsverstärkern. Für kleine Systeme, die andere Funktionen enthalten, sind FPAAs jedoch selten wirtschaftlich.

Auch sagen wir nicht, Sie sollen ein Subsystem als reines Modul aufbauen, obwohl Sie das können, wenn Sie wollen.

Was ich jedoch vorschlage, ist folgendes. Falls Sie ein gut definiertes Subsystem brauchen und kein einsatzfertiges ASIC finden, sollten Sie weder verzweifeln, noch versuchen, es als integralen Bestandteil ihres Gesamtsystems zu entwickeln.

Stattdessen sollten Sie erwägen, es als separat definiertes Subsystem zu entwickeln. Dies vereinfacht möglicherweise die Entwicklung. Sicher aber vereinfacht es den Test und die Evaluierung und ist ein würdiger Ausdruck der Maker-Philosophie, der Maker’s Bill of Rights und des Crafter’s Manifesto.

Moderne Analog-ICs sind einfacher zu handhaben als je zuvor. Sie ermöglichen Kombinationen von Funktionsblöcken wie Operationsverstärker, Spannungsreferenzen, Multiplizierer, Wandler und Analogschalter um komplexe Funktionen auszuführen. Vor kurzem hat ein Kollege einen Single-Sideband (SSB) Radio-Empfänger entwickelt. Das AGC-System (Automatic Gain Control) des Empfängers soll Signalen folgen, die sich mit bis zu 20 dB/s ändern. Da während Sprechpausen kein Signal vorhanden ist, sollte sich die AGC-Schaltung in diesen Zeiten nicht ändern. Nach einer Pause von einer Sekunde soll das System jedoch schnell die volle Verstärkung erreichen. Dieses AGC-System war zwischen 1967 und 1993 als ASIC verfügbar. Danach wurde es nicht mehr hergestellt. Unser Ersatz dafür nutzt einen Effektivwert-zu-DC-Wandler und ein paar Operationsverstärker.

Autor: Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.

Bewegungsschalter mit geringem Strombedarf schützt Festplatten

In Bild 1 ist die Grundschaltung dargestellt, die durch einen zweiten, programmierbaren Ausgang sowie die SPI Schnittstelle erweitert werden kann.

Bild 1: Grundschaltung des Bewegungsschalters(Bild: Analog Devices)
Bild 1: Grundschaltung des Bewegungsschalters (Bild: Analog Devices)

Das Herzstück der Schaltung ist ein MEMS (Mikroelektromechanisches System) basierter Beschleunigungsaufnehmer mit drei Achsen. Dieser Baustein, der ADXL362 von Analog Devices, hat in Kombination mit dem ADP195 einen Ruhestrom von 300 nA, bei aktiviertem Leistungsschalter sind es weniger als 3 µA. Der Sensor des Beschleunigungsaufnehmers arbeitet kapazitiv. In Ruhestellung sind die Abstände des beweglichen Aufnehmers zum nicht beweglichen Teil gleich groß (Mittelstellung). Findet eine Bewegung oder Lageänderung statt, ändern sich die Abstände und damit die Spannung am kapazitiven Spannungsteiler.

Die bewegliche Masse wird über Polysilizium-Federn im Gleichgewicht gehalten. Eine Kraft auf diese Masse, die durch die Erdanziehung oder eine Bewegung verursacht werden kann, verursacht eine Kapazitätsänderung zwischen beweglicher Masse und der festen Struktur. Das hieraus gewonnene Signal wird verstärkt, gefiltert und durch einen ADC gewandelt. Dieser Wert wird mit voreingestellten Schwellwerten verglichen und wie in der Beispielschaltung, an INT2 ausgegeben. Das Signal geht dann auf den Eingang des Leistungsschalters ADP195, um die Last (z.B. ein Sendemodul) zu versorgen.

Die Spannungsversorgung der Schaltung ist im Bereich von 1,6 V bis 3,5 V möglich, was in bestimmten Fällen direkt aus der Batterie erfolgen kann. Für die Funktion wird kein Mikroprozessor benötigt, da der MEMS im Stand-Alone-Modus betrieben wird. So erkennt der Baustein sowohl eine Bewegung die einen absoluten Beschleunigungswert überschreitet als auch eine relative Änderung der Beschleunigung. Im absoluten Modus prüft der Baustein ob der Wert von 1 g auf einer Achse überschritten wird. Dabei ist Vorsicht geboten, da der Wert der Erdanziehung (1g) mit in die Auswertung einfließt.

Der referenzierte (relative) Modus reagiert nur auf eine Änderung der Beschleunigung. Dazu werden die ersten Daten als Referenzwert gespeichert. Anschließend werden alle Änderungen mit dieser Referenz verglichen. Wichtig ist bei beiden Modi die Zeit, in der die Änderungen über der eingestellten Grenze liegen müssen. Die Zeit für Aktivität (Aufwachen) und Inaktivität (Ruhemodus) kann in Registern eingestellt werden. Der Arbeitsbereich des Sensors ist einstellbar für ±2 g, ±4 g und ±8 g. Neben der Messung von Beschleunigung kann der Sensor auch Temperaturen mit einer absoluten Genauigkeit von ±0,5°C Messen und über die SPI Schnittstelle ausgeben. Um den Stromverbrauch auch im Betrieb mit Mikroprozessor zu minimieren, ist ein 512-Bit-FIFO implementiert, der Daten über einem einstellbaren Grenzwert zwischenspeichert.

Eine Anwendung des Sensors ist die Freifallerkennung, wie sie in Notebook-Festplatten eingebaut ist. In diesem Fall müssen alle drei Achsen eine Beschleunigung nahe 0 g aufweisen, da die Erdanziehung im freien Fall nicht auf den Sensor wirkt. Typische Einstellungen sind 300 mg bis 600 mg und Inaktivitäten von 150 ms bis 350 ms.

Bewegungsschalter mit geringem Strombedarf

Besonders in batteriebetriebenen Geräten ist Stromaufnahme ein wichtiges Kriterium für die Schaltungsentwicklung. In der Abbildung ist die Grundschaltung dargestellt, die durch einen zweiten, programmierbaren Ausgang sowie die SPI-Schnittstelle noch erweitert werden kann.

Grundschaltung des Bewegungsschalters (Bild: ADI) Grundschaltung des Bewegungsschalters (Bild: ADI)

Das Herzstück der Schaltung ist ein auf einem Mikroelektromechanischen System (MEMS) basierter Beschleunigungsaufnehmer mit drei Achsen. Dieser Baustein, der ADXL362 von Analog Devices, hat in Kombination mit dem ADP195 einen Ruhestrom von 300 nA. Bei aktiviertem Leistungsschalter sind es weniger als 3 µA. Der Sensor des 3-achsigen Beschleunigungsaufnehmers arbeitet kapazitiv.

In Ruhestellung sind die Abstände des beweglichen Aufnehmers zum statischen Teil gleich groß (Mittelstellung). Findet eine Bewegung oder Lageänderung statt, ändern sich die Abstände und damit die Spannung am kapazitiven Spannungsteiler.

Die bewegliche Masse wird über Polysilizium-Federn im Gleichgewicht gehalten. Eine Kraft auf diese Masse, die durch die Erdanziehung oder eine Bewegung bewirkt werden kann, verursacht eine Kapazitätsänderung zwischen beweglicher Masse und der festen Struktur. Das hieraus gewonnene Signal wird verstärkt, gefiltert und durch einen ADC gewandelt. Dieser Wert kann mit voreingestellten Schwellwerten verglichen werden und wie in der Beispielschaltung an INT2 ausgegeben werden. Das Signal geht dann auf den Eingang des Leistungsschalters ADP195, um die Last (beispielsweise ein Sendemodul) zu versorgen.

Die Spannungsversorgung der Schaltung ist von 1,6 V bis 3,5 V möglich, dies erfolgt in bestimmten Fällen direkt aus der Batterie. Für die Funktion wird kein Mikroprozessor benötigt, da der ADXL362 im Stand-Alone-Modus betrieben wird. Der Baustein erkennt eine Bewegung, die einen absoluten Wert einer Beschleunigung überschreitet oder relativ ändert. Im absoluten Modus vergleicht der Baustein, ob der Wert von 1 g auf einer Achse überschritten wird. In diesem Modus ist Vorsicht geboten, da auf jeden Fall der Wert der Erdanziehung (1 g) mit in die Auswertung einfließt. Der referenzierte (relative) Modus reagiert nur auf eine Änderung der Beschleunigung. Dazu werden die ersten Daten als Referenzwert gespeichert. Wichtig ist bei beiden Modi die Zeit, in der die Änderungen über der eingestellten Grenze liegen müssen. Die Zeit für Aktivität (Aufwachen) und Inaktivität (Ruhemodus) wird in Registern eingestellt.

Der Arbeitsbereich des Sensors ist einstellbar für ±2 g, ±4 g und ±8 g. Neben der Messung von Beschleunigung kann der Sensor Temperaturen mit einer absoluten Genauigkeit von ±0,5 °C messen und über die SPI-Schnittstelle ausgeben. Um den Stromverbrauch im Betrieb mit Mikroprozessor zu minimieren, ist ein 512-bit-FIFO implementiert. Dieser speichert Daten, die über einem einstellbaren Grenzwert liegen, zwischen.

Eine weitere Anwendung mit dem Sensor ist die Freifallerkennung, wie sie in Notebook Festplatten eingebaut ist. In diesem Fall müssen alle drei Achsen eine Beschleunigung nahe null g aufweisen, da die Erdanziehung im freien Fall nicht mehr auf den Sensor wirkt. Typische Einstellungen sind 300 mg bis 600 mg und eine Zeit für Inaktivität von 150 ms bis 350 ms.

Einfache Schaltung eliminiert Offset in Sensorbrücken

Sensorsignale sind in der Regel sehr klein, weswegen man sie mit Instrumentenverstärkern sehr stark verstärkt. Wir stellen eine nachjustierbare, kostengünstige Schaltung für die Industrie vor, die daraus resultierende Fehler eliminiert.

Mit Instrumentenverstärkern lassen sich von Sensoren erzeugte elektrische Signale aufbereiten, damit man sie anschließend digitalisieren, speichern oder zur Steuerung von Prozessen verwenden kann.

Da Sensorsignale normalerweise sehr klein sind, muss der Instrumentenverstärker mit hoher Verstärkung arbeiten. Auch können sich Sensorsignale auf einer hohen Gleichtaktspannung oder eingebettet in einer hohen Gleichspannungs-Offsetspannung befinden.

Man stelle sich einen Brückenverstärker mit einfacher Versorgungsspannung vor, bei dem eine Spannung von 3,3 V zur Anregung der Brücke und zur Versorgung des Verstärkers verwendet wird. Der Messbereich des Brückenausgangs beträgt ±15 mV. Die Offsetspannung kann im Bereich von ±25 mV liegen. Um die gewünschte Empfindlichkeit zu erreichen, muss die Verstärkung 100 betragen.

Der Eingangsbereich des A/D-Wandlers beträgt 0 bis 3,3 V. Der Ausgang der Brücke kann positiv oder negativ sein. Somit wird der Ausgang auf die mittlere Versorgungsspannung oder 1,65 V bezogen. Bei einer einfachen Verstärkung von 100 würde der Offset dafür sorgen, dass der Verstärkerausgang zwischen –0,85 und +4,15 V variiert. Dies übersteigt die Versorgungsspannung.

Bild 1: Schaltung zur Beseitigung von Offset, modifiziert für den Betrieb mit einer unipolaren Versorgung. (Bild: ADI)
Bild 1: Schaltung zur Beseitigung von Offset, modifiziert für den Betrieb mit einer unipolaren Versorgung.

Die Schaltung in Bild 1 löst dieses Problem. Als Brückenverstärker A1 dient der Instrumentenverstärker AD8237 mit indirekter Stromrückkopplung. Der Verstärker A2 mit den Widerständen R4 und R5 stellt den Null-Pegel Ausgang von A1 auf die mittlere Versorgungsspannung ein. Der 8-Bit-D/A-Wandler AD5601 stellt den Ausgang so ein, dass die Brückenoffsetspannung über RA Null wird. Das Ausgangssignal des Verstärkers wird anschließend mit dem 12-Bit-A/D-Wandler AD7091 digitalisiert.

Die Ausgangsspannung des D/A-Wandlers kann sich zwischen 0 und 3,3 V oder mit ±1,65 V um die Referenzspannung von 1,65 V bewegen. Mit UA(max) = 1,65 V und UIN(max) = 0,025 V beträgt RA = 65,347 kΩ. Mit einer Widerstandstoleranz von 1% ergibt sich der nächste verfügbare Wert zu 64,9 kΩ.

Dies lässt kein Spielraum für Fehler, die durch die Genauigkeit der Quelle und Temperaturunterschiede verursacht werden. Somit sollte man einen preiswerten, normalerweise gut verfügbaren 49,9-kΩ-Widerstand verwenden. Der Nachteil ist eine reduzierte Einstellungsauflösung und eine geringfügig höhere Offsetspannung nach der Einstellung.

Bei R1 = 1 kΩ und R2 = 100 kΩ beträgt die Nennverstärkung 103. Wird ein Wert näher am Zielwert von 100 gewünscht, reduziert man den Wert von R2 um etwa 3% auf 97,6 kΩ. So erhält man eine Nennverstärkung von 100,6.

Der gesamte Offset-Einstellbereich ergibt sich aus dem Spannungsteiler, der durch RA und der Parallelschaltung der Widerstände R1 und R2 gebildet wird. Er lässt sich mit Gleichung 1 berechnen:

Gleichung 1
Gleichung 1

Damit ergibt sich: [0,99 kΩ / (0,99 kΩ + 49,9 kΩ)] ±1,65 V = ±32,1 mV. Eine Anpassung von ±32,1 mV über den maximalen Brückenoffset von ±2 5mV liefert eine zusätzliche Anpassungsreserve von 28%.

Mit einem 8-Bit-D/A-Wandler beträgt die Schrittweite der Anpassung

Das entspricht 64,2 mV / 256 ≈ 250 µV. Mit einer Anpassungsauflösung von 250 µV ergibt sich am Ausgang ein maximaler Offset von 12,5 mV.

Gleichung 2
Gleichung 2

Die Werte von R3 und C1 können aus dem Datenblatt des A/D-Wandlers entnommen werden. Für das 1 MSample/s schnelle Wandlermodell AD7091 betragen diese Werte 51 Ω und 4,7 nF. Kombinationen mit größeren Widerstands- und Kondensatorwerten kann man verwenden, um bei niedrigeren Abtastraten das Rauschen und Aliasing-Effekte zu reduzieren.

Ein weiterer Vorteil der im Bild 1 gezeigten Schaltung besteht darin, dass die Einstellung des Brückenoffsets in der Produktion oder bei der Installation erfolgen kann. Falls Umwelteinflüsse, Sensor-Hysterese oder Langzeitdrift den Wert des Offsets beeinträchtigen, kann die Schaltung nachjustiert werden.

Wegen seines echten Rail-to-Rail Eingangs arbeitet der AD8237 am besten in Brückenschaltungen, die mit sehr niedrigen Spannungen versorgt werden. Für herkömmliche Industrieanwendungen, die höhere Versorgungsspannungen verlangen, ist der AD8420 eine gute Alternative. Dieser Instrumentenverstärker mit indirekter Stromgegenkopplung arbeitet mit Versorgungsspannungen von 2,7 bis 36 V und nimmt 60% weniger Strom auf.

Die Autoren: Gustavo Castro, Scott Hunt, Analog Devices.

Wie man Analog-ICs am besten auswählt

Antwort: Mein englischer Kollege sagte dazu: „Dies geschieht mit einem gläsernen Schuh. Tragen Sie den Schuh zu allen Herstellern im Land und halten Sie ihn an die Tür. Wenn er im Glas reflektiert wird, können Sie sicher sein, Ihren Herzenswunsch zu finden.“

Spaß beiseite. Einen Baustein über das erforderliche Maß hinaus zu spezifizieren oder ein generell unbekanntes Bausteinmodell zu wählen, kann den Auswahlprozess erschweren und die Kosten von ICs sowie von diskreten Transistoren erhöhen. Deshalb sollten Sie nie schwer zu findende Bauteile oder Angaben unnötiger Parameter verlangen. ICs sind jedoch wesentlich komplexer als Einzeltransistoren. Die Definition aller erforderlichen Parameter erhält damit einen sehr hohen Stellenwert.

In diesem Artikel geht es um allgemeine Grundsätze, nicht um bestimmte IC-Typen wie zum Beispiel Verstärker, Referenzen oder Wandler. Die üblichen Parameter vieler Präzisions-Analog-ICs sind absolute Maximalwerte: ESD-Werte, Versorgungsspannungen, Versorgungsströme, Verlustleistung, Temperaturbereich, Temperaturkoeffizienten, Versorgungsspannungsunterdrückung, Rauschen, Gehäuse, Eingangsimpedanz, Biasstrom, analoges Ausgangsverhalten, und Frequenzbereich. Auch Spezifikationen von Digitalschnittstellen wie Geschwindigkeit, Logiktyp, Logikpegel, Datenkonfiguration und Chip Enable/Shutdown-Funktionen gehören dazu. Bevor man sich mit den Parametern für einen bestimmten Bausteintyp beschäftigt, ist es wichtig zu entscheiden, welche dieser allgemeinen Parameter von Bedeutung sind und in welchen vertretbaren Grenzen sie sich bewegen sollen.

Beginnen sollte man mit einer Liste wichtiger Parameter einschließlich der bausteinspezifischen, um die es später geht. Diese Parameter sollte man ihrer Bedeutung nach ordnen. Als nächstes nutzt man online parametrische Suchmaschinen von mehreren Herstellern und stellt eine Liste mit Bausteinen zusammen, die alle gewünschten Anforderungen erfüllen. Da dies den Besuch mehrerer Webseiten erfordert und Hersteller die Daten in unterschiedlichen Formaten präsentieren, könnte es gut sein, die Webseite eines Distributors zu besuchen. Dort sollten Bauteile verschiedener Hersteller in einem Standardformat dargestellt sein. Leider eignen sich parametrische Vergleiche von Distributoren selten. Sie werden ständig verbessert, doch derzeit ist es im Allgemeinen besser, die Webseiten der Hersteller zu nutzen und Bauteile auf Papier oder in Form einer Tabelle zu vergleichen.

Falls man kein geeignetes Bauteil findet, entscheidet man, welche Parameter nicht zu streng und um wieviel weniger eingehalten werden müssen. Anschließend begibt man sich mit den neuen Werten erneut auf die Suche. Jetzt sollte eine Überprüfung aller Bausteinparameter stattfinden. Dies erfolgt für den Fall, dass ein Leistungsmerkmal einen Baustein besser oder schlechter für die Anwendungen erscheinen lässt.

Zum Schluss listet man alle Bausteine auf, die sich gut eignen, und ermittelt, welcher der preiswerteste ist. Die Kosten für einen IC beinhalten die Bausteinkosten sowie die Kosten für zusätzliche Komponenten oder spezielle Stromversorgungen. Hinzu kommen die Kosten von Anpassungen oder Kalibrierungen, die während der Produktion gemacht werden müssen, sowie die Kosten für die erforderliche Leiterplattenfläche. Wählen Sie bitte das kostengünstigste Bauteil, nicht das billigste.

Der Autor: Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices

Lock-In-Verstärker für die Medizintechnik und Industrie

Der synchrone Demodulator ADA2200 (analoges Eingangssignal; Analog-In, gesampeltes analoges Ausgangssignal; Analog-Out) bereitet Signale in Industrie-, Medizin- und Kommunikationsapplikationen auf.

Die gesamte Signalverarbeitung erfolgt im analogen Bereich, wobei Ladung unter Kondensatoren geteilt und die Effekte von Quantisierungsrauschen und Rundungsfehlern eliminiert werden. Der Baustein enthält einen Tiefpass-Dezimierungsfilter, einen programmierbaren IIR-Filter sowie einen Mischer. Der Mischer verringert die Abtastraten des A/D-Wandlers und reduziert die Bausteine in der nachgeschalteten digitalen Signalverarbeitungskette.

Massebezogene und differenzielle Signalschnittstellen sind an beiden Eingangs- und Ausgangsanschlüssen möglich und vereinfachen die Verbindung zu anderen Komponenten der Signalkette. Der niedrige Energieverbrauch und der Rail-to-Rail-Betrieb sind für batteriegespeiste und Niederspannungssysteme geeignet.

Der Baustein lässt sich über eine SPI-kompatible serielle Schnittstelle programmieren. Alternativ kann er über eine I2C-Schnittstelle automatisch von einem EEPROM booten. Auf dem Chip integrierte Teiler liefern die internen Abtasttakte und ermöglichen einen Frequenz- und Phasen-selektierbaren Referenztakt eines Takteingangs. Zusätzlich erleichtert der Synchronisationsausgang die Anbindung an andere Systeme wie zum Beispiel Datenwandler und Multiplexer.

Bild 1: Der ADA2200 in einer Lock-in Verstärkeranwendung mit einem Mastertakt von 80 kHz. (Bild: ADI) Bild 1: Der ADA2200 in einer Lock-in Verstärkeranwendung mit einem Mastertakt von 80 kHz.

Bild 1 zeigt den ADA2200 in einer Lock-in Verstärkeranwendung. Der 80-kHz-Mastertakt gibt die Eingangsabtastrate des Dezimierungsfilters fs1 vor. Die Ausgangsabtastrate beträgt 10 kHz. In der Default-Konfiguration erzeugt RCLK ein Anregungssignal mit l,25 kHz. Dies ist auch die Mittenfrequenz des integrierten IIR-Filters.

Das Ausgangssignal RCLK wird gepuffert, um ein rechteckiges oder sinusförmiges Anregungssignal für den Sensor zur Verfügung zu stellen. Der rauscharme Instrumentenverstärker AD8227 bietet eine ausreichend hohe Verstärkung, um das Ausgangssignal des Sensors zu verstärken, so dass das Grundrauschen über dem kombinierten Grundrauschen von Demodulator und dem A/D-Wandler AD7170 liegt.

In der Default-Betriebsart produziert der Chip acht Ausgangssamples für jeden Zyklus des Anregungssignals (RCLK). Vier Ausgangssamplewerte sind spezifisch. Der vierte Wert erscheint am Ausgang für fünf aufeinander folgende Ausgangssampleperioden.

Die Ausgangssamples werden digital verarbeitet, um die Messgenauigkeit, die Bandbreite und den Durchsatz zu optimieren, indem die Summe von acht Samples genutzt und ein Wert zurückgegeben wird. Ein „Moving Average“-Filter wird verwendet, um das Grundrauschen der zurückgegebenen Werte zu verringern. Die Länge des „Moving Average“-Filters ergibt sich aus den Anforderungen hinsichtlich Grundrauschen und Einschwingzeit.

Bits pro Sekunde bereiten mir Kopfschmerzen

Antwort: Digitalisolatoren wie auch Optokoppler übertragen Information zwischen zwei Schaltkreisen unter Beibehaltung galvanischer Isolation (dies verhindert, dass Strom zwischen den Schaltkreisen fließt). Die übertragene Information ist digital und durch einen Logikpegel gekennzeichnet.

Zu Änderungen des Logikpegels kommt es durch Übergänge des Signals von „Low“ auf „High“ oder umgekehrt. Jeder Zustand, der auf einen solchen Übergang folgt, ist ein digitales Bit. Die Übergänge können in regelmäßigen Intervallen auftreten oder auch nicht.

Im Gegensatz dazu hat ein sich kontinuierlich änderndes Signal, zum Beispiel ein Sinus- oder ein Rechteckverlauf, regelmäßige Übergänge zwischen Logik-Zuständen. Bei einem Tastverhältnis von 50% ist die Zeit, in der sich ein Signal in jedem Zustand befindet, gleich und vom einen bis zum nächsten Zyklus konstant. Die Frequenz, mit der sich ein Signal ändert, wird oft als Zyklen pro Sekunde oder Hertz (Hz) ausgedrückt.

Da es sich bei den digitalen Daten, die über einen Digitalisolator übertragen werden, nicht notwendigerweise um ein kontinuierliches Signal handelt, wird die Einheit „Bit pro Sekunde“ verwendet. Dabei ist jedoch ein wichtiger Unterschied zu beachten. Ein kontinuierliches Signal (spezifiziert in Hz) ändert seinen Zustand zwei Mal pro Zyklus. Dies bedeutet, dass ein Rechtecksignal mit einem Tastverhältnis von 50% bei 1 MHz Daten mit 2 MBit/s an den Digitalisolator liefert. Anders ausgedrückt: Der Durchsatz eines Digitalisolators muss doppelt so hoch sein wie die maximale kontinuierliche Signalfrequenz, die er unterstützen kann.

Ein Beispiel soll dies auf den Punkt bringen. Die Isolation einer seriellen Peripherieschnittstelle (SPI). Ein isolierter SPI-Bus verfügt normalerweise über vier Signale: SCLK (Serial Clock), CS (Chip Select), SDI (Serial Data In) und SDO (Serial Data Out).

Die Ausgangsdaten (SDO) werden bei der einen Flanke von SCLK übernommen, während Eingangsdaten (SDI) bei der entgegengesetzten Flanke übernommen werden. An dieser Stelle können Unklarheiten entstehen. Ein Eingangsbit wird bei jedem Taktzyklus übernommen. Somit ist der SPI-Durchsatz (in MBit/s) gleich der Taktfrequenz (in MHz). Daher würde ein serielles Taktsignal mit 1 MHz Ein- und Ausgangsdaten jeweils mit 1 Mbit/s übertragen. Das SCLK-Signal ist jedoch ebenfalls isoliert. Somit muss der Digitalisolator 2 Mbit/s übertragen können (SCLK schaltet mit 1 MHz um). Anwender verwechseln manchmal den SPI-Datendurchsatz in MBit/s mit dem erforderlichen Durchsatz des Digitalisolators.

 

Autor: Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices

 

18-Bit-Datenerfassungssystem mit geringer Leistungsaufnahme

Bei der Schaltung in Bild 1 handelt es sich um ein komplettes, rauscharmes Datenerfassungssystem (5 MSample/s; 18 Bit), das 122 mW aufnimmt und eine hohe Genauigkeit bietet. Referenz, Referenzpuffer, Treiberverstärker und A/D-Wandler bilden eine optimierte Lösung mit einem Störabstand von 99 dB und einer harmonischen Verzerrung (THD) von −117 dB. Wegen ihrer geringen Leistungsaufnahme und ihrer kleinen Grundfläche eignet sich die Schaltung für portable Anwendungen.

Bild 1: Signalkette mit 5 MSample/s, 18 Bit (nicht alle Verbindungen sind dargestellt). (Bild: Analog Devices) Bild 1: Signalkette mit 5 MSample/s, 18 Bit (nicht alle Verbindungen sind dargestellt).

Der Verstärker ADA4897-1 mit Rail-to-Rail-Ausgang eignet sich als Treiber für den hochgenauen, SAR-A/D-Wandler AD7960 (5 MSample/s; 18 Bit). Das rauscharme Bauteil (1 nV/√Hz typ.) mit einer Stromaufnahme von 3 mA bietet eine Bandbreite von 230 MHz und eine Spannungsanstiegsgeschwindigkeit von 120 V/μs. Er schwingt in 45 ns auf 0,1% ein.

Die Eingangssignale für die Operationsverstärker des ADA4897-1 werden mit einem RC-Glied (820 Ω / 100 pF) gefiltert. Dieses bietet eine Bandbreite von 2 MHz. Für eine zusätzliche Filterung am Eingang des A/D-Wandlers AD7960 sorgt der RC-Filter mit 33 Ω / 56 pF. Dieser hat eine Bandbreite von 86 MHz. Dieses Filter reduziert die Rückwirkungen vom kapazitiven DAC-Eingang des AD7960 und begrenzt das Rauschen an den Eingängen des AD7960.

Die Schaltung nutzt Versorgungsspannungen von +7 V und −2,5 V für die Eingangstreiber des ADA4897-1, um den Energieverbrauch zu minimieren und eine optimale, niedrige Systemverzerrung zu erreichen. Die Ausgangsstufe des ADA4897-1 zeigt Rail-to-Rail-Verhalten und schwingt um 150 mV über/unter der jeweiligen Versorgungsspannung. Aus der zusätzlichen Reserve, die sich mit den Versorgungsspannungen von +7 V und −2,5 V ergibt, resultiert ein gutes Verzerrungsverhalten.

Der differenzielle Eingangsbereich des AD7960 wird mit einer externen Referenzspannung von 5 oder 4,096 V eingestellt. In Bild 1 wird die 5-V-Referenzspannung vom ADR4550 bereitgestellt. Beim ADR4550 handelt es sich um eine hochgenaue, rauscharme Referenz mit geringer Stromaufnahme (950 μA max.) und einem Anfangsfehler von maximal ±0,02%. Die Referenz bietet ferner eine gute Temperaturstabilität sowie ein niedriges Ausgangsrauschen.

Der AD8031 wird zur Pufferung der externen Referenz und der Gleichtaktausgangsspannung des AD7960 verwendet. Der AD8031 ist für viele Anwendungen geeignet. Angefangen bei batteriegespeisten Systemen mit großer Bandbreite bis hin zu sehr schnellen Systemen, bei denen aufgrund der Komponentendichte ein geringer Energieverbrauch erforderlich ist. Der AD8031 arbeitet stabil bei großen kapazitiven Lasten und kann die Entkopplungskondensatoren treiben, die erforderlich sind, um Spannungsspitzen als Folge von Stromtransienten zu minimieren.

Digitalschnittstelle und A/D-Wandler

Die Digitalschnittstelle des AD7960 nutzt den LVDS-Standard (Low Voltage Differential Signaling) für hohe Datenübertragungsraten. Ein LVDS-Signal CLK+/CLK− muss an den AD7960 angelegt werden, um Daten zum digitalen Host zu übertragen.

Der 5 MSample/s schnelle 18-Bit-Wandler AD7960 bietet ±0,8 LSB INL, ±0,5 LSB DNL sowie einen Dynamikbereich von 100 dB und nimmt 46,5 mW auf. Versorgt wird der AD7960 mit +5 V (UDD1) und +1,8 V (UDD2 und UIO), Bild 1. Die erforderlichen Versorgungsspannungen von 5 und 1,8 V können mit LDOs wie zum Beispiel den Modellen ADP7104 und ADP124 erzeugt werden.

Bild 2: Typische integrale Nichtlinearität (INL) des AD7960 in Abhängigkeit vom Ausgangscode mit REF = 5 V. Bild 2: Typische integrale Nichtlinearität (INL) des AD7960 in Abhängigkeit vom Ausgangscode mit REF = 5 V.

Der AD7960 wandelt die differenzielle Spannung der gegenphasigen Analogeingänge (IN+ und IN−) in ein digitales Ausgangssignal. Die Analogeingänge IN+ und IN− benötigen eine Gleichtaktspannung in Höhe der halben Referenzspannung. Der rauscharme Verstärker AD8031 puffert die +5-V-Referenzspannung der rausch- und driftarmen Referenz ADR4550 sowie die Gleichtaktausgangsspannung (UCM) der Digitalschnittstelle AD7960.

Der ADA4897-1 ist als Spannungsfolger konfiguriert und treibt die Eingänge des AD7960 mit einem differenziellen gegenphasigen 0- bis 5-V-Signal (180° Phasenversatz). Bild 2 zeigt die typische integrale Nichtlinearität (INL) als Funktion des Ausgangscodes des AD7960. Sie liegt mit einer externen Referenz von 5 V innerhalb der Spezifikationen von ±0,8 LSB.

Histogramm und FFT-Leistungsfähigkeit

Bild 3: Typisches Histogramm bei REF = 5 V Bild 3: Typisches Histogramm bei REF = 5 V

Die Genauigkeit der Schaltung ist aus dem Histogramm in Bild 3 und der FFT-Kurve in Bild 4 mit einer externen Referenz von 5 V ersichtlich. Die Daten wurden mit Hilfe des Evaluation-Boards EVAL-AD7960FMCZ und dem Audio Precision SYS-2702 als Signalquelle aufgenommen.

Blockschaltbild und Leiterplattenlayout findet man im Design Support Package CN-0277 unter www.analog.com/CN0277-DesignSupport.

 

 

 

Bild 4: 1 kHz, -0,5 dBFS Eingangssignla-FFT, REF = 5 V Bild 4: 1 kHz, -0,5 dBFS Eingangssignla-FFT, REF = 5 V

 

Häufige Varianten

Der AD7961 ist ein 5 MSample/s schneller differenzieller 16-Bit-A/D-Wandler aus der PulSAR-Familie. Er ist anschlusskompatibel zum AD7960. Somit kann er in der Schaltung in Bild 1 statt des AD7960 verwendet werden wenn lediglich eine Auflösung von 16 Bit erforderlich ist. Die Serie AD7960 unterstützt externe Referenzen mit 4,096 oder 5 V. Das EVAL-AD7960FMCZ ermöglicht über einen Jumper die Auswahl des ADR4540 (4,096 V) oder des ADR4550 (5 V) als Referenz.

Die verschiedenen Möglichkeiten zum Anschluss der Referenzspannung werden über die Enable EN[0:3] Pins des AD7960 vorgenommen (siehe Datenblatt des AD7960). Falls ein Eingangsbereich von 0 bis 5 V erforderlich ist, kann die Referenz ADR4550 in Verbindung mit dem Referenzpuffer AD8031 verwendet werden. Dies erfolgt, indem man die Enable Pins des AD7960 als EN[0:3] = ‚X001’ oder ‚X101’ einstellt.

Die einkanaligen Operationsverstärker ADA4897-1 und AD8031 können durch die zweikanaligen Versionen (ADA4897-2 und AD8032) ersetzt werden.

Für optimiertes Rausch- und Verzerrungsverhalten kann statt des ADA4897-1 der ADA4899-1 (15 mA) verwendet werden. Der ADA4899-1 ist eine als Spannungsfolger konfigurierter stabiler, schneller Operationsverstärker, welcher eine sehr geringe Verzerrung und ein niedriges Spannungsrauschen von 1 nV/√Hz aufweist.

Schaltungsevaluierung und Test

Das Evaluation Board EVAL-AD7960FMCZ wurde entwickelt, um den A/D-Wandler AD7960 zu evaluieren und zu testen. Zum Testen der Schaltung in Bild 1 wurden zwei Operationsverstärker des Typs ADA4897-1 zum Treiben des AD7960 verwendet.

Ein Blockschaltbild und Benutzerhinweise befinden sich im Benutzerhandbuch UG-490 für das Board EVAL-AD7960FMCZ. Die Dokumentation beschreibt, wie die beschriebenen AC/DC-Tests durchzuführen sind.

Bild 5: Blockschaltbild des Testaufbaus Bild 5: Blockschaltbild des Testaufbaus

Der Anwender hat die Option eine externe Versorgungsspannungen von +7 und −2,5 V für die Eingangsverstärker auf dem Board EVAL-AD7960FMCZ zu verwenden.

Bild 5 zeigt die Blockschaltung des Testaufbaus, Bild 6 ein Foto des Evaluation Boards.

Erforderliche Ausrüstung

Zum Testen der Schaltung ist folgende Ausrüstung erforderlich:

• Das Evaluation Board EVAL-AD7960FMCZ und Software

• Das System-Demonstration-Plattform Board (EVAL-SDP-CH1Z)

• Ein verzerrungsarmer Signalgenerator wie zum Beispiel das Modell 81150A von Agilent oder SYS2702 von Audio Precision

• Ein PC mit USB-2.0-Schnittstelel, mit Windows XP, Windows Vista oder Windows 7 (32 oder 64 Bit)

• Ein 12 V DC-Netzteil (im Lieferumfang des EVAL-SDP-CH1Z Boards enthalten)

• USB-Schnittstellenkabel (1) und SMA-Kabel (1)

Bild 6: Das Board EVAL-AD7960FMCZ, angeschlossen an das Board EVAL-SDP-CH1Z Bild 6: Das Board EVAL-AD7960FMCZ, angeschlossen an das Board EVAL-SDP-CH1Z

Merkwürdige Phänomene beim Einsatz von Instrumentenverstärkern

Antwort: Am 18. Februar 2013 wurde ein spektakulärer und erfolgreicher Diamantenraub innerhalb von fünf Minuten durchgeführt, während ein Flugzeug für den Flug von Brüssel nach Zürich beladen wurde. Ein geschätzter Wert von 350 Millionen Dollar macht diesen Diamantenraub zu einem der größten aller Zeiten. Von Dieben, die als Polizisten verkleidet waren, wurde eine gut durchdachte Handlung schnell und mit hoher Präzision ähnlich wie in einem Hollywood-Film durchgeführt. Die Fluggäste hatten nichts bemerkt, bis man sie zum Verlassen des Flugzeugs aufforderte. Der Raub löste eine internationale Fahndung aus, um die Räuber vor Gericht zu bringen.

Diejenigen, die sich mit Elektronik beschäftigen, müssen sich mit einer anderen Art des „diamond plots“ beschäftigen. Im Englischen kann man mit „diamond plot“ sowohl den oben beschrieben Diamantenraub bezeichnen, wie auch das Rauten-Diagramm, das das Verhältnis der Eingangs-Gleichtaktspannung zur Ausgangsspannung eines Instrumentenverstärkers beschreibt und oft im Datenblatt zu finden ist.

Beim Einsatz von Instrumentenverstärkern beobachten Entwickler oft ein merkwürdiges Phänomen. Das Problem wird manchmal genau als „der Ausgang ist gesättigt“ bezeichnet. Andere Male kann die Beschreibung etwas kryptischer sein und so lauten: „Der Verstärkungsfehler ist sehr hoch“ oder „Der Verstärker ist sehr nichtlinear“. Oder einfach „er arbeitet nicht, wenn er soll“. Bei uns gibt es keinen Ablaufplan, nach dem wir Kundenprobleme lösen. Falls wir jedoch einen hätten, käme „Prüfen Sie den diamond plot“ gleich nach „Schalten Sie das Bauteil ein“.

Falls sich die Betriebsbedingungen innerhalb der Grenzen des „diamond plot“ befinden, sollte das Bauteil einwandfrei arbeiten. Andernfalls wird der Ausgang in Folge von Sättigung interner Knoten ungültig sein.

Für Leser, die mit Instrumentenverstärkern nicht vertraut sind – diese linearen Bauteile verstärken die Spannungsdifferenz zwischen ihren Eingängen unabhängig von der Eingangsspannung relativ zur Versorgungsspannung. Die Eingangs-Gleichtaktspannung – der Durchschnitt der zwei Eingangsspannungen – wird vom Verstärker unterdrückt.

Natürlich ist der Betrieb auf einen limitierten Spannungsbereich begrenzt. Die meisten Entwickler würden diesen unterhalb der Versorgungsspannung erwarten. So ist dies im Allgemeinen kein Problem. Allerdings verschwindet die Gleichtaktspannung nicht einfach, wenn sie in die Schaltung gelangt. Stattdessen wird sie intern vom gewünschten Signal subtrahiert. Dies bedeutet, dass das verstärkte Signal und die Gleichtaktspannung in die Versorgungsspannung passen müssen. Der Mechanismus, mit dem die Gleichtaktspannung subtrahiert wird, hängt von der speziellen Schaltkreistopologie ab. Dies gibt der Kontur eine bestimmte Form. Dies kann ein Oktagon, ein Hexagon oder ein Parallelogramm sein. Die Bezeichnungen „diamond plot“ kann daher etwas unzutreffend sein, doch diese Diagramme liefert dem Schaltungsentwickler nützliche Informationen bezüglich des richtigen Betriebsbereichs, vorgegeben durch Eingangsspannungen, gewünschter Ausgangsspannungshub, Referenzspannung und Versorgungsspannung.


Bild 1. Eingangs-Gleichtaktspannung gegenüber der Ausgangsspannung

Dieses Problem wird größer, wenn mit niedrigen Versorgungsspannungen und Applikationen mit unipolarer Spannung gearbeitet wird, da das Rauten-Diagramm wesentlich kleiner und der Betriebsbereich noch begrenzter wird. Moderne Instrumentenverstärker wie die Modelle AD8226, AD8227, AD8420 und AD8422 zielen darauf ab, das Rauten-Diagramm so groß wie möglich zu erweitern. Zur Vereinfachung von Niederspannungsdesigns übersteigt das Rauten-Diagramm des AD8237 die Versorgungsspannung (Bild 1).

Bei Ihrer nächsten Entwicklung mit einem Instrumentenverstärker sollten Sie an den „diamond plot“ denken. Zumindest wird aufgrund dieses Plots nicht Interpol vor Ihrer Tür stehen, um die gestohlenen Steine aufzufinden!

Autor: Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices