Dynamische Leistungsfähigkeit von A/D-Wandlern, Teil 1



Sechs gängige Begriffe, die die dynamische Leistungsfähigkeit von A/D-Wandlern beschreiben, sind SINAD (Signal-/Rausch- und Verzerrungsverhältnis), ENOB (effektive Bitanzahl), SNR (Signal/Rausch-Verhältnis), THD (gesamte harmonische Verzerrung), THD + N (gesamte harmonische Verzerrung plus Rauschen) und SFDR (störungsfreier Dynamikbereich). Obwohl die meisten Hersteller von A/D-Wandlern die gleichen Definitionen für diese Spezifikationen verwenden, sind die Werte nicht konsequent in den Datenblättern angegeben. Beim Vergleich von A/D-Wandlern ist es wichtig, nicht nur zu verstehen, was spezifiziert wird, sondern auch die Zusammenhänge zwischen den Spezifikationen zu kennen. Teil 1 dieses Beitrags geht auf die Begriffe SNR, THD, THD + N und SFDR ein. Im zweiten Teil werden SINAD und ENOB erläutert.

Fourieranalyse bildet die Grundlage der Fehlerabbildung

Bild 1: Standardisierter Testaufbau für die FFT-Analyse eines ADC-Ausgangs
Bild 1: Standardisierter Testaufbau für die FFT-Analyse eines ADC-Ausgangs

Es gibt eine Reihe von Möglichkeiten, um die Verzerrungen und das Rauschen eines A/D-Wandlers zu quantifizieren. Diese Möglichkeiten basieren auf Fourieranalysen, die mit einem standardisierten Testaufbau nach Bild 1 durchgeführt werden.

Das Ausgangsspektrum einer FFT-Analyse (Fast-Fourier-Transformation) ist eine Serie von M/2-Punkten im Frequenzbereich (M ist die Anzahl der Fourierfunktionen – die Anzahl an Samples im Pufferspeicher). Die Abstände zwischen den Punkten betragen fs/M. Der insgesamt abgedeckte Frequenzbereich reicht von DC bis fs/2, mit fs als Abtastrate. Die Breite jedes „Bins“ (die Daten eines Kanals, manchmal auch als Auflösung der Fouriertransformation bezeichnet) ist fs/M.

Bild 2: FFT-Analyse für einen idealen 12 Bit A/D-Wandler. Eingang = 2,111 MHz, fs = 82 MSample/s, Durchschnitt von 5 FFT, M = 8192; Daten erzeugt mit ADIsimADC
Bild 2: FFT-Analyse für einen idealen 12 Bit A/D-Wandler. Eingang = 2,111 MHz, fs = 82 MSample/s, Durchschnitt von 5 FFT, M = 8192; Daten erzeugt mit ADIsimADC

Bild 2 zeigt eine FFT-Analyse für einen idealen 12 Bit A/D-Wandler mit dem Programm ADIsimADC von Analog Devices. Zu beachten ist, dass das theoretische Grundrauschen der FFT so groß ist wie das theoretische Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) plus FFT-Prozessverstärkung (10 · log (M/2)).

Es ist wichtig, daran zu denken, dass der Wert für das Rauschen in der SNR-Berechnung dem Rauschen entspricht, welches sich über die gesamte Nyquist-Bandbreite (DC bis fs/2), erstreckt.

Die Fouriertaransformation verhält sich jedoch als schmalbandiger Spektrumanalysator mit einer Bandbreite von fs/M, welche das Spektrum überstreicht. Dies hat den Effekt, dass das Rauschen um einen Wert, der der Prozessverstärkung entspricht, unterdrückt wird. Dies ist der gleiche Effekt wie bei der Verkleinerung der Bandbreite eines analogen Spektrumanalysators.

Mittelwert mehrerer Fouriertransformationen

Die in Bild 2 gezeigten FFT-Daten repräsentieren den Durchschnitt von fünf einzelnen Fouriertransformationen. Zu beachten ist, dass sich der Mittelwert mehrerer Fouriertransformationen nicht auf das durchschnittliche Grundrauschen auswirkt. Es glättet lediglich die zufälligen Abweichungen in den Amplituden jedes Frequenz-Bins.

Bild 3: Lage von Verzerrungsprodukten: Eingangssignal = 7 MHz, Abtastrate = 20 MSample/s
Bild 3: Lage von Verzerrungsprodukten: Eingangssignal = 7 MHz, Abtastrate = 20 MSample/s

Die FFT-Analyse kann wie ein analoger Spektrumanalysator verwendet werden, um die Amplitude der verschiedenen Harmonischen sowie der Rauschkomponenten eines digitalisierten Signals zu messen. Die Harmonischen des Eingangssignals können von anderen Verzerrungsprodukten durch ihre Lage im Frequenzspektrum unterschieden werden. Bild 3 zeigt ein Eingangssignal von 7 MHz, abgetastet mit 20 MSample/s und die Lage der ersten neun Harmonischen. Gespiegelte Harmonische von fa fallen auf Frequenzen von |±Kfs ± nfa| mit n als Ordnung der Harmonischen und K = 0, 1, 2, 3, … . Die Harmonischen zweiter und dritter Ordnung sind normalerweise die einzigen, welche im Datenblatt spezifiziert sind, weil sie meist die größten sind. In einigen Datenblättern wird auch der Wert der schlechtesten Harmonischen angegeben.

Die Spezifikationen der dynamischen Leistungsfähigkeit

  • Die Harmonische Verzerrung ist das Verhältnis des Effektivwerts des Signals zum Effektivwert der entsprechenden Harmonischen und wird normalerweise in dBc angegeben (Dezibel unter Carrier). In Audio-Anwendungen können harmonische Verzerrungen auch prozentual spezifiziert werden. Die Harmonische Verzerrung ist spezifiziert durch das Eingangssignal in der Nähe der Vollaussteuerung (normalerweise 0,5 bis 1 dB unter dem Vollausschlag, um Clipping zu verhindern), kann aber auch bei beliebigem Pegel definiert werden. Bei Signalen, die wesentlich niedriger als die Vollaussteuerung sind, können andere Verzerrungen aufgrund der differenziellen Nichtlinearität (DNL) des Wandlers – nicht direkte Harmonische – die Leistungsfähigkeit einschränken.
  • Total Harmonic Distortion (THD) oder die gesamte harmonische Verzerrung ist das Verhältnis aus Effektivwert des Grundsignals und Mittelwert der Quadratsumme seiner Harmonischen (normalerweise sind nur die ersten fünf Oberwellen von Bedeutung). Die THD eines A/D-Wandlers ist normalerweise auch zum Eingangssignal in der Nähe der Vollaussteuerung definiert, obwohl sie zu jedem Pegel spezifiziert werden kann. THD entspricht in etwa dem Klirrfaktor.
  • Total Harmonic Distortion plus Noise (THD + N) oder die gesamte harmonische Verzerrung plus Rauschen ist das Verhältnis aus dem Effektivwert des Grundsignals und dem Mittelwert der Quadratsumme seiner Oberwellen zuzüglich aller Rauschkomponenten (ausschließlich DC). Die Bandbreite über die das Rauschen gemessen wird, muss spezifiziert sein. Bei einer FFT ist die Bandbreite DC bis fs/2. (Entsprichtt die Bandbreite der Messung DC bis fs/2 (Nyquist-Bandbreite), entspricht THD + N SINAD – siehe Teil 2). Zu beachten ist, dass in Audio-Anwendungen die gemessene Bandbreite nicht unbedingt die Nyquist-Bandbreite sein muss.
  • Der störungsfreie Dynamikbereich (Spurious Free Dynamic Range, SFDR) ist das Verhältnis aus Effektivwert des Signals und Effektivwert des größten Störsignals, unabhängig von seiner Lage im Frequenzspektrum. Die größte Störung kann eine Harmonische des Ursprungssignals sein oder auch nicht. Der SFDR ist eine wichtige Größe in Kommunikationssystemen, weil er den kleinsten Wert des Signals repräsentiert, welcher sich von einem großen, überlagerten Signal unterscheiden lässt (Blocker). Der SFDR kann in Bezug auf die Vollaussteuerung (dBFS) oder in Bezug auf die tatsächliche Signalamplitude (dBc) spezifiziert werden. Die Definition des SFDR ist in Bild 4 grafisch dargestellt.

A/D-Wandler-Simulationsprogramm

Bild 4: A/D-Wandler mit 14 Bit, 80 MSample/s (AD9444) mit fin = 95,111 MHz, fs = 80 MSample/s, Durchschnitt von fünf Fouriertransformationen, M = 8.192, Daten erzeugt mit ADIsimADC
Bild 4: A/D-Wandler mit 14 Bit, 80 MSample/s (AD9444) mit fin = 95,111 MHz, fs = 80 MSample/s, Durchschnitt von fünf Fouriertransformationen, M = 8.192, Daten erzeugt mit ADIsimADC

Mit dem A/D-Wandler-Simulationsprogramm ADIsimADC lassen sich verschiedene, leistungsfähige A/D-Wandler mit unterschiedlichen Frequenzen, Pegeln und Abtastraten evaluieren. Die Modelle ergeben eine genaue Darstellung der tatsächlichen Leistungsfähigkeit. Ein typische FFT-Analyse für das 80 MSample/s schnelle 14 Bit Modell AD9444 zeigt Bild 5. Zu beachten ist, dass die Eingangsfrequenz 95,111 MHz beträgt und durch den Abtastprozess auf 15,111 MHz gespiegelt wird. Der Ausgang zeigt auch die Lage der ersten fünf Harmonischen. In diesem Fall entstehen alle Oberwellen aufgrund von Aliaseffekten (Verletzung des Abtasttheorems). Das Programm berechnet ferner die wichtigsten Leistungsparameter und stellt diese tabellarisch dar (Bild 5).

Im zweiten Teil des Beitrags werden Signal/Rausch- und Verzerrungsverhältnis (SINAD), Signal/Rausch-Verhältnis und effektive Anzahl von Bits (ENOB) näher erläutert.
Der Autor:

Walt Kester ist als Senior-Applikationsingenieur bei Analog Devices in Greensboro, USA tätig.

 

10-V-Präzisionsgleichspannungsquelle – linear und rauscharm

In diesem Schaltungstipp beschreiben wir Aufbau, Evaluation und Test einer linearen, rauscharmen, unipolaren 10-V-Präzisionsspannungsquelle, die aus eriner minimalen Anzahl von Komponenten aufgebaut ist.

Die Schaltung in Bild 1 beschreibt eine lineare, rauscharme, unipolare (+10 V) Präzisionsspannungsquelle, die mit einer minimalen Anzahl externer Komponenten auskommt. Der D/A-Wandler AD5790 ist ein ungepufferter 20-Bit-DAC mit einer mit Spannungsausgang, der an einer bipolaren Versorgung bis 33 V arbeitet. Der D/A-Wandler akzeptiert einen positiven Referenzeingangsbereich von 5 V bis VDD –2,5 V und einen negativen Referenzeingangsbereich von VSS +2,5 bis 0 V. Beide Referenzeingänge sind auf dem Chip gepuffert. Externe Puffer sind nicht erforderlich. Der D/A-Wandler bietet eine relative Genauigkeit von maximal ±2 LSB und arbeitet monoton bei einer differentiellen Nichtlinearität (DNL) von −1 bis +2 LSB.

Der Präzisions-Operationsverstärker AD8675 weist eine Offsetspannung von maximal 75 μV und Rauschen von typisch 2,8 nV/√Hz auf. Er wird als Ausgangspuffer für den AD5790 verwendet.

Der AD5790 hat zwei intern angepasste Feedforward- und Rückkopplungswiderstände von 6,8 kΩ, die entweder an den Operationsverstärker AD8675 angeschlossen werden können, um eine 10 V Offsetspannung für einen Ausgangshub von ±10 V zu liefern, oder für Biasstrom-Auslöschung parallel geschaltet werden können. In diesem Beispiel wird ein unipolarer 10-V-Ausgang demonstriert. Die Widerstände werden für „Bias Current Cancellation“ verwendet. Die interne Widerstandsverbindung wird durch Setzen eines Bits im Register des AD5790 gesteuert.

Der Digitaleingang des Schaltkreises ist seriell und kompatibel zu Standard SPI-, QSPI-, MICROWIRE- und DSP-Schnittstellenstandards. Für Applikationen mit hoher Genauigkeit offeriert er Schaltkreis hohe Präzision sowie geringes Rauschen – dies wird durch die Kombination aus den Präzisionskomponenten AD5790 und AD8675 sichergestellt.

Schaltungsbeschreibung

In Bild 1 ist der 20 Bit Hochvolt D/A-Wandler mit SPI-Interface AD5790 dargestellt. Er bietet eine integrale Nichtlinearität von ±2 LSB, eine differenzielle Nichtlinearität von −1 bis +2 LSB und eine spektrale Rauschdichte von 8 nV/√Hz. Die Langzeitstabilität ist mit einem Fehler von 0,1 LSB spezifiziert.

Bild 1 zeigt den AD5790 in einer unipolar gepufferten Konfiguration. Der Ausgangspuffer ist der AD8675, er wird wegen seines geringen Rauschens und der geringen Drift verwendet. Dieser Verstärker (A1) wird ebenfalls genutzt, um die 5-V-Referenzspannung von der rauscharmen Präzisionsreferenz (Krohn-Hite, Modell 523) zu verstärken. Die Widerstände R2 und R3 in dieser Verstärkerschaltung sind Präzisions-Metallfolienwiderstände mit einer Toleranz von 0,01% und einem Temperaturkoeffizienten von 0,6 ppm/°C.

Für ein optimales Verhalten über der Temperatur sollten sich R2 und R3 in einem Gehäuse befinden, wie zum Beispiel die Serien 300144 oder VSR144 von Vishay. Für R2 und R3 werden Werte von 1 kΩ gewählt, um das Rauschen im System gering zu halten. R1 und C1 bilden ein Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz von etwa 10 Hz. Aufgabe dieses Filters ist, das Rauschen der Spannungsreferenz zu dämpfen.

Linearitätsmessungen

 

Bild 2: Integrale Nichtlinearität in Abhängigkeit vom DAC-Code Bild 2: Integrale Nichtlinearität in Abhängigkeit vom DAC-Code

Die Genauigkeit der Schaltung aus Bild 1 wird am Evaluation-Board EVAL-AD5790SDZ mit dem Multimeter 3458A (Agilent) gemessen. Die integrale Nichtlinearität (INL) in Abhängigkeit vom DAC-Code befindet sich im vorgegebenen Bereich von ±2 LSB (Temperaturen von 0 bis 105°C), dargestellt in Bild 2.

 

Bild 3: Differenzielle Nichtlinearität in Abhängigkeit DAC-Code Bild 3: Differenzielle Nichtlinearität in Abhängigkeit DAC-Code

RauschdriftmessungenBild 3 zeigt, dass die differenzielle Nichtlinearität als eine Funktion des DAC-Code in der Spezifikation von −1 bis +2 LSB liegt.

Um hohe Präzision zu erzielen, muss das Spitze-Spitze-Rauschen am Schaltungsausgang unter 1 LSB gehalten werden, was 9,5 μV für eine Auflösung von 20 Bit bei einem unipolaren Spannungsbereich von +10 V entspricht.

In einer Echtzeitrauschapplikation existiert keine Grenzfrequenz für den Hochpass bei 0,1 Hz um das 1/f-Rauschen zu unterdrücken. Es werden jedoch Frequenzen bis in den Gleichspannungsbereich des Bandpasses erfasst.

 

 

Bild 4: Ausgangsspannungsrauschen des D/A-Wandlers, gemessen über 100 s für „Vollausschlag“ (Grün), „Halbe Skala“ (Rot) und „Nullskala“ (Blau) mit Präzisionsreferen Bild 4: Ausgangsspannungsrauschen des D/A-Wandlers, gemessen über 100 s für „Vollausschlag“ (Grün), „Halbe Skala“ (Rot) und „Nullskala“ (Blau) mit Präzisionsreferen

Um das Rauschverhalten nicht zu verfälschen wurde eine temperaturgeregelte, rauscharme Referenz für diese Messung verwendet. Die Nullskalen-Ausgangsspannung liefert das geringste Rauschen, weil sie nur das Rauschen vom DAC-Kern wiedergibt. Der Rauschbeitrag von jedem Spannungsreferenzpfad wird durch den D/A-Wandler gedämpft, wenn der Nullskalen-Code ausgewählt wird.Bild 4 zeigt das gemessene Spitze-Spitze-Rauschen. In diesem Fall wurde das Rauschen am Ausgang der Schaltung über einen Zeitraum von 100 s gemessen. Frequenzen bis 0,01 Hz wurden in die Messung einbezogen.

Erhöht man die Messzeit, werden niedrigere Frequenzen berücksichtigt und der Spitze-Spitze-Wert steigt. Bei niedrigen Frequenzen tragen Temperaturdrift und Thermoelementeffekte zum Rauschen bei. Diese Effekte lassen sich minimieren, indem man Komponenten mit geringen Temperaturkoeffizienten wählt.

Blockschaltung und Layout der Leiterplatte sind im Design Support Package CN-0257 beschrieben.

Häufige Varianten

Der AD5790 unterstützt zahlreiche Ausgangsbereiche von 0 bis 5 V; bis ±10 V und Werte dazwischen. Falls eine bipolare Konfiguration erforderlich ist, muss der Pin VREFN mit einer invertierten hochpräzisen Referenzspannung versorgt werden. Auch hier sind Präzisionsverstärker und temperaturstabile Präzisionswiderstände erforderlich.

Der Zweifach-Operationsverstärker AD8676 ist eine Version des Operationsverstärkers AD8675 und kann in der Schaltung verwendet werden, falls gewünscht.

Schaltungsevaluierung und Test

Erforderliche Ausrüstung:

  • Systemdemonstrationsplattform EVAL-SDP-CB1Z
  • Evaluation-Board und Software EVAL-AD5790SDZ
  • Präzisionsreferenz 523, Krohn-Hite
  • Multimeter 3458A, Agilent
  • PC (Windows 32 Bit oder 64 Bit Betriebssystem)
  • GPIB / USB-B Kabel, National Instruments
  • SMB-Kabel (2).

Software-Installation

Das AD5790 Evaluationkit enthält selbstinstallierende Software auf CD. Die Software ist kompatibel zu Windows XP (SP2) und Vista (32 und 64 Bit). Falls die Setup-Datei nicht automatisch arbeitet, kann man die Datei setup.exe von der CD aktivieren.

 

 

Bild 5: Hauptfenster der Evaluation-Software Bild 5: Hauptfenster der Evaluation-Software

1. Nach erfolgter Installation von der CD wird das Evaluation-Board AD5790 wie im Absatz „Stromversorgung“ beschrieben, eingeschaltet. Mit dem mitgelieferten Kabel wird jetzt das SDP-Board (über Stecker A oder B) an das Evaluation-Board und dann an die USB-Schnittstelle des PC angeschlossen.Die Installation der Evaluation-Software sollte vor dem Anschluss des Evaluation-Boards und SDP-Boards an den USB-Schnittstelle des PC erfolgen, um sicherzustellen, dass das Evaluationsystem bei der Verbindung mit dem PC richtig erkannt wird.

2. Wenn das Evaluationsystem erkannt ist, folgt man den Anweisungen der nun erscheinenden Dialogboxen. Dies schließt die Installation ab.

Funktionsdiagramm

 

 

Bild 6: Blockdiagramm des Testaufbaus Bild 6: Blockdiagramm des Testaufbaus

Ein Blockdiagramm des Testaufbaus zeigt Bild 6.

Stromversorgungen

Die folgenden externen Versorgungen müssen bereitgestellt werden:

  • 3,3 V zwischen VCC und DGND am Stecker J1 für die digitale Versorgung des AD5790. Alternativ platziert man Link 1 in Position A, um die Digitalschaltung vom USB-Port über das SDP-Board (default) zu versorgen.
  • +12 V bis +16,5 V zwischen den VDD und AGND Eingängen von J2 für die positive Analogversorgung des AD5790.
  • −12 V bis −16,5 V zwischen den VSS und AGND Eingängen von J2 für die negative Analogversorgung des AD5790.
  • +5 V Präzisionsreferenz, angeschlossen an SMB-Stecker, bezeichnet mit VREF.

Einrichten der „Default Link“-Option

Tabelle 1: Default-Link-Optionen Tabelle 1: Default-Link-Optionen

Um das Board für die Schaltung in Bild 1 zu konfigurieren, müssen die folgenden Änderungen nach der Default-Link-Konfiguration in Tabelle 1 gemacht werden:Die Default-Link-Optionen sind in Tabelle 1 aufgelistet. Standardmäßig ist das Board konfiguriert mit VREFP = +10 V und VREFN = −10 V für einen Ausgangsbereich von ±10 V.

  • 1. Platzieren von LK3 in Position A.
  • 2. Entfernen von LK4.
  • 3. Platzieren von LK8 in Position B.
  • 4. Entfernen von LK9.

Diese Änderungen konfigurieren den Ausgangspufferverstärker für eine Verstärkung von 1 und verbinden den Pin VREFN des AD5790 mit Masse. Zusätzlich ist das Board jetzt konfiguriert, um eine 5-V-Präzisionsreferenz am SMB-Anschluss, bezeichnet mit VREF, anzunehmen.

Mehr Informationen enthält das Benutzerhandbuch UG-342 über den Testaufbau EVAL-AD5790SDZ.

Test

Der VOUT_BUF SMB Anschluss ist mit dem Multimeter verbunden. Die Linearitätsmessungen werden mit „Measure DAC Output Tab“ auf der AD5790-GUI durchgeführt. Die Rauschdriftmessung erfolgt ebenfalls über den Anschluss VOUT_BUF SMB. Die Ausgangsspannung wird mit dem „Program Voltage Tab“ in der AD5790-GUI eingestellt.

Die Spitze-Spitze-Rauschdrift wird über 100 s gemessen. Weitere Details zu Definitionen und wie man INL, DNL und Rauschen aus den gemessenen Werten berechnet findet man im Abschnitt „TERMINOLOGY“ des Datenblatts und auch im Kapitel 5 des Handbuchs Data Conversion Handbook, „Testing Data Converters“ von Analog Devices.  Der Autor:

Liam Riordan arbeitet als Applikationsingenieur in der Precision Converters Group bei Analog Devices in Limerick, Irland.

MEMS-Mikrofon mit Standard Digital-Audio-Schnittstelle für Blackfin

Mit der Schaltung in Bild 1 lassen sich bis zu zwei digitale MEMS-Mikrofone an einen digitalen Signalprozessor (DSP) über eine einzige Datenleitung anschließen. Der in dieser Applikation verwendete Baustein ADMP441 besteht aus einem MEMS-Mikrofonelement und einem I2S-Ausgang.

Damit lassen sich Stereomikrofone in einem Audiosystem ohne Codec zwischen den Mikrofonen und dem Prozessor anschließen. MEMS-Mikrofone von Analog Devices haben ein hohes SNR (Signal-to-Noise Ratio, Signal-Rausch-Verhältnis) und einen flachen Empfindlichkeitsverlauf über ein breites Frequenzband. Sie eignen sich damit für leistungsstarke Anwendungen mit hoher Audioqualität.

In diesem Beispiel können bis zu zwei Mikrofone des Typs ADMP441 an eine einzige Datenleitung am Blackfin-Prozessor ADSP-BF527 angeschlossen werden. Der ADSP-BF527 kann bis zu vier seriellen Dateneingängen handhaben. Es lassen sich also bis zu acht Mikrofone an einen einzigen DSP anschließen.

 

Schaltungsbeschreibung

Die Mikrofone sind an die SPORT-Dateneingangspins des ADSP-BF527 angeschlossen. Die einzigen erforderlichen passiven Komponenten in dieser Schaltung sind ein 0,1μF-Entstörkondensator für jeden ADMP441 und ein großer Pull-Down-Widerstand (100 kΩ) an der SD-Leitung zum Entladen, während die Ausgangstreiber des ADMP441 im „Tristate“-Zustand sind. Der Entstörkondensator sollte sich so nahe wie möglich am VDD Pin (Pin 7) des ADMP441 befinden.

Die Mikrofone versorgt man mit derselben Spannungsquelle wie den ADSP-BF527. Obwohl der ADMP441 mit einer VDD zwischen 1,8 und 3,3 V arbeitet, beträgt VDDEXT am ADSP-BF527 mindestens 2,25 V.

 

Es gibt drei Signale, die zwischen ADMP441 und ADSP-BF527 für den I2S-Datenstrom verbunden werden müssen: „Frame Clock“, „Bit Clock“ und “Data“. Der ADSP-BF527 ist der Systemtakt-Master und erzeugt die zwei I2S-Taktsignale.

Die Schaltung in Bild 1 zeigt Mikrofone, die an einen Dateneingang am SPORT0 des Blackfin angeschlossen sind. Jeder der beiden SPORTs des ADSP-BF527 hat zwei Sätze Datenempfangspins, die bis zu acht I2S-Audio-In Kanäle ermöglichen. Tabelle 1 zeigt die Verbindungen, wenn der serielle SPORT0 des ADSP-BF527 verwendet wird.

 

Tabelle 1: Signalverbindungen für SPORT0 Tabelle 1: Signalverbindungen für SPORT0

Der L/R-Pin an den zwei ADMP441s wird auf entgegengesetzte Pegel gesetzt – einen auf VDD und den anderen auf GND. Liegt „L/R“ an „GND“, gibt das Mikrofon seine Daten auf dem linken Kanal des I2S-Streams aus. Anderenfalls (an Vdd) gibt das Mikrofon das Signal auf dem rechten Kanal aus.

Der ADMP441 wird aktiviert, indem man den CHIPEN-Pin auf „High“-Potenzial bringt. Dieser Pin kann entweder direkt an VDD des Mikrofons gelegt werden. Dann ist das Mikrofon stets aktiviert, während es eingeschaltet ist. Alternativ kann er mit einem GPIO am ADSP-BF527 verbunden werden. Auf diese Weise aktiviert oder deaktiviert der Blackfin das Mikrofon.

Der ADMP441 hat eine Empfindlichkeit von −26 dBFS. In den meisten Anwendungen verlangen die Mikrofonausgänge eine Verstärkung im Signalpfad des Blackfin. Falls eine Verstärkung zum Signal im DSP hinzugefügt wird, muss der Ausgang des Prozessors weiterhin auf 0 dBFS begrenzt werden.

ADSP-BF527 Register-Einstellungen

Die SPORT-Register-Einstellungen, um den ADSP-BF527 in I2S-Master-Mode zu bringen, werden im Folgenden beschrieben. Weitere Details zu diesen Register-Einstellungen findet man in der ADSP-BF52x Blackfin Processor Hardware Reference.

Man konfiguriere SPORT_RCR1, das primäre Konfigurationsregister für den Empfang, mit den folgenden nicht voreingestellten Einstellungen:

  • RCKFE: Treibt die interne Frame Synchronisation an der fallenden Flanke von RSCLK
  • RFSR: RFS für jedes Datenwort verlangen
  • IRFS: Internes RFS verwenden
  • IRSCLK: Internen Empfangstakt auswählen

Man konfiguriere SPORT_RCR2, das sekundäre Konfigurationsregister für den Empfang, mit den folgenden nicht voreingestellten Einstellungen:

  • RSFSE: Empfang von Stereo Frame Sync aktiviert
  • SLEN: 32 Bit Wortlänge.

SPORT_RCLKDIV (serieller SPORT Taktfrequenzteiler) setzt man auf 17 (0x0011) und SPORT_RFSDIV auf 31 (0x001F). Dies legt die richtigen Taktfrequenzen für einen Frame-Takt von 48 kHz und einen Bit-Takt von 3,072 MHz mit einem Systemtakt des Blackfins von 120 MHz (SCLK) fest.

Die beschriebenen Register-Einstellungen können für SPORT0 oder SPORT1 am ADSP-BF527 verwendet werden.

Übliche Schaltungsvarianten

DSP

Diese Schaltung kann außer mit dem ADSP-BF527 auch mit anderen Mitgliedern aus der Blackfin-Familie aufgebaut werden. Die jeweiligen Datenblätter enthalten Einzelheiten zu den Unterschieden in der Zahl von SPORT-Kanälen und anderen Varianten.

Mikrofone

Indem man eines der Mikrofone entfernt, kann eine Mono-Mikrofonschaltung mit einem einzigen ADMP441 realisiert werden. Die anderen Verbindungen in dieser Mono-Konfiguration bleiben gleich.

Zusätzliche Mikrofone können auf die gleiche Weise wie das erste Stereopaar an die SPORT-Eingänge des ADSP-BF527 angeschlossen werden.

Schaltungsevaluierung und Test

Die einfachste Möglichkeit zur Evaluierung eines Systems mit dem ADMP441 MEMS-Mikrofon, das über I2S an den ADSP-BF527 Blackfin-DSP angeschlossen ist, besteht im Einsatz des EVAL-ADMP441Z Evaluation Boards und dem Blackfin SDP. Diese Boards sind aufeinander abgestimmt und enthalten Code als Basis der digitalen Audioverbindung. Beim Anschluss an den USB-Port eines PCs wird das System als Standard-USB-Audio-Schnittstelle identifiziert und ermöglicht das Streaming von Stereo-Audio von den Mikrofonen zum PC.

Erforderliche Ausrüstung

Die zwei erforderlichen Evaluation-Kits sind: VAL-ADMP441Z mit einem EVAL-ADMP441Z-FLEX Board und einer Schnittstellenkarte und EVAL-SDP-CB1Z mit SDP-B Controller-Board.

Für den richtigen Betrieb des SDP-Boards muss der PC folgende Minimalkonfiguration aufweisen: Windows XP Service Pack 2, Windows Vista (32 Bit) oder Windows 7 (32 Bit) sowie USB 2.0-Port.

Ein zweites EVAL-ADMP441Z-FLEX kann an das Interface-Board angeschlossen werden, um Stereo-Audio-Signale zu erfassen.

Schneller Einstieg

Das Mikrofon FLEX PCBs ist mit ZIF-Steckern, J1 und J2, an das Schnittstellenboard angeschlossen. Das EVAL-ADMP441Z ist mit einem 120-poligen Stecker, J3, an das SDP-B angeschlossen.

Die Dokumentation für das SDP-B Controller-Board und EVAL-ADMP441Z beschreibt das System-Setup und enthält das komplette Blockschaltbild des Boards. Die einzigen erforderlichen externen Verbindungen sind die USB-Verbindung zum PC und System-Versorgung zum ADMP441-Evaluation-Board.

Die komplette Dokumentation für das Evaluation-Board EVAL-ADMP441Z findet man im User Guide UG-362. Die komplette Dokumentation für das SDP-B Controller-Board findet man im SDP-B User Guide UG-277. // * * Jerad Lewis ist Applikationsingenieur MEMS-Mikrophone bei Analog Devices in Norwood, USA.