RC-Filter als Deglitcher für D/A-Wandler

Als Autofahrer kennt man die Bodenschwellen, mit denen Temposünder mehr oder weniger unsanft ermahnt werden, den Fuß vom Gas zu nehmen. Man hat hier nur zwei Optionen: entweder abbremsen oder das Hindernis umfahren. Das gilt auch für das Deglitching bei D/A-Wandlern.

Bild 1: Störende Glitches bei einem 16-Bit-D/A-Wandler

Als ich neulich vor einem solchen künstlichen Hindernis abbremste, musste ich unwillkürlich an einen 16-Bit Präzisions-D/A-Wandler in R-2R-Technik denken, mit dem ich gerade zu tun hatte und bei dem es in der Bereichsmitte stets zu einem Glitch kam (Bild 1). Wählt man einen DAC mit starken Glitch-Effekten, kann man am Ausgang eine Deglitch-Schaltung hinzufügen, die die Auswirkungen dieser Störimpulse abmildert. Hier kommen zwei gängige Deglitch-Schaltungen für DACs in Frage: Die Verwendung eines einfachen Tiefpassfilters entspricht der Abbrems-Taktik, während man sich mit der Verwendung einer Sample-and-Hold-Schaltung für das Umfahren des Hindernisses entscheidet. Beide Deglitch-Schaltungen können entweder die Glitch-Amplitude verringern oder die Glitch-Energie komplett beseitigen.

Bild 2: Codewechsel in Bereichsmitte bei einem R-2R-D/A-Wandler des Typs DAC8881 (Vref = 5 V, AVDD = 5 V

Die einfachste Deglitch-Methode für einen DAC basiert auf einem RC-Filter (Bild 2 unten), das an den Verstärkerausgang des DAC (VOUT) angeschlossen wird. Dieses Filter schwächt die Amplitude des Glitch ab, erhöht aber gleichzeitig die Einschwingzeit.

Die obere Kurve in Bild 2 gibt das Signal am LDAC-Pin (Load DAC) des D/A-Wandlers wieder. Das Datenwort wird über den DIN-Pin (Data in) und den CLK-Pin (Takt) seriell in den DAC geladen. Sobald das komplette Datenwort geladen ist, veranlasst eine steigende Flanke am LDAC-Pin, dass es in die internen Register des DAC übertragen wird. Dies wiederum löst eine Änderung der Ausgangsspannung des DAC aus. Die mittlere Kurve zeigt den analogen Glitch, der ungefähr in der Bereichsmitte am DAC-Ausgang zu beobachten ist. Die Kurve ganz unten schließlich zeigt das gemessene analoge Signal nach dem RC-Tiefpass.

Normalerweise läuft hierbei alles glatt. Beim Wechsel auf einen höheren oder niedrigeren Datencode wird die Ausgangsspannung entsprechend höher oder geringer. Bei der Hälfte sowie bei einem Viertel und drei Vierteln des Bereichs erzeugt der DAC jedoch einen Glitch, wobei der in der Mitte des Bereichs auftretende Glitch die größte Amplitude hat.

Um die richtigen RC-Werte zu bestimmen wird die Periodendauer des Glitch‘ ermittelt und der 3-dB-Punkt des Filters so gelegt, dass er sich ungefähr eine Dekade unterhalb der Glitch-Frequenz befindet.

Dazu ein Beispiel: In Bild 2 beträgt die Glitch-Periodendauer etwa 1 µs, was einer Glitch-Frequenz von 1 MHz entspricht. Auf der Basis dieser Schätzung wurden die RC-Werte in Bild 2 so gewählt, dass ein 80-kHz-Tiefpassfilter entsteht. Auf jeden Fall sollte der Widerstandswert so niedrig wie möglich angesetzt werden, um die Ausgangsspannung nicht zu verfälschen.

Das Glitch-Problem des R-2R-DAC wird mit diesem RC-Filter also tatsächlich behoben, allerdings hat diese Methode auch ihre Kehrseite. Die untere Kurve in Bild 2 zeigt deutlich, wie das RC-Filter die Einschwingzeit des DAC-Ausgangssignals erhöht.

Je nach den Anforderungen der Applikation kann ein einfaches RC-Filter die richtige Lösung sein. Wird für eine Anwendung unbedingt ein R-2R-DAC benötigt, der einen störenden Glitch besitzt, kann auch eine Schaltkondensator-Lösung im Verbund mit einem RC-Filter geeignet sein.


Von Bonnie C. Baker,  Texas Instruments.

Mein besonderer Dank gilt Tony Calabria, Precision Analog Applications Engineer bei Texas Instruments.

 

 

 

Was Datenblätter über einen A/D-Wandler verraten – und was nicht




Die Spezifikation eines A/D-Wandlers ist anhand der Datenblätter nicht immer eindeutig. Im Beitrag erklären wir den Unterschied zwischen „Auflösung“ und „Genauigkeit“, den Zusammenhang zwischen Dynamikumfang und Grundrauschen sowie die Auswirkungen dieser Parameter auf Applikationen in der Messtechnik.

Der Dynamikumfang ist definiert als der Quotient der größten zur kleinsten Signalstärke, die das System jeweils noch messen kann. Das größte Signal kann als Spitze-Spitze-Wert, als Amplitude oder als Effektivwert angegeben sein. Und jeder dieser Werte liefert ein unterschiedliches Ergebnis. Sehen wir uns ein 1-V-Sinussignal an:

Spitze-Spitze-Wert = 2 V

Amplitude = 1 V

Effektivwert = 0,707 x Amplitude = 0,707 x 1 V = 0,707 V

Der messbare Bereich findet seine untere Grenze im Grundrauschen. Dies entspricht dem Effektivwert des Messergebnisses ohne anliegendes Signal. Der Pegel des Grundrauschens hängt von der Bandbreite ab, über welche die Messung erfolgt. Mit jeder Verdoppelung der Bandbreite steigt das erfasste Rauschen um den Faktor 1,41 oder 3 dB. Daher sollte man wissen, dass die Angabe für den Dynamikumfang sich immer auf eine bestimmte Bandbreite bezieht, die aber oft gar nicht spezifiziert wird. Und damit wird der angegebene Wert sinnlos.

Der Dynamikumfang und der Störabstand (Signal-to-Noise Ratio, SNR) eines Bausteins entsprechen einander per Definition. Dynamikumfang = SNR = Nutzsignalspannung/Rauschspannung (Effektivwerte) in dB.

Dynamikumfang (dB) = SNR (dB) = 20 * log10 (Nutzsignalspannung/Rauschspannung)

Statt des Effektivwerts der maximalen Signalspannung beziehen sich manche Hersteller auf die Amplitude oder den Spitze-Spitze-Wert, um die Daten besser aussehen zu lassen. Der Dynamikumfang oder das SNR erfahren so eine magische Verbesserung um 3 oder 9 dB. Da die Spezifikationen irreführend sein können, sollte man sie besonders genau prüfen. Auflösung und Genauigkeit sind Begriffe, die bei der Bewertung der Daten eines A/D-Wandlers oft als austauschbar angesehen werden. Man beachte aber, dass Auflösung nicht mit Genauigkeit, und Genauigkeit nicht mit Auflösung gleichgesetzt werden kann.

Die Auflösung eines A/D-Wandlers

 Bild 1: Grundschaltung eines Messsystems mit A/D-Wandler (Bild: Freescale)
Bild 1: Grundschaltung eines Messsystems mit A/D-Wandler (Bild: Freescale)

Die Auflösung eines A/D-Wandlers wird durch die Anzahl der Bits bestimmt, die zur Digitalisierung eines Eingangssignals herangezogen werden. Für einen 16-Bit-Wandler wird der gesamte Spannungsbereich durch 216 (65.536) diskrete digitale Werte oder Ausgangscodes abgebildet. Der absolute Mindestwert, den ein System messen kann, ist daher durch 1 Bit oder 1/65.536 des Spannungsbereichs des A/D-Wandlers vorgegeben.

Die Genauigkeit des A/D-Wandlers gibt an, wie nahe der wirklich ausgegebene digitale Wert für ein vordefiniertes Analogsignal am Eingang dem theoretisch erwarteten digitalen Wert kommt. In anderen Worten, die Genauigkeit des Wandlers drückt aus, wie viele Bits im digitalen Ausgangscode nützliche Informationen über das Eingangssignal enthalten.

Wie schon oben ausgeführt, kann die Genauigkeit eines A/D-Wandlers mit einer Auflösung von 16 Bit, bedingt durch interne oder externe Fehlerquellen, deutlich niedriger als die Auflösung liegen. Beispielsweise kann ein mit 16 Bit spezifizierter A/D-Wandler unter Umständen nur eine Genauigkeit von 12 Bit liefern. In diesem Fall geben die 4 LSBs (Least Significant Bit) lediglich im A/D-Wandler generiertes statisches Rauschen wieder.

Was der Dynamikumfang eines A/D-Wandlers bedeutet

 Bild 2: Amplitude des Eingangssignals und Dynamikumfang des A/D-Wandlers
Bild 2: Amplitude des Eingangssignals und Dynamikumfang des A/D-Wandlers

Der Dynamikumfang und die Genauigkeit eines A/D-Wandlers bedeuten in vielen Fällen das Gleiche. Ein idealer A/D-Wandler produziert am Ausgang einen Digitalwert, der eine Funktion der analogen Eingangsspannung und der Referenzspannung ist, wobei

Digitalwert = Maximale Signalspannung x [VIN+ – VIN-] / [VREF+ – VREF-] = Maximale Signalspannung x [VIN /VREF]

 

Jeder Digitalwert am Ausgang entspricht einem Bruchteil der Referenzspannung. In jedem Fall sollte man beachten, dass der Dynamikumfang des A/D-Wandlers der maximalen Amplitude des zu wandelnden Signals entsprechen sollte, um bei der Wandlung ein Maximum an Präzision zu gewährleisten.

Nehmen wir einmal an, dass die Spannung des zu wandelnden Signals zwischen 0 und 2,5 V schwankt und dass VREF 3,3 V beträgt wie in Bild 2 dargestellt. Ein 16-Bit A/D-Wandler kann 216 = 65.536 verschiedene Digitalwerte ausgeben, wobei in unserem Fall ein Least Significant Bit (LSB) = VREF/65536 = 3,3 V / 65.536 = 50,35 µV entspräche. Bei einem idealen A/D-Wandler werden alle Digitalwerte mit exakt 1 LSB gestaffelt. Beträgt also die maximale Signalspannung am Eingang des A/D-Wandlers 2,5 V, dann würde sich das in 49.652 Quantisierungswerte übersetzen (2,5 V/1 LSB). In diesem Fall gibt es 15.884 ungenutzte Quantisierungswerte (65.536 – 49.652 = 15.884). Darunter leidet die Genauigkeit des gewandelten Signals bzw. vermindern sich die ENOBs (Effective Number of Bits) um 0,4 Bit.

Die ENOB- oder Genauigkeitsverluste verschlimmern sich mit größer werdender Abweichung der Referenzspannung des A/D-Wandlers (VREF) und dem maximalen Signalpegel am Eingang. Beträgt beispielsweise der maximale Signalpegel am Eingang des A/D-Wandlers nur 1,2 V bei VREF = 3,3 V, dann gehen, in ENOBs ausgedrückt, 1,5 Bit verloren. Im Sinne maximaler Genauigkeit sollte also die maximale Amplitude des Eingangssignals entsprechend an den Dynamikumfang des A/D-Wandlers angepasst werden.

Auswirkungen der Parameter auf typische Applikationen

Digitalkamera:Einfach ausgedrückt entspricht der Dynamikumfang einer Digitalkamera dem Bereich aller von der Kamera gelieferten Digitalwerte, die in einem Pixel des Bildsensors generiert werden, vom hellsten bis zum dunkelsten, gerade noch erkennbaren Bildpunkt. Die Mindestbitrate bei der Auflösung eines A/D-Wandlers wird durch den Dynamikumfang (Genauigkeit) des Bildsensors vorgegeben.

Beträgt der Dynamikumfang des Sensors beispielsweise 1000:1 (60 dB), so sollte der A/D-Wandler mindestens 10 Bit (210 = 1024 diskrete Werte) auflösen können, um Informationsverluste zu vermeiden. In der Praxis jedoch ist es sinnvoll, den A/D-Wandler auf 12 Bit überzudimensionieren, um Fehlerreserven für den A/D-Wandler vorzuhalten.

Die Behauptung, eine Kamera hätte einen Dynamikumfang von 12 Bit, nur weil sie über einen 12- oder 16-Bit Analog-Digital-Wandler verfügt, ist irreführend, da Rauschen und die Eigenschaften der Pixelquelle hinsichtlich der Bereitstellung eines solchen Dynamikumfangs nicht berücksichtigt worden sind.

Aus den vorstehenden Erklärungen kann man leicht verstehen, dass dies nur zutrifft, wenn der Sensor selbst mit einem ausreichenden Dynamikumfang aufwartet. Der Tonumfang und der Dynamikumfang des Gesamtsystems können nie größer sein als der Dynamikumfang des Sensors. Deshalb ist es wichtig zu wissen, wie der echte Dynamikumfang einer Kamera aussieht. Das in diesem Abschnitt behandelte Beispiel hat gezeigt, dass es einen Unterschied macht, ob man eine Kamera mit einem Dynamikbereich von 12 Bit hat oder eine Kamera mit einem 12-Bit A/D-Wandler.

Widerstandsthermometer: Das Widerstandsthermometer basiert auf einem Temperatursensor, der sich die Tatsache zu nutze macht, dass sich der elektrische Widerstand mancher Materialien bei Temperaturänderungen in definierter Weise ändert. Diese bestehen in der Regel aus Platin und weisen die folgenden Eigenschaften auf:

  • Sensorwiderstand bei 0 °C = 100 Ω
  • Widerstandsänderung/°C = 0,385 Ω (European Fundamental Interval)
  • Messstrom durch den Sensor = 1 mA
  • Temperaturbereich: 0 bis 500 °C

Für die Widerstandsmessung müssen Widerstandsthermometer in der Regel mit einem kleinen Strom von etwa 1 mA betrieben werden. Eine Temperaturänderung von 1 °C resultiert in einer Widerstandsänderung von 0,385 . Daher können selbst kleinste Fehler bei der Widerstandsmessung als große Abweichungen bei der Temperaturbestimmung eingehen.

Das Thermometer soll Temperaturänderungen in Schritten von 0,1 °C, dies entspricht dem LSB des Systems, über einen Bereich von 0 bis 500 °C erfassen. Die entsprechende Widerstandsänderung über den Gesamtbereich beträgt 192,5 Ω. Die auf dieser Widerstandsänderung beruhende Spannungsänderung würde bei 192,5 mV liegen.

Daraus folgt: Dynamikumfang = Maximales Eingangssignal / Größe des LSB = 192,5 mV/38.5 µV = 5000 Ein 13-Bit A/D-Wandler sollte diesen Anforderungen genügen.

Die am Thermowiderstand anliegende Spannung variiert zwischen 100 und 292,5 mV. Damit man die einem LSB entsprechende Eingangsspannung mit einem SAR A/D-Wandler erfassen kann, müsste man das Eingangssignal mit einem Verstärker anheben, um in einen Bereich zu kommen, den ein A/D-Wandler in der Praxis unterstützen kann. Nehmen wir an, wie bauen einen Verstärker mit einer festen Verstärkung von 17 ein. Mit diesem liegt der Spannungsbereich nun zwischen 1,7 und 4,92 V. Wie schon oben erklärt (Bild 2 gezeigt), reizt man mit diesem Ausgangsspannungsbereich den A/D-Wandler nicht aus und limitiert somit den Dynamikumfang.

Da in dieser Anwendung die Größe des LSB eine Hauptrolle spielt und wir einen typischen A/D-Wandler mit einer Spannung von 5 V bei vollem Signal einsetzen wollen, benötigen wir einen Wandler mit ENOB [Effective Number of Bits] = 1,44 * ln [Max. Eingangsspannung/LSB] = 1,44 * ln[5 V/38,5 µV] = 17 Bit.

Ein guter Sigma-Delta ADC sollte diese Leistungsdaten liefern können. Man beachte, dass eine 13-Bit-Anwendung nicht immer einen 13-Bit Wandler benötigt.

Stromzähler: Stromzähler werden heutzutage immer intelligenter und benötigen immer häufiger eine hohe Genauigkeit über einen weiten Dynamikumfang, da alle Ungenauigkeiten bei der Messung für den Energieversorger in signifikanten Verlusten resultieren könnten.

Für einen typischen Zähler der Klasse 1 mit einem Dynamikumfang von 2000:1 würde das kleinste zu messende Signal bei 0,5 mV liegen, wenn man eine Maximalspannung von 1 V zugrunde legt.

Der maximal tolerierbare Fehler für den Stromzähler liegt typischerweise bei 0,1% des gemessenen Parameters über den spezifizierten Dynamikumfang. Fehlertoleranz = 0,1% von 0,5 mV = 500 nV.

Daher beträgt das kleinste zu messende Signal 500 nV. Das System muss 500 nV aus 1 V auflösen können, wozu man einen A/D-Wandler mit 1 V/500 nV = 2 x 106 Quantisierungsstufen benötigen würde. Dies würde einen A/D-Wandler mit 21 Bit ENOB voraussetzen. Einen wichtigen Punkt gibt es hier zu beachten: ein 21-Bit Universal-ADC genügt diesen Anforderungen nur dann, wenn er besonders rauscharm ist und Spannungen bis herunter zu 500 nV auflösen kann. Dieses spezielle Beispiel gilt nur für die Spannungsmessung in Stromzählern. Wir wollen es hier nur erwähnen: die Strommessung in Elektrozählern unterliegt noch schärferen Anforderungen als die Spannungsmessung.

WEBENCH System Power Architect

Der WEBENCH System Power Architect ist ein Online-Werkzeug, das bei der Entwicklung von Stromversorgungen auf Systemebene unterstützt, auch geeignet  für Hot Swap und isolierte DC/DC-Wandlung.

Texas Instruments hat die WEBENCH-Tool-Suite um den WEBENCH System Power Architect erweitert. Das Online-Tool hilft bei der Entwicklung von Hochleistungs-DC-DC-Stromversorgungssystemen mit mehreren Ausgängen. Es lässt sich ein vollständiges Stromversorgungssystem erstellen und optimieren. Neben der Entwicklung und Simulation von einzelnen Point-of-Load-Wandlern sind Anpassungen an mehrere Intermediate-Bus-Architekturen und die Sicherheitsisolierung im Zusammenhang mit den Hot-Swap-Controllern und isolierten Stromversorgungsprodukten von TI möglich.

Laut TI können Entwickler mit dem Power Architect isolierte und Hot-Swap-fähige Stromversorgungssysteme in ca. 60 s erstellen. Wenn mehrere Lasten angesteuert werden müssen, lassen sich Ausgangsspannungen und Laststromstärke anpassen, die mit kritischen Parametern wie VOUT-Toleranz, Sanftanlauf, Lastgruppierung und Sequenzierung vorkonfiguriert wurden. Weitere wählbare Optionen sind Brummfilter, LDOs (Low Dropout Regulator), externe Synchronisierung und separate Stromversorgung.

In diesem Video wird mehr erklärt.

Wichtige Merkmale des System Power Architects:

  • Umfasst eine Vielzahl von Hot-Swap-Controllern von TI, wie den LM5069 mit Leistungsbegrenzung, sowie isolierte Stromversorgungsprodukte, wie den 10-W-PTMA402050.
  • Bietet alle Möglichkeiten der bisherigen FPGA und Processor Power Architect, unterstützt 268 Prozessoren und 190 FPGAs von sieben Herstellern.
  • Unterstützt eine Vielzahl von Stromversorgungstopologien, darunter Abwärts-, Aufwärts-, Abwärts/Aufwärts-Wandler, SEPIC, invertierend, Flyback und LDO.

Leitfaden: Dynamische Leistungsfähigkeit von A/D-Wandlern

Die Eigenschaften von A/D-Wandlern lassen sich durch verschiedene Parameter beschreiben. Leider sind nicht alle Kennwerte konsequent in den Datenblättern angegeben. Dies kann vor allem für Jungingenieure recht verwirrend sein. Unser Leitfaden soll dabei helfen, die Herstellerangaben zu SAR-Wandlern besser zu bewerten und zu vergleichen.

Die dynamische Leistungsfähigkeit eines A/D-Wandlers wird durch Parameter festgelegt, die aus einer Analyse des Frequenzbereiches gewonnen werden. Hierfür wird eine schnelle Fourier-Transformation (FFT) an den Ausgabewerten des A/D-Wandlers ausgeführt. Anhand von Diagrammen typischer FFTs (zur Vereinfachung übertrieben dargestellt) wird nachfolgend die dynamische Leistungsfähigkeit eines Umsetzers erläutert.

Bild 1: Eine FFT der ADC-Ausgabewerte

In Bild 1 entspricht die Grundfrequenz der Eingangssignalfrequenz. Dieses Signal wurde mit dem Wandler gemessen. Bei dem Rest handelt es sich um Störgeräusche – ungewollte Signale, die zum eigentlichen Signal in Beziehung stehen. Dazu gehören beispielsweise die harmonische Verzerrung (Oberwellen), das thermische Rauschen, 1/f-Rauschen (rosa Rauschen) und Quantisierungsrauschen.

Nicht jedes Rauschen wird vom A/D-Wandler verursacht, auch äußere Fehlerquellen können sich auswirken. Die Harmonischen und das thermische Rauschen könnten beispielsweise von einem externen Schaltkreis am Eingang des Wandlers herrühren. Ingenieure minimieren äußere Fehlerquellen bei der Qualifizierung eines Wandlers und durch das Systemdesign.

Der Rauschabstand oder SNR

Gleichung 1

Der Rauschabstand oder Signal-Rausch-Abstand (SNR, Signal-to-Noise-Ratio) wird in dB angegeben und kennzeichnet das Verhältnis der Effektivwerte des Eingangssignals zum Gesamtsignal (ohne Harmonische).

Gleichung 1 gibt dies wieder.

Der Rauschabstand, der bei der SNR-Berechnung ermittelt wurde, schließt das Quantisierungsrauschen ein. Er beinhaltet jedoch nicht die harmonische Verzerrung. Bei einer gegebenen Auflösung bestimmt demnach das Quantisierungsrauschen den Signalstörabstand eines A/D-Wandlers (Gleichung 2):

SNR(dB) = 6,02 N + 1,76          (Gleichung 2)

Dabei steht N für die ADC-Auflösung. Das Quantisierungsrauschen lässt sich nur durch Abtasten mit einer höheren Auflösung (d.h. einem Wandler mit höherer Auflösung oder durch Oversampling) reduzieren. Andere Quellen für Störwerte umfassen das thermische Rauschen, 1/f-Rauschen und den Apertur-Jitter.

Die Klirrdämpfung oder THD

Bild 2: SNR – Grundsignal im Vergleich zum Grundrauschen

Die Nichtlinearität im Datenwandler führt zu einer harmonischen Verzerrung, wenn diese in der Frequenzdomäne analysiert wird. Diese Harmonischen äußern sich in der FFT als Spitzen in den Oberwellen des Signals (Bild 2).

Diese Verzerrungen werden als gesamte harmonische Verzerrung (THD) oder Klirrdämpfung bezeichnet und nach Gleichung 3 berechnet.

Gleichung 3

Die Klirrdämpfung nimmt mit höheren Frequenzen ab, bis sie geringer ist als das Grundrauschen oder außerhalb der relevanten Bandbreite liegt. Die Datenblätter geben im Allgemeinen an, welche Oberwellen in die Berechnung der THD einbezogen wurden; üblicherweise wird noch die Oberwelle der fünften Ordnung (siehe Tabelle 1) verwendet.

Der Rauschabstand plus Verzerrung oder SINAD

Rauschabstand plus Verzerrung (SINAD) bieten ein vollständigeres Bild der auftretenden Störwerte, da sie Störgeräusche und Klirrdämpfung in einem einzigen Parameter zusammenfassen. Der SINAD-Wert gibt an, wie das gemessene Signal im Vergleich zu den Störwerten und der Verzerrung sein wird.

Das SINAD-Verhältnis wird nach Gleichung 4 berechnet.


Gleichung 3

Gleichung 4

In den Datenblättern von Herstellern wie Silicon Laboratories sind im Allgemeinen die SINAD-Werte eines A/D-Wandlers spezifiziert.

Der störungsfreie Dynamikbereich oder SDFR



Der störungsfreie Dynamikbereich (SFDR, Spurious-free Dynamic Range) ist das Verhältnis der Effektivwerte der Grundfrequenz und der nächst größeren Harmonischen am Ausgang des Wandlers. Diese Störung ist üblicherweise eine Oberschwingung des gemessenen Signals; dies trifft jedoch nicht in jedem Fall zu (Bild 3). SFDR wird normalerweise in dBc angegeben, wobei der Buchstabe „c“ für das Trägersignal steht.

Mit den in den Datenblättern angegebenen A/D-Wandler-Parametern lässt sich die Leistungsfähigkeit eines Wandlers in unterschiedlichen Anwendungen feststellen. Der Ingenieur stützt sich auf diese Parameter, wenn er festlegt, wie der Wandler in einer Anwendung eingesetzt werden soll.

Leistungsspezifikationen garantieren darüber hinaus, dass ein Übertrager Anforderungen, die an ihn gestellt werden, bewältigen kann. In den Datenblättern kennzeichnen dies die Werte maximal oder minimal.

In den in der Tabelle gezeigten Spezifikationen gibt der Auszug aus dem Datenblatt beispielsweise einen INL-Höchstfehler von 1 LSB an. Dies sollte bedeuten, dass der Hersteller den Wandler getestet hat und angibt, dass der INL-Fehler nicht mehr als 1 LSB betragen sollte. Neben dem Minimum- und Maximum-Wert werden außerdem als typisch aufgeführte Parameter angegeben.

Diese werden vom Hersteller nicht garantiert, sondern stellen lediglich charakteristische Parameter der durchschnittlichen Leistungsfähigkeit dieses Wandlers dar. Ist in einem Datenblatt beispielsweise ein Wert von 2 LSB INL in der Spalte „typisch“ angegeben, kann der Ingenieur durchaus einen höheren INL-Fehler bei diesem Wandler feststellen.

Welche Werte garantieren die Leistungsfähigkeit?

Bild 4: Störungsfreier Dynamikbereich (SFDR)

Obwohl ein typischer Wert keine Garantie für die Leistungsfähigkeit ist, kann dieser Parameter dem Entwickler eine Vorstellung von der Leistungsfähigkeit des Wandlers geben. Diese Zahlen sind im Allgemeinen von der Bauteilequalifizierung des Herstellers abgeleitet oder können aufgrund des Designs erwartet werden. Die Angabe von typischen Werten ist hilfreicher, wenn der Hersteller dazu die Standardabweichung der getesteten Spezifikation belegt. Sie gibt an, in welchem Maß die Leistungsfähigkeit des Umsetzers voraussichtlich von den als typisch angegebenen Werten abweichen wird.

Dies sollte bei einem Vergleich von ADC-Datenblättern beachtet werden, insbesondere dann, wenn sich die Spezifikation des A/D-Wandlers als kritisch für das entsprechende Design erweist. Ein Wandler mit einem typischen INL-Wert von 2 LSB könnte einen höheren INL-Fehler erreichen als angenommen und dadurch aus einem 12-Bit-A/D-Wandler gewissermaßen einen 10-Bit-A/D-Wandler machen.

Der Autor Len Staller ist als Applikationsingenieur bei Silicon Laboratories in Austin, Texas/USA tätig.

Beispiel: Elektrische Leistungsmerkmale des 16-Bit-A/D-Wandlers C8081F060 VDD = 3,0 V, AV+ = 3,0 V AVDD = 3,0 V, UREF = 2,50 V (REFBE = 0), –40 bis 85°C, sofern nichts anderes angegeben

Parameter von A/D-Wandlern einfach ermitteln




Hat man sich anhand der Datenblatt-Angaben für einen A/D-Wandler entschieden, bleibt die Unsicherheit, ob die Parameter mit realistischem Aufwand im eigenen Entwurf erreicht werden können. Hilfreich sind hier wandlerspezifische Evaluierungsmodule und Software, mit denen man die Schlüsselparameter des Wandlers unter den eigenen Bedingungen prüfen kann.

Zu Beginn eines Projektes stehen Entwickler meist vor der Aufgabe, geeignete A/D-Wandler auzuwählen. Während sich die Architektur in vielen Fällen bereits durch den vorgeschalteten Sensor ergibt, sind Punkte hinsichtlich der benötigten Auflösung, dem erwünschten Rauschabstand und weiteren Parametern offen. Ist die Auswahl dann anhand der Angaben im Datenblatt erfolgt, bleibt doch die Unsicherheit, ob diese Parameter auch mit einem realistischen Aufwand und insbesondere mit den eigenen zu messenden Signalen erreicht werden.

Hier ist es in der Praxis in vielen Fällen hilfreich, wenn der Hersteller ein Evaluierungs-Modul (EVM) zur Verfügung stellt, mit dessen Hilfe man sich ein besseres Bild von der Leistungsfähigkeit des Wandlers unter den im eigenen Entwurf vorhandenen Bedingungen machen kann. Dies erspart entweder den Aufbau einer eigenen Testplatine oder verkürzt die Zeit, bis der Prototyp der eigenen Schaltung zur Verfügung steht.

IEEE-Standard 1241-2000: Messungen an A/D-Wandlern

Der IEEE Standard 1241-2000 beschreibt mehrere Möglichkeiten, Messungen an A/D-Wandlern durchzuführen. In der Praxis haben sich der Servo-Loop-Test, mit dem sich die Gleichstromparameter ermitteln lassen, sowie der Sinuswellen-Test zum Bestimmen der Wechselstromparameter durchgesetzt. Die IEEE-Spezifikation beschreibt ebenfalls ein Verfahren, mit dem die Gleichstromparameter mithilfe des gleichen Aufbaus wie beim Wechselstrom-Test ermittelt werden können, weswegen im Folgenden auch nur dieser Test beschrieben wird.

Bild 1: Minimal benötigter Aufbau für den Sinus-Test
Bild 1: Minimal benötigter Aufbau für den Sinus-Test

Für den Sinus-Test ist der in der Bild 1 gezeigte Aufbau notwendig, der einer Minimalkonfiguration entspricht. Ist eine höhere Präzision erforderlich, wird in vielen Fällen ein zweiter Funktionsgenerator verwendet, der den getesteten A/D-Wandler mit einem Taktsignal versorgt, das – um eine kohärente Abtastung zu erreichen – mit dem Sinusgenerator für das Eingangssignal gekoppelt wird.

Um aussagekräftige Ergebnisse zu erzielen, muss der Generator für das Eingangssignal eine um mindestens –20 dB geringere Verzerrung besitzen, als vom A/D-Wandler zu erwarten ist. Ein idealer 16 Bit Wandler besitzt einen SINAD (Signal to Noise and Distortion, Verhältnis von Signal- zu Rauschleistung) von 98 dB, der mit dem idealen Signal-Rauschabstand (SNR) identisch ist. Daher müsste der Signalgenerator mindestens einen THD+N (Total Harmonic Distortion + Noise, Klirrfaktor + Rauschen) von –118 dB besitzen.

Bei diesem Aufbau müssen die Wandlungsergebnisse vom Konverter ausgelesen und auf einem PC verarbeitet werden. Dies ist im Regelfall mit einer eigenen Programmierung verbunden und daher zeit- und kostenintensiv.

Wandlerspezifische Eval-Module: Performance Demonstration Kits

Eine Lösung dieser Problemstellung bietet Texas Instruments mit den so genannten Performance Demonstration Kits (PDK) an. Diese Kits bestehen aus einem wandlerspezifischen Evaluierungsmodul und einer Trägerkarte nebst Netzteil, die für den Transfer der Daten zwischen dem Wandler und dem mitgelieferten PC-Programm zur Auswertung und Darstellung verantwortlich ist. Aufgrund der Modularität der Komponenten ist der gesamte Bausatz recht preiswert. So kostet zum Beispiel das PDK für den ADS1258 (Aufmacher), einem 8 Kanal, 24 Bit Delta-Sigma-Wandler im Online-Store 149 US-$. Der Transfer zwischen der Trägerkarte und dem PC erfolgt über USB, damit stehen auch große Datenmengen schnell zur Verfügung.

Aufbau des Wandler-Evaluierungs-Moduls

Das Wandler-EVM ist so aufgebaut, dass bei einer guten Signalquelle die Datenblatt-Parameter im Allgemeinen erreicht werden. Die Platine beinhaltet den Wandler und das zugehörige analoge Front-End sowie die Referenzquelle, sofern diese benötigt wird. Die verfügbaren Steckerleisten ermöglichen auch einen Einsatz der Platine ohne Trägerkarte. Benötigt man zum Betrieb des Wandlers verschiedene Spannungen, werden diese in einigen Fällen direkt auf der Karte erzeugt. Ein Einspeisen von einer externen Quelle ist ebenfalls möglich, um z.B. die Verhältnisse im eigenen System zu emulieren.

Für die korrekte Ansteuerung und die eigentliche Datenakquisition ist der auf der Trägerplatine vorhandene Signalprozessor vom Typ TMS320VC5507 verantwortlich.

Zu diesem Zweck wird beim Starten des zugehörigen PC-Programmes eine wandlerspezifische Firmware geladen. Weiterhin ist auf der Trägerplatine eine PLL untergebracht, die alternativ zum auf dem EVM befindlichen Oszillator als Taktquelle für den Wandler dient.

Signalauswertung mit dem PC-Programm ADCPro

Mithilfe des für die Signalauswertung bereitgestellten PC-Programms ADCPro lässt sich das Testsignal auf drei Wegen begutachten: im Zeitbereich, als Histogramm und im Frequenzbereich.


Bild 2: Evaluierungs-Modul ADCPro: Links: Für die Steuerung notwendige Elemente. Rechts: Test-Plug-in

Zu diesem Zweck ist das Programm modular aufgebaut und in drei Bereiche aufgeteilt: Der linke Bereich beinhaltet die für die Steuerung des Wandlers notwendigen Schalter und Steuerelemente, während der rechte Bereich dem eigentlichen Test-Plug-in vorbehalten ist. Der dritte und letzte Sektor ist ganz oben angeordnet und für die Datenakquisition verantwortlich (Bild 2).

Schritt 1: Test im Zeitbereich

Im Allgemeinen wird man die Evaluierung eines Wandlers mit der Konfiguration des Wandlers beginnen, d.h. man wählt zuerst die zu begutachtenden Kanäle, die zu verwendende Taktquelle und Abtastrate oder die Referenz im linken, wandlerspezifischen Bereich der Software aus. Ist der Wandler wunschgemäß konfiguriert, steht in den meisten Fällen als erster Test der in der Zeitdomäne an.

Bild 3: MultiScope-Tester (Zeitbereich) im ADCPro-Programm
Bild 3: MultiScope-Tester (Zeitbereich) im ADCPro-Programm

In ADCPro ist dafür der so genannte „MultiScope-Tester“ zuständig, der einen oder mehrere Kanäle im Zeitbereich anzeigen kann und sich ähnlich wie ein Mehrkanal-Oszilloskop verhält (Bild 3). Man kann zoomen oder Gleichungen auf ein Signal anwenden (nützlich z.B. bei Temperatursensoren). Über die angezeigte Signalform lassen sich Gain- und Offsetfehler des Wandlers evaluieren.

Schritt 2: Auswertung im Frequenzbereich

Als nächster Schritt steht die Auswertung im Frequenzbereich mithilfe des „MultiFFT-Testers“ an (Bild 4). Wie der MultiScope-Tester kann auch dieser einen oder mehrere Kanäle darstellen.

 

Bild 4: FFT-Tester (Frequenzbereich) im ADCPro-Programm
Bild 4: FFT-Tester (Frequenzbereich) im ADCPro-Programm

Für den Fall, dass eine kohärente Abtastung nicht erreicht wird, lässt sich das Signal über ein Fenster filtern und z.B. der Gleichstromanteil ignorieren. Unterhalb der grafischen Anzeige des oder der Signale werden die berechneten Parameter wie Signal-Rauschabstand (SNR), THD, THD plus Rauschen (SINAD) usw. sowie die Signalfrequenz und Stärke direkt angezeigt.

Um dieberechneten Daten auch in einem Programm außerhalb von ADCPro zu verarbeiten, lassen sich diese auf die Festplatte abspeichern. Auch die akquirierten Rohdaten können so gesichert werden.

Schritt 3: Histogramm erstellen

Mittels des „MultiHistogram-Testers“ lassen sich – sobald ein Sinus-Signal am Wandler anliegt – die „Probability Density Function“ erstellen oder – bei einem Gleichstrom-Signal bzw. bei kurzgeschlossenen Wandlereingängen – der Offset-Fehler sowie die effektive Bit-Anzahl (ENOB) bestimmen.

Mithilfe dieser drei Tester ist ein vollständiges Vermessen des Wandlers möglich. Abgespeicherte Messwerte lassen sich erneut anzeigen und auswerten. Mithilfe des sogenannten „Triple-Generator“ können Referenzsignale mit dem idealen Signal verglichen werden.

Schlüsselparameter ermitteln

Mit dem für viele Wandler des Unternehmens verfügbaren Evaluierungsmodul kann der Anwender den ausgewählten A/D-Wandler sowohl mit seiner eigenen Konfiguration als auch mit seinem systemspezifischen Front-End und Eingangssignal oder mit den in seinem System vorliegenden Takten und Datenraten testen und die gewünschten Schlüsselparameter ermitteln.

Die erzielten Messergebnisse können von den Datenblattparametern des Herstellers abweichen. Dies liegt daran, dass zur Messung unter Umständen andere Messmethoden und Signalquellen verwendet werden.

Als weitere Hilfsmittel stehen das Simulationsprogramm TINA-TI für analoge Schaltkreise oder das „Data Converter Support Tool“, das automatisch für viele Wandler und die populärsten Signalprozessoren des Unternehmens Interface-Software erstellt, zur Verfügung.

Auswahlkriterien für A/D-Wandler

Wandler sind bei den Herstellern nicht unbedingt einheitlich spezifiziert. Mit tiefgreifender Kenntnis der Wandler-Leitungsfähigkeit können Ingenieure jedoch das für ihre Anwendung optimale Bauteil hinsichtlich Leisung, Kosten und Stromverbrauch auswählen. Im Artikel werden die wichtigsten Auswahlkriterien aufgezeigt.


Die Definition des Begriffs „Datenwandlung“ ist einfach. Es ist die Umwandlung kontinuierlicher, elektrischer Signale in Bits (mit Analog/Digital-Wandlern) und umgekehrt, die Umwandlung von Bits in kontinuierliche, elektrische Signale (mit Digital/Analog-Wandlern). Dies bildet die Schnittstelle zwischen der realen (analogen) Welt und der digitalen Welt.

Die Auswahl der richtigen Wandlerarchitektur und des richtigen Wandlers kann jedoch schwierig sein. Probleme rühren zum Teil daher, dass sich die Angaben der Hersteller in den Datenblättern nur schwer richtig interpretieren und an die Anforderungen einer Anwendung  anpassen lassen.

Die Maßstäbe der Wandler-Leistungsfähigkeit wurden bisher auf „Bit Auflösung“ (N) und Abtastrate (Fs) reduziert. Im Allgemeinen sind mehr Bits gut und höhere Abtastraten noch besser. Obwohl Auflösung und Abtastrate noch immer wichtige Leistungselemente sind, verlangen die heutigen Anwendungen ein tiefgreifenderes Verständnis der Wandlerspezifikationen.

In der Realität existiert so etwas wie der „beste“ Wandler nicht. Genau wie beim Kauf eines Autos, wägen Kunden bei der Auswahl ihres Wandlers zwischen Leistungsfähigkeit, Effizienz und Kosten ab.

Vier Hauptmerkmale zur Leistungsfähigkeit von Wandlern

Es gibt vier Hauptspezifikationen für die Leistungsfähigkeit eines Wandlers: Abtastrate, DC-Genauigkeit, AC- (oder dynamische) Genauigkeit und Stromverbrauch. Die Bedeutung dieser Spezifikationen hängt von der Anwendung ab. Die meisten Entwickler beachten jedoch alle vier Leistungsparameter.

Abtastrate

Die Abtastrate (Fs) definiert, wie oft ein Datenwandler ein zum Analogsignal passendes, digitales Wort erstellt. Das Nyquist-Theorem besagt, dass ein System mindestens doppelt so schnell abgetastet werden muss wie die Signalbandbreite (BW). Damit ermöglicht eine höhere Abtastrate eine größere verfügbare Signalbandbreite. Um zum Beispiel ein 50-MHz-Signal zu erfassen, ist ein Wandler erforderlich, der mit 100 MSample/s oder mehr abtastet.

DC-Genauigkeit

Die DC-Genauigkeit wird oft an Bits Auflösung (N) geknüpft, wobei der analoge Vollausschlag (Full-Scale-Bereich: FS) durch Gleichung 1 ausgedrückt wird.

FS = die Anzahl digitaler Stufen = 2N – 1           (Gl. 1)

Bild 1:Grafische Darstellung von DNL- und INL-Messungen

Somit hat ein 10-Bit-Wandler 1.024 gültige, digitale Worte und jedes Wort eine LSB-Gewichtung (Least Significant Bit) von 1/1.024. Auflösung und DC-Genauigkeit dürfen nicht verwechselt werden. Die Genauigkeit eines Wandlers ist ein Maß dafür, wie einheitlich die digitalen Worte mit den analogen Stufengrößen korrespondieren. Sie wird als DNL (Differentielle Nichtlinearität) oder INL (integrale Nichtlinearität) spezifiziert.

DNL ist ein Maß dafür, wie viel jede analoge Stufe von der idealen Stufe abweicht. INL ist die Integration dieser Fehler über den Vollausschlags-Bereich (Bild 1). Beide Spezifikationen werden normalerweise als ein Bruchteil eines LSB angegeben. Es ist jedoch auch üblich – speziell bei Sigma/Delta-Wandlern – diese Spezifikationen im Hinblick auf den Vollausschlags-Bereich als ppm (Parts Per Million) auszudrücken.

Unterschied zwischen Auflösung und Genauigkeit

Den Unterschied zwischen Auflösung und Genauigkeit zu verstehen, ist wichtig. Zum Beispiel könnte einer von zwei Wandlern, die jeweils 12-Bit Auflösung haben, eine Genauigkeit von nur 10 Bit aufweisen (2 LSB DNL/INL-Fehler), während der andere Wandler 14 Bit Genauigkeit bietet (1/8 LSB DNL/INL). Eine höhere Auflösung (N) ohne die erhöhte Genauigkeit dieser zusätzlichen Bits führt nicht zu einer höheren Leistungsfähigkeit des Wandlers.

AC-Genauigkeit

Die AC-Genauigkeit ist spezifiziert durch das Signal/Rausch-Verhältnis (SNR) und den störungsfreien Dynamikbereich (SFDR). Diese beiden Werte werden abhängig von der Frequenz des Analogsignals gemessen und sind somit Darstellungen der dynamischen Leistungsfähigkeit.

SNR ist ein Maß dafür, wie viel Rauschleistung der Wandler in das Eingangssignal einbringt. Es sagt dem Anwender, wie ein kleines Signal gemessen oder erzeugt (A/D-Wandler bzw. D/A-Wandler) werden kann, ohne dass dazu Techniken zur Mittelwertbildung erforderlich sind. Spezifischer ausgedrückt ist SNR das Verhältnis aus Effektivwert des tatsächlichen Eingangssignals und Effektivwert-Summe aller anderen spektralen Komponenten unterhalb der Nyquist-Frequenz, abgesehen von Harmonischen und Gleichspannungen. Der Maximalwert wird durch die Auflösung des Wandlers begrenzt (Gleichung 2).

SNR = 6,02 · N + 1,76         (Gl. 2)

SFDR gibt an, wie klein ein Messsignal bei vielen Abtastungen und Mittelwertbildung werden kann. Der Einfluss von störungsbehafteten Signalen lässt sich reduzieren, indem man viele Abtastungen durchführt und dann den Mittelwert bildet. SFDR wird durch die DC-Genauigkeit des Wandlers begrenzt und liefert ein Maß, das ausdrückt, wie gut diese Genauigkeit bei steigender Signalfrequenz erhalten bleibt. Der störungsfreie Dynamikbereich ist definiert als die Differenz in Dezibel (dB) zwischen der Amplitude des Eingangssignals und der Amplitude des höchsten störungsbehafteten Signals.

ENOB

Die effektive Bit-Anzahl (Effective Number of Bits – ENOB) ist eine weitere Spezifikation, die beachtet werden sollte. Die ENOB kann bei einer niedrigen Frequenz spezifiziert werden, um die DC-Genauigkeit zu reflektieren. Sie kann auch bei höheren Eingangsfrequenzen angegeben werden, um zu zeigen, wie sich die AC-Genauigkeit abhängig von der Frequenz verhält. Gleichung 3 beschreibt die effektive Anzahl der Bits.

SINAD = 6,02 · ENOB + 1,76         (Gl. 3)

SINAD steht für Signal/Rausch- und Verzerrungs-Verhältnis. Indem man betrachtet, wie viel Rauschen und Verzerrungen ein Wandler in das Messsignal einbringt, liefert der äquivalente ENOB-Wert ein verteiltes Maß der Wandlergenauigkeit. SINAD ist das Verhältnis aus Effektivwert des tatsächlichen Eingangssignals und Effektivwert-Summe aller anderen spektralen Komponenten unterhalb der Nyquist-Frequenz, einschließlich Harmonischer, jedoch ohne Gleichspannungsanteil. Bei niedrigeren Frequenzen sind SNR und SINAD fast exakt gleich. Bei höherer Frequenz erhöht die steigende Zahl der Harmonischen die Verzerrung; das SINAD reduziert sich schneller als das SNR.

Stromverbrauch

Der Stromverbrauch ist der letzte der wichtigen Parameter, die die Leistungsfähigkeit eines Wandlers in der realen Welt definieren. Während die Anforderungen an den Stromverbrauch von der eigentlichen Anwendung abhängen, wird diese Größe zunehmend zu einem Faktor, der die Akkulaufzeit beeinflusst und für thermische Gegebenheiten verantwortlich ist.

Auswahl des richtigen A/D-Wandlers

Entwickler, die für eine Anwendung einen bestimmten Wandler in Erwägung ziehen, werden sich zunächst über dessen Leistungsfähigkeit und danach über die Bauteilekosten informieren. Man sollte ebenfalls die gesamten Betriebskosten einschließlich möglicher Schwierigkeiten bei der Entwicklung sowie die Produktionskosten berücksichtigen. Die Herausforderung für Halbleiterhersteller besteht darin, die Anforderungen an die Leistungsfähigkeit des Systems bei minimalen Systemkosten und geringstem Stromverbrauch zu erfüllen.

Heute werden zahlreiche Wandlerarchitekturen und Bauteile angeboten. Indem Entwickler die Vor- und Nachteile der verschiedenen Faktoren kennen, die die Leistungsfähigkeit von Wandlern ausmachen, und sich der Anforderungen der Anwendung bewusst sind, können sie mit Sicherheit den jeweils besten Wandler wählen.

Obwohl sich an manchen Stellen Kompromisse nicht vermeiden lassen, ist zunehmend ein Trend zu A/D-Wandlern erkennbar, die ohne Auswirkungen auf die Auflösung höhere Ausgangsdatenraten erzielen. Die Fähigkeit, Information mit höheren Geschwindigkeiten zu verarbeiten, während die Datenintegrität erhalten bleibt, ist eine entscheidende Forderung bei modernen Industrie- und Medizinsystemen.

Die Sigma/Delta-Leistungsfähigkeit verbessern

Wo hohe Auflösung und DC-Genauigkeit die primären Anforderungen sind, waren Sigma/Delta-A/D-Wandler bisher die beste Wahl. Sigma/Delta-ADCs wurden bislang verwendet, um sehr kleine Signale, die von hochempfindlichen Sensoren bei Temperatur-, Gewichts-, Druck- und Durchflussmessungen erzeugt werden, exakt zu verarbeiten.

Heute verlangen Entwickler von Sigma/Delta-ADCs höhere Geschwindigkeiten, weil Produkte mit höherem Durchsatz oder mit mehr Sensorkanälen als bisher gefordert sind, die in der gleichen Zeit verarbeitet werden müssen. Dies muss ohne Einbußen an die Auflösung oder DC-Genauigkeit erreicht werden.

Eine höhere Geschwindigkeit unter Beibehalten von Auflösung und DC-Genauigkeit wird im Wesentlichen durch die integrierte PGA-Eingangsstufe (Programmable-Gain Amplifier) bestimmt. Die kleinen Ausgangssignale eines Sensors müssen entsprechend des maximalen Eingangsbereiches des A/D-Wandlers verstärkt werden, um die Auflösung des Bauteils zu maximieren. Der effizienteste Weg, um dies zu erreichen, ist die Integration eines PGAs, da dieser so entwickelt werden kann, dass Anpassungs- und parasitäre Fehler, die bei einem externen PGA auftreten könnten, minimiert werden.

Mit einer neuartigen PGA-Architektur und durch Optimierung der Chip-Entwicklung hinsichtlich Stromverbrauch, Flächenbedarf und Layout kann die Auflösung des Sigma/Delta-ADCs verbessert werden. Dies gilt nicht nur für die traditionell niedrigeren, sondern auch für höhere Geschwindigkeiten. Ein Beispiel sol dies verdeutlichen:

Bild 2:Blockschaltbild des AD 7190

Der Sigma/Delta-A/D-Wandler AD7190 (Bild 2) integriert einen PGA mit sehr geringem Rauschen und kleiner Drift von DC bis 4,8 kHz. Damit erzielt der Wandler Rauschwerte von 7 nV/√Hz bei einer Datenrate von 4,7 Hz und einer Verstärkung von 128. Daraus ergibt sich eine rauschfreie Auflösung von 21 Bit bei einem Eingangssignal von ±40 mV. Die Leistungsfähigkeit lässt sich auf höhere Geschwindigkeiten ausdehnen und es können 16,5 Bit rauschfreie Auflösung bei einer Datenrate von 2,4 kHz erreicht werden.

Verbesserungen bei SAR-Wandlern

SAR-ADCs wurden in der Vergangenheit verwendet, um Signale mit einer Auflösung bis zu 16 Bit bei Geschwindigkeiten von mehr als 100 kSample/s, jedoch unter 1 MSample/s, exakt zu verarbeiten. Vor einigen Jahren hat Analog Devices den ersten 16-Bit-SAR-ADC entwickelt, der die Geschwindigkeitsgrenze von 1 MSample/s überschritten hat. Seit dieser Zeit verläuft die Entwicklung in rasantem Tempo: Weitere Geschwindigkeitsverbesserungen konnten ohne Auswirkungen auf die Genauigkeit erzielt werden.

Treiber für diese Entwicklungen sind Applikationen in medizinischen Geräten wie Kernspintomographen und digitalen Röntgengeräten, mit denen Patienten schnell und nicht invasiv untersucht werden. Bei solchen Geräten sind Kriterien wie hohe Auflösung und Geschwindigkeit für eine bessere Bildqualität sowie für höhere Bildwiederholraten unabdingbar. Höhere Geschwindigkeiten bei gleich bleibender Datengenauigkeit sind auch für Geräte zur Fertigungsautomatisierung erforderlich.

Bild 3:Blockschaltbild des AD7626

Auf der Basis einer neuartigen Architektur und Entwicklungstechnik erfasst der 16-Bit-SAR-Wandler AD7626 (Bild 3) Daten mit 15 Bit ENOB und einem Durchsatz von 10 MSample/s. Der Wandler bietet ein SNR von 92 dB bei 10 MSample/s.