Auf diese Bits kann man verzichten!

Angenommen eine qualitativ hochwertige Wägezelle besitzt eine Ausgangs-Übertragungsfunktion von 2 mV/V. Sie liefert also pro Volt Anregungsspannung ±2 mV Ausgangssignal. Bei einer Anregungsspannung von 4,096 V und voller Sensorauslenkung ergibt sich eine maximale Ausgangsspannung von ±8,192 mV.

In einer 12-Bit-Anwendung – beispielsweise einer Haushalts-Personenwaage – könnte die Hälfte des Endwertes einem Gewichtsmessbereich von Null bis 113 kg entsprechen. Soll die Waage eine Auflösung von 113 g erreichen, so werden dafür 1000 Ausgangsmesspunkte benötigt. Um nun ein Tausendstel des vollen Messbereichs aufzulösen, muss eine Änderung der Sensorausgangsspannung um 8,192 µV erkannt werden können. Dies ist möglich, wenn man dafür sorgt, dass der Spitze-Spitze-Wert des Sensorrauschens für 99,999 % der Zeit geringer als 8,192 µV ist (unter Ansatz eines Crest-Faktors von 4.4, siehe [1]). Mit dieser Definition entspricht ein LSB (Least Significant Bit) auf der Sensorseite einer Spannung von 8,192 μV oder 931 nV (eff).

Bild 1: 12-Bit-Wägezellensystem mit einer Genauigkeit von 113 g Bild 1: 12-Bit-Wägezellensystem mit einer Genauigkeit von 113 g

Die Wägezellen-Messbrücke in Bild 1 wird mit einer Spannung von 4,096 V angeregt. Der Instrumentenverstärker INA326 verstärkt die Spannung der Lastzelle mit einem Faktor von 250 V/V. Somit erzeugt das System bei Vollausschlag eine Spannung von 250 x ±8,192 mV = ±2,048 V. Der 12-Bit-Wandler ADS7822 digitalisiert das Analogsignal.

Dieses 12-Bit-Wandlersystem benötigt ein aktives analoges Filter, das hier mit einem OPA333 aufgebaut ist. Der Zweck dieses Tiefpassfilters ist in erster Linie, die hochfrequenten Signalkomponenten am Eingang des A/D-Wandlers zu unterdrücken [2]. Da die Wägezelle in unserer Schaltung quasi im DC-Bereich arbeitet, begrenzen wir die Bandbreite auf 10 Hz. Die Bauelemente in Bild 1 kosten hierbei weniger als 6,00 US-Dollar.

Sehen wir uns nun zum Vergleich eine Wägezellenmessung mit einem 24-Bit-System an. In Bild 2 können wir das Wägezellensignal einfach über ein Tiefpassfilter erster Ordnung dem Delta-Sigma-A/D-Wandler zuführen. Das Tiefpassfilter erster Ordnung in dieser Schaltung eliminiert hochfrequentes Rauschen im Bereich um die Abtastfrequenz des Wandlers [3]. Den Widerstandsanteil des R-C-Filters steuert der Sensor bei.

Bild 2: 24-Bit-Wägezellensystem mit einer Genauigkeit besser als 113 g Bild 2: 24-Bit-Wägezellensystem mit einer Genauigkeit besser als 113 g

Betrachtet man die Fehlergrößen des 24-Bit-Delta-Sigma-Systems in Bild 2, erkennt man, dass der ADS1232 eine Rauschspannung von 3,7 µVs-s produziert (bei einem angenommenen Crest-Faktor von 4,4). Dieser Wert liegt deutlich unter der LSB-Größe des Sensors. Der Vollausschlagsbereich des Delta-Sigma-Wandlers beträgt zudem 4,096 V, während der gesamte Sensor-Ausgangsspannungsbereich nur ±8,192 mV umfasst. Wie man sieht, bleiben die meisten Ausgangsbits des Delta-Sigma-Wandlers ungenutzt. Die Bauelemente in Bild 2 kosten weniger als 4,00 US-Dollar.

Fazit: Das 12-Bit-Wandlersystem ist letztlich teurer, nimmt mehr Platz auf der Leiterplatte in Anspruch und ist in der Dimensionierung kritischer als das alternative 24-Bit-System.

Bonnie C. Baker, Texas Instruments

Literatur

[1] “RMS and peak-to-peak noise trade-off“, Baker, Bonnie, EDN (15. Mai 2008)

[2] ”What’s in your SAR-ADC application?“ Baker, Bonnie, EDN (15. Dez. 2008)

[3] “Analog filter eases delta-sigma-converter design“, Baker, Bonnie, EDN (12. Juni 2008)

Die Langzeitstabilität von Präzisionsverstärkern – Oder: Wie man sicher stellt, dass ICs würdevoll altern und keinen plötzlichen Tod sterben

Die Lebensdauer vieler Produkte beträgt 20 Jahre. Wie gut wird ihre Kalibrierung während dieser Zeit durchhalten?

Eigentlich recht gut. Vorausgesetzt Sie schützen Ihr Produkt vor Missbrauch.

Mein englischer Kollege mag gute Einzeiler recht gerne. Wenn er also gefragt wurde, wie Präzisions-Analog-ICs altern, antwortete er meistens „würdevoll“ oder „365 Tage im Jahr“. Obwohl diese Antworten richtig sind, sind sie nicht immer sehr hilfreich.

Präzisions-Analog-ICs sind sehr stabile Bauteile. Im Gegensatz zu Wein werden Präzisions-Analog-ICs mit zunehmendem Alter aber nicht wirklich besser. Stattdessen weisen sie normalerweise altersbedingte Änderungen von etwa 1 ppm/1.000 h auf (der genaue Wert steht eventuell im Datenblatt). Es ist wichtig zu wissen, dass sich dieser Alterungsprozess nicht einfach summiert, sondern vergleichbar mit dem Gang eines Betrunkenen ist. Falls Sie an der Mathematik interessiert sind, mit der sich der Weg eines Betrunkenen beschreiben lässt, sollten Sie die Referenz [1] lesen. Im Wesentlichen verläuft jeder seiner nächsten Schritte jedoch in einer zufälligen oder wahlfreien Richtung. Für den eindimensionalen Gang eines Betrunkenen bedeutet dies, dass die Entfernung vom Ursprung etwa proportional der Quadratwurzel der Anzahl der Schritte ist.

Übertragen auf ein Bauteil heißt dies, dass, wenn ein Bauteil mit 1 ppm/1.000 h altert, es mit √2 ppm/2.000 h altert usw. Da das Jahr 8.766 Stunden hat (durchschnittlich; 8.760 in einem normalen und 8.784 in einem Schaltjahr) ist 1 ppm/1.000 h = 2,96 ppm/Jahr = 9,36 ppm/Dekade und 13,24 ppm/2 Dekaden.

Diese Werte gelten weitgehend unabhängig davon, ob ein Bauteil im Dauerbetrieb arbeitet, gelagert wird oder vernünftigen Umgebungstemperaturen ausgesetzt ist. Da dies ein statistischer Prozess ist, sind die Abweichungen zwischen Bauteilen genau so groß wie der Effekt selber. Hohe Temperaturen beschleunigen den Prozess, jedoch nicht sehr extrem. Und die Charakteristika ändern sich bei verschiedenen Prozessen.

Sofern Ihre Schaltung den Großteil ihrer Zeit bei Temperaturen unter 100 °C verbringt, kann eine Alterung entsprechend den Werten im Datenblatt veranschlagt werden.

Allerdings gibt es einen anderen Effekt, der bei Bauteilen plötzliche Änderungen der Genauigkeit hervorruft und auch den darauf folgenden Alterungsprozess beschleunigen kann: Elektrostatische Entladung (ESD). Meist wird angenommen, dass ESD den plötzlichen Tod für einen IC bedeutet. Dies stimmt auch oft. Eine elektrostatische Entladung kann jedoch kleine Schäden verursachen, die das Bauteil nicht zerstören, sich aber auf seine Leistungsfähigkeit auswirken (und zu einem späteren Zeitpunkt zum plötzlichen Ausfall führen können). Eine solche Beschädigung ist oft einmalig, kann sich aber addieren. Einmal hatten wir einen Kunden aus Finnland, der sich beschwerte, dass einer unserer Operationsverstärker im Laufe der Jahre immer stärker rauschte. Genauere Untersuchungen ergaben, dass über die Jahre in den Sommermonaten nicht viel passierte. In den Wintermonaten jedoch begünstigte die trockene Luft des finnischen Winters die Entstehung statischer Elektrizität.

Fazit: Soll ein IC würdevoll altern, ist ein angemessener ESD-Schutz notwendig.

[1]  http://de.wikipedia.org/wiki/Zufallsbewegung
Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices

Überprüfen Sie den Biasstrom – Oder: Wie man dafür sorgt, dass ein Segen auch Gehör findet

Die Biasströme in modernen Verstärkern sind äußerst gering. Muss ich mich überhaupt um sie kümmern?

Es geschah eines Sonntags bei einer Messe in einer Kirche im irischen Limerick (dort befindet sich eine Fertigungsstätte von Analog Devices), die mein Kollege James Bryant besuchte. Der Priester schien beinahe zu flüstern, als er seinen Segen in das Mikrofon sprach: „Der Herr sei mit Euch.“ Die Verstärkeranlage schwieg, und so konnten höchstens die Menschen in der ersten Reihe den Geistlichen verstehen, der anschließend das Mikrofon in die Hand nahm und murmelte „Da stimmt was nicht mit dem Mikrofon!“ Dieser Satz wiederum wurde von der Verstärkeranlage klar und deutlich wiedergegeben und schallte durch die Kirche, was einige Gläubige herausplatzen ließ: „Mit Ihnen auch nicht!“ James konnte sich das Lachen nur mit Mühe verkneifen und bot dem Priester nach dem Gottesdienst seine Hilfe an.

Er stellte fest, dass es sich um ein Tauchspulenmikrofon mit einer differenziellen Verbindung zu einem Vorverstärker des Typs SSM2019 handelte. Das Mikrofon war absolut in Ordnung und lieferte ein Signal an die Verstärkereingänge. Lediglich die Verbindung zwischen der Kabelabschirmung und dem metallenen Mikrofongehäuse war unterbrochen. Eine fehlende Masseverbindung kann ein Brummen verursachen (was kaum zu hören war), aber weshalb sollte dieser Fehler den Verstärker mattsetzen?


title=“Uwe Bröckelmann, Analog Devices“ src=“https://autor.vogel.de/wp-content/uploads/2012/02/Broeckelmann_150x175.jpg“

Die Antwort erhielt er, als er die Vorverstärker-Schaltung näher untersuchte. Die Biasströme der beiden SSM2019-Eingänge flossen über den Mittenabgriff des Mikrofons, der mit dem Mikrofongehäuse verbunden war. Durch die unterbrochene Masseverbindung aber konnten die Biasströme nirgendwo hinfließen, und der Verstärker stellte seinen Betrieb prompt ein. Erst als Pater Adian das Mikrofon in die Hand nahm, konnte über seinen Körper genügend Strom fließen, sodass die Schaltung wieder funktionierte – wenn auch mit einem gewissen Brummen.

Alle verstärkenden Bauelemente, ob Bipolartransistoren, JFETs, MOSFETs oder sogar Elektronenröhren, weisen an ihren Eingängen Gleichströme auf, die man als Biasströme bezeichnet. Bei einigen JFETs und MOSFETs betragen diese nicht mehr als 20 fA, also 210 14A, was ungefähr einem Elektron alle 8 Mikrosekunden entspricht. An den Eingängen von Operationsverstärkern und Instrumentenverstärkern liegen die Biasströme dagegen typisch im Pico- bis Mikroampere-Bereich.

Eine Schaltung, bei deren Entwurf diese Ströme nicht gebührend berücksichtigt wurden, wird also nicht ordnungsgemäß (unter Umständen auch gar nicht) funktionieren. Weil diese Ströme aber so extrem gering sind, reicht oft schon ein gar nicht in Betracht gezogener Strompfad (wie in diesem Fall über Pater Adian) aus, um die Schaltung trotzdem funktionieren zu lassen – wenn auch wahrscheinlich nicht besonders gut.

Gute Analog-Designs zeichnen sich aber dadurch aus, dass sie die von Biasströmen verursachten Effekte nicht dem Zufall oder dem Glück überlassen, sondern von vornherein einkalkulieren und dafür sorgen, dass sie sich weder auf die Leistungsfähigkeit noch auf die Funktionsfähigkeit auswirken.

James beschränkte sich deshalb auch nicht darauf, die unterbrochene Verbindung zu reparieren, sondern versah die Verstärkereingänge zusätzlich mit zwei gleichen, jeweils zur Masse führenden Widerständen. Damit war gewährleistet, dass künftige Massefehler im Mikrofon vielleicht ein Brummen hervorrufen, aber keinesfalls Pater Adian zum Schweigen bringen werden.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices

Komparatoren und Operationsverstärker – nie sollen sie sich treffen!

Weil ein Operationsverstärker eben nicht genauso gut wie ein Komparator ist. Unser Rat an diejenigen, die versucht sind, einen Operationsverstärker als Komparator einzusetzen, deckt sich mit dem Ratschlag, den der Kasper aus dem Theater den Heiratswilligen gibt: „Tun Sie’s nicht!“ Da dieser gute Rat aber wahrscheinlich ebenso wenig beherzigt werden wird wie der vom Kasper, möchte ich hier ein paar Erläuterungen für diejenigen anfügen, die sich partout nicht umstimmen lassen wollen.

Komparatoren besitzen differenzielle Eingänge und einen Rail-to-Rail-Ausgang. Bei den Operationsverstärkern ist es genauso. Komparatoren haben einen geringen Offset, eine hohe Verstärkung und eine hohe Gleichtaktunterdrückung (Common Mode Rejection Ratio – CMRR), genau wie Operationsverstärker.

Aber: Komparatoren sind dafür konzipiert ohne Gegenkopplung zu arbeiten, Logikschaltungen anzusteuern, auch bei Übersteuerung mit hoher Geschwindigkeit zu arbeiten und mit hohen differenziellen Eingangsspannungen fertig zu werden. Während Operationsverstärker für den Betrieb mit Gegenkopplung und die Ansteuerung einfacher resistiver oder reaktiver Lasten konzipiert sind und nicht für ein rasches Erholen nach Übersteuerungen ausgelegt sind. Allerdings sind OpAmps billiger und werden oft in Vierund Sechsfach-Ausführung angeboten (sodass häufig einer übrig ist und geradezu darum bettelt, genutzt zu werden.) Nicht zuletzt bieten Operationsverstärker hinsichtlich der Offset- und Biasströme bessere Eigenschaften als die meisten Komparatoren.

Einen Operationsverstärker als Komparator einzusetzen, kann im Wesentlichen aus drei Gründen, die mit der Geschwindigkeit, der Fähigkeit zum Ansteuern von Logikschaltungen sowie verschiedenen Effekten der Eingangsstrukturen zusammenhängen, zu Problemen führen.

Während Komparatoren für den Betrieb mit großen Spannungsdifferenzen zwischen den Eingängen ausgelegt sind, werden OpAmps für den Betrieb mit Gegenkopplung und weitgehend gleichem Potenzial an beiden Eingängen entworfen. Schon bei einer differenziellen Eingangsspannung von wenigen Millivolt können die internen Schaltungen eines OpAmps in die Sättigung geraten. Die anschließende Erholungsphase kann sehr lang dauern und außerdem je nach dem Grad der Übersteuerung sowie von einem Baustein zum anderen stark variieren. Diese Schwankungen und Geschwindigkeitseinbußen aber können bei einem Komparator höchst unwillkommen sein.

Besitzt ein Operationsverstärker einen Rail-to-Rail-Ausgang und wird mit denselben Versorgungsspannungen betrieben wie die sättigende Logik, die er ansteuert (CMOS oder TTL), so bereitet die Schnittstelle keine Schwierigkeiten. Unterscheiden sich die Versorgungsspannungen für OpAmp und Logik jedoch, sind zusätzliche, unter Umständen recht komplexe Interface-Schaltungen erforderlich, um die richtigen Pegel zu erzeugen.

Noch etwas: Operationsverstärker besitzen meist eine hohe Impedanz und einen geringen Biasstrom am Eingang. Wird jedoch eine differenzielle Eingangsspannung von mehr als ein paar hundert Millivolt angelegt, kann sich dies ändern, und es kann zu den verschiedensten Arten nicht-idealen Verhaltens kommen. Größere Übersteuerungen können außerdem kleinere Schäden an den Eingangsstufen von Operationsverstärkers anrichten, die sich aufaddieren und langfristig die Leistungsfähigkeit beeinträchtigen können, was bei der Entwicklung im Labor unter Umständen unentdeckt bleibt.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices

Masseverbindung für Datenwandler – Oder: Was Philosophie mit Elektronik zu tun hat

Kürzlich gab ich Ihnen den Rat, den digitalen Masse-Pin von A/D-Wandlern mit der analogen System-Masse zu verbinden. Das war kein Irrtum, sondern das ist eine Notwendigkeit!

Bei diesem Rat handelte es sich keineswegs um einen Fehler, sondern das ist die einzig sichere Möglichkeit, Datenwandler (also A/D-Wandler und D/A-Wandler), die separate Massenanschlüsse für den analogen und den digitalen Teil (AGND bzw. DGND) besitzen, an Masse anzuschließen. Ihr ungutes Gefühl hierbei ist das Ergebnis eines Fehlers, den man in der Philosophie als ‚Kategoriefehler‘ bezeichnet.

Einen Kategoriefehler begehen wir, wenn wir annehmen, dass zwei Dinge gleich oder gleichartig sind, nur weil sie denselben oder einen ähnlichen Namen tragen. Die digitale Masse ist der Teil eines Systems, in dem die Masseströme der digitalen Schaltungen eines Systems fließen. In einem Datenwandler dagegen versteht man unter der digitalen Masse (DGND) den Pin, über den der Strom für die digitalen Schaltungen und die Rückströme der digitalen Schnittstellen eines Datenwandlers fließen.

Es handelt sich dabei aber um zwei völlig verschiedene Dinge. Die optimale Stelle, eine Verbindung zwischen dem DGND-Pin und dem AGND-Pin eines Datenwandlers herzustellen, ist tatsächlich unmittelbar am IC-Gehäuse und auf exakt demselben Potenzial. Dies minimiert etwaiges kapazitives Übersprechen zwischen den beiden Massen im Chip und damit auch logikbedingte Störungen am Wandlerausgang. Wann immer möglich, sollte ein Wandler deshalb einen gemeinsamen internen Masseanschluss für den analogen und den digitalen Teil haben. Der Spannungsabfall, der durch den Massestrom des digitalen Teils im Pin-Widerstand entsteht, macht dies jedoch häufig unmöglich, sodass unbedingt separate AGND- und DGND-Pins benötigt werden.

Diese Pins müssen aber unmittelbar am Gehäuse und nirgendwo sonst miteinander verbunden werden. Dabei sollte die Impedanz zwischen den Anschlüssen möglichst klein gehalten und keine Widerstände, Induktivitäten oder Ferrite zwischen die Pins geschaltet werden. An anderer Stelle hatte ich bereits angemerkt, dass Datenblätter oft nicht gerade ideal sind, und so findet sich in den Datenblättern von Wandlern unter Umständen die Empfehlung, AGND und DGND mit der analogen bzw. der digitalen Systemmasse zu verbinden. Finden Sie diesen Hinweis im Datenblatt, so ist er falsch und darf von Ihnen getrost ignoriert werden.

Abgesehen davon ist es selten ratsam, die Verbindungspunkte der analogen System-Masse und der digitalen System-Masse direkt an einem Datenwandler zu platzieren. Sie sollten sich stattdessen in der Nähe der Stromversorgungen befinden. Sofern die Masse-Impedanzen so gering sind, wie sie sein sollten, verschlechtert diese Anordnung die Störimmunität der digitalen Schnittstellen der Datenwandler nur geringfügig, was nichts ausmachen dürfte. Dafür aber verbessert sich das Rauschverhalten des analogen Teils des Systems gravierend, und dies wiederum spielt eine große Rolle.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices

Marktreport Analog-IC und Datenwandler

Das auf die Halbleiter- und Elektronikindustrie spezialisierte Marktforschungsunternehmen Databeans geht davon aus, dass vor allem aus den Bereichen Kommunikationstechnik und Consumerelektronik in den nächsten fünf Jahren eine verstärkte Nachfrage nach Analogbausteinen erfolgen soll. Die Nachfrage nach Smartphones und tragbaren Geräten sowie der Bedarf im asiatisch/pazifischen Raum kurbeln den Markt an, hieß es seitens der Analysten.

Der Analogbereich ist auch der vielseitigste und profitabelste Markt der gesamten Halbleiterindustrie. Applikationsspezifische Standardprodukte (ASSPs) tragen dabei am meisten zum Umsatz bei; Leistungselektronik-ICs und Datenwandler weisen die höchsten Wachstumsraten auf.

In der Databeans-Rangliste 2011 nimmt Texas Instruments mit einem Marktanteil von 15,4% Platz 1 im Analog-IC-Markt ein, gefolgt von STMicroelectronics (9,8%), Infineon (5,9%), Analog Devices (5,8%) und Qualcomm (5,1%).

Im Bereich Datenwandler bleibt Analog Devices mit einem Marktanteil von 48,5% Spitzenreiter. Dahinter rangieren Texas Instruments (23,1%), Maxim (6,8%), Linear Technology (4,6%) und Intersil (2,5%).

Der mit Datenwandlern erwirtschafte Gesamt-Umsatz dürfte 2012 gegenüber dem Vorjahr um 6% steigen, prognostiziert das Marktforschungsunternehmen. 2011 hatte der Markt ein Volumen von 2,7 Mrd. US-Dollar (2010: knapp 3 Mrd. US-Dollar). Langfristig schätzt Databeans, dass der Markt für Datenwandler bis 2017 ein durchschnittliches jährliches Wachstum von 10 % verzeichnen dürfte.

Sigma/Delta-Wandler sind wirklich nicht schwer zu verstehen

Athen ist eine schöne Stadt mit dem Ambiente vieler Jahrtausende alter Geschichte. Mein Kollege war gerade mit Spiros, einem unserer griechischen Distributoren, auf der Akropolis, als er ihn fragte, wie Sigma/Delta-Wandler (Ʃ/Δ) funktionieren. „Sigma und Delta sind Buchstaben unseres griechischen Alphabets,” rief er. „Doch jeder Artikel, den ich bisher über ihre Funktion gelesen habe, klang wie Fachchinesisch für mich. Alle Artikel beginnen mit mehreren Seiten langen partiellen Differenzialgleichungen und tauchen dann in die Tiefe ab.“

Eigentlich reichen zur Erklärung drei Worte: Durch Überabtastung, Rauschformung und digitale Filterung. Wie das?

Wenn eine Spannung viele Male gemessen wird, wird der Durchschnitt der Messungen genauer sein als die einzelnen Messungen. Dies nennt man „Überabtastung“ oder „Oversampling“. („Dither“ kann erforderlich sein, um die Fehler in den Einzelmessungen zufällig zu verteilen; „Dither“ bedeutet das Hinzufügen von Rauschen oder einem anderen AC-Signal, um Fehler zu randomisieren).

Es existiert eine definierte theoretische Minimalgrenze für das mögliche Rauschen eines A/D-Wandlers. Wenn ein ADC ein Signal bei einer Frequenz fs abtastet, enthält der Digitalausgang das Signal. Dieses Quantisierungsrauschen verteilt sich normalerweise gleichmäßig von DC (Gleichspannung) zu fs/2. Beim Abtasten mit einer höheren Rate von Kfs wird das Rauschen über das größere Frequenzband von DC bis Kfs/2 verteilt. Falls man dann das gesamte Rauschen über fs/2 mit einem Digitalfilter entfernt, wird das Signal/Rausch-Verhältnis (SNR) des Digitalausgangs verbessert – dies erhöht die Auflösung des A/D-Wandlers.

Normalerweise erhöht sich das Signal/Rausch-Verhältnis SNR mit der Quadratwurzel von K. Somit sind für Verbesserungen des SNR sehr hohe Abtastraten erforderlich. Ein Ʃ/Δ-Modulator produziert jedoch kein einheitlich verteiltes Quantisierungsrauschen. Obwohl das Gesamtrauschen in einem Ʃ/Δ-System gleich bleibt, ist der größte Teil hochfrequent (HF). Dies wird als Rauschformung bzw. „Noise Shaping“ bezeichnet und erlaubt wesentlich geringere Werte von K.

Falls der Digitalausgang des Ʃ/Δ-Modulators gefiltert wird, um die hohen Frequenzen zu entfernen, und die Frequenzen von DC bis fs/2 (wo sich die gewünschten Signale befinden) erhalten bleiben, wird die Auflösung des Digitalausgang verbessert. Ein Ʃ/Δ-ADC besteht aus einem Ʃ/Δ-Modulator und einem digitalen Tiefpassfilter. Beide Komponenten lassen sich mit moderner Digitaltechnik realisieren. Das Prinzip von Ʃ/Δ-ADCs ist seit über 40 Jahren bekannt. Die Fähigkeit, einen Ʃ/Δ-ADC auf einem Chip zu integrieren ist aber relativ neu.

 

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices

 

AFE mit hoher Gleichtaktunterdrückung für die Prozesssteuerung

Signalpegel in Systemen zur industriellen Prozesssteuerung lassen sich weitgehend in eine der folgenden Kategorien einteilen: Ströme (4 bis 20 mA), Spannungen (0 bis 5 V, 0 bis 10 V, ±5 V und ±10 V) oder kleine Signale von Sensoren wie  Thermoelementen oder Wägezellen. Große Gleichtaktspannungshübe sind ebenfalls typisch, speziell für differentielle kleine Signale. Daher ist ein gutes Verhältnis der Gleichtaktunterdrückungen (CMRR) eine wichtige Spezifikation im analogen Signalverarbeitungssystem.

Bild 1: Leistungsfähiges analoges Frontend für die Prozesssteuerung (vereinfachte Blockschaltung; nicht alle Verbindungen sind dargestellt)

Die analoge Eingangsstufe (AFE) in Bild 1 ist bei der Verarbeitung dieser Industriesignalpegel auf hohe Genauigkeit und hohe

Gleichtaktunterdrückung optimiert. Die Schaltung verschiebt und dämpft die Signale, damit sie zu den Eingangsbereichen der meisten modernen SAR-A/D-Wandler mit unipolarer Versorgungsspannung, wie z.B. der 250 kSample/s schnelle 16 Bit A/D-Wandler AD7685, kompatibel sind.

Bei einem Eingangssignal von 18 Vss erzielt die Schaltung eine Gleichtaktunterdrückung (CMR) von rund 105 dB bei 100 Hz und 80 dB bei 5 kHz. Hohe Genauigkeit, hohe Eingangsimpedanz und eine hohe Gleichtaktunterdrückung werden vom Instrumentenverstärker AD8226 bereitgestellt. Für Anwendungen mit hoher Genauigkeit ist eine hohe Eingangsimpedanz erforderlich, um Systemverstärkungsfehler zu minimieren und zugleich eine gute Gleichtaktunterdrückung zu erreichen. Die Verstärkung des AD8226 ist über Widerstände von 1 bis 1000 programmierbar.

Den gesamten Artikel „AFE mit hoher Gleichtaktunterdrückung für die Prozesssteuerung“ finden Sie auf der Internetseite der Elektronikpraxis.

24 Bit Vierkanal-Datenerfassungssystem mit 156 kSample/s

In diesem Schaltungstipp stellen wir ein vierkanaliges, simultan abtastendes Datenerfassungssystem mit großem Dynamikbereich und hoher Übersprechdämpfung zwischen den Kanälen vor. Das System kann mit flexiblen Abtastraten arbeiten, verfügt über einfache Schnittstellen für die Anbindung an DSP oder FPGA und benötigt ein Minimum an externen Bauteilen.

Bei der Schaltung in Bild 1 handelt es sich um ein vierkanaliges, simultan abtastendes System mit hohem Dynamikbereich, wenig Übersprechen und flexiblen Abtastraten. Das System lässt sich mit minimalem Aufwand an Bauteilen realisieren und verfügt über einfache Schnittstellen für den Anschluss von DSP oder FPGA.

Zum Einsatz kommen vier 24 Bit Sigma-Delta-A/D-Wandler des Typs AD7765 in einer Daisy-Chain-Konfiguration, um die Verbindungen zum digitalen Host zu minimieren. Der komplett integrierte, differenzielle Ein/Ausgangsverstärker der AD7765-Modelle sowie die Referenzpuffer reduzieren die Anzahl externer Bauteile beachtlich.

Die Verwendung des Sigma-Delta-Wandlers in einer simultan abtastenden Konfiguration bietet folgende Vorteile: Bessere Kanal/

Kanal-Übersprechdämpfung als bei Lösungen mit mehreren 24 Bit A/D-Wandlern auf einem Chip. Der Dynamikbereich beträgt

112 dB bei Abtastraten von 156 kSample/s.

Den gesamten Artikel „24 Bit Vierkanal-Datenerfassungssystem mit 156 kSample/s“ können Sie hier als PDF herunterladen.

Temperaturüberwachung mit Kaltstellen-Kompensation via USB

Im analogen Mikrocontroller sind zwei 24-Bit-Sigma-Delta-A/D-Wandler, zwei programmierbare Stromquellen, ein 14-Bit-DAC und eine 1,2-V-Referenz integriert. Ebenfalls  vorhanden  sind ein ARM7-Core mit 32 KByte Flash-Speicher, 4 KByte SRAM sowie verschiedene Peripheriefunktionen wie z.B. UART, Timer, SPI und I2C-Schnittstellen.

Die in Bild 1 dargestellte Anwendung kombiniert den ADuC7060/ADuC7061 mit einem Thermoelement und einem PT100-Messfühler, der für die Kaltstellen-Kompensation verwendet wird. Als Abtastrate wird 100 Hz gewählt. Stellt man den eingangsseitigen PGA auf eine Verstärkung von 32 ein, erreicht der analoge Mikrocontroller eine rauschfreie Auflösung von mehr als 18 Bit.

Den Gesamten Artikel „Temperaturüberwachung mit Kaltstellen-Kompensation via USB“ als PDF herunterladen.