Die richtige Betriebsfrequenz für eine Stromversorgung wählen

Die Auswahl der richtigen Schaltfrequenz für eine Stromversorgung ist eine komplexe Abwägung zwischen den drei Faktoren Größe, Wirkungsgrad und Kosten. Ein erheblicher Anteil an der Größe einer Stromversorgung entfällt auf das Filter, das umso kleiner wird, je höher die gewählte Schaltfrequenz ist.

Jeder Schaltvorgang findet innerhalb einer endlichen Zeitspanne statt und ist mit Energieverlusten behaftet: Je höher die Schaltfrequenz, desto größer sind die einhergehenden Schaltverluste und desto niedriger fällt der Wirkungsgrad aus. Bei einem Betrieb mit höheren Schaltfrequenzen verringern sich die Werte der Filterbauelemente.

Dies kann also bei einer Stromversorgung zu beträchtlichen Kosteneinsparungen führen. In den folgenden Abschnitten wollen wir anhand eines simplen Abwärtsschaltreglers veranschaulichen, welche Folgen Änderungen an einem der drei Parameter jeweils haben.

 Bild 1: Beim Platzbedarf der Stromversorgungsbauelemente dominieren die Halbleiter.
Bild 1: Beim Platzbedarf der Stromversorgungsbauelemente dominieren die Halbleiter.

Bild 1 zeigt das Schaltbild eines Abwärtsschaltreglers und ein Diagramm mit dem Platzbedarf in Abhängigkeit von der Frequenz. Am unteren Ende der Frequenzskala (100 kHz) haben die Induktivitäten den größten Anteil am Gesamt-Platz. Unter der Voraussetzung, dass der Platzbedarf der Induktivitäten ihrer Energie entspricht, sinkt das Platz direkt proportional zur Frequenz.

Dies ist allerdings eine eher optimistische Annahme, denn bei einer bestimmten Frequenz steigen die Ummagnetisierungsverluste in der Induktivität, so dass einer weiteren Verkleinerung Grenzen gesetzt sind. Verwendet man Keramikkondensatoren, verringert sich die Größe des ausgangsseitigen Kondensators mit der Frequenz, da bei höheren Frequenzen auch niedrigere Kapazitätswerte genügen.

Bei niedrigen Frequenzen dominieren Passive den Schaltregler

Andererseits dimensioniert man die eingangsseitigen Kondensatoren anhand der vorgegebenen maximalen Welligkeit. Diese ändert sich mit der Frequenz nur unwesentlich, so dass deren Platzanteil tendenziell konstant bleibt. Schließlich ist im Diagramm in Bild 1 dargestellt, welcher Anteil in Abhängigkeit von der Schaltfrequenz auf die im Schaltregler enthaltenen Halbleiter entfällt.

Wie man sieht, wird die Größe des Schaltreglers bei niedrigen Schaltfrequenzen klar von den passiven Bauelementen bestimmt. Je höher die Schaltfrequenz ist, desto mehr fällt der Halbleiteranteil ins Gewicht.

Von einem konstanten Platzbedarf für die Halbleiter auszugehen, ist allerdings eine zu starke Vereinfachung. In Halbleitern existieren Leitungs- und Schaltverluste. Leitungsverluste in einem synchronen Abwärtsregler entstehen in den MOSFETs und sind umso größer, je kleiner die Chipfläche ist. Je größer die MOSFET-Fläche ist, desto geringer ist ihr Widerstand, und desto niedriger sind auch die Leitungsverluste.

Was Leitungs- und Schaltverluste verursacht und wie man diese senkt

Die Schaltverluste hängen davon ab, wie schnell der MOSFET schaltet und welche Eingangs- und Ausgangskapazitäten er aufweist. Diese sind von der Größe des Bauelements abhängig. So wird ein größeres Bauelement längere Schaltzeiten und höhere Kapazitätswerte aufweisen.

 Bild 2: Eine höhere Betriebsfrequenz führt zu höheren Gesamtverlusten
Bild 2: Eine höhere Betriebsfrequenz führt zu höheren Gesamtverlusten

Bild 2 veranschaulicht diese Trends für zwei unterschiedliche Schaltfrequenzen. Die Leitungsverluste (Pcon) sind unabhängig von der Schaltfrequenz, während die Schaltverluste (Psw F1 und Psw F2) direkt damit zusammenhängen. So führt eine höhere Schaltfrequenz von Psw F2 zu höheren Schaltverlusten.

Bei jeder der beiden Schaltfrequenzen stellt sich ein minimaler Gesamtverlust ein, wenn die Schalt- und Leitungsverluste gleich groß sind. Dieser ist bei der höheren Frequenz größer.

Eine höhere Schaltfrequenz hat den Vorteil, dass die Chipfläche kleiner ist, was sich in Kosteneinsparungen bemerkbar machen kann. Bei den niedrigen Frequenzen, wie sie in der Praxis verwendet werden, führt das Auffangen von Verlusten durch Verändern der Chipfläche zu einem übermäßig teuren Design.

Bewegen wir uns dagegen in Richtung höherer Schaltfrequenzen, können wir durch Optimierung der Chipfläche die Verluste senken und somit den Platz verringern, den die Halbleiter innerhalb eines Schaltreglers beanspruchen. Die Kehrseite ist, dass die Wirkungsgrade sinken, wenn in der Halbleitertechnologie keine Verbesserungen erzielt werden.

Bei höherer Schaltfrequenz sollten die Kosten sinken

Erhöht man die Schaltfrequenz eines Schaltreglers, sollten seine Kosten sinken. Bei einer höheren Schaltfrequenz verringert sich die Größe der Induktivitäten und es werden Einsparungen beim Kernmaterial möglich. Außerdem sinken die Anforderungen an den Ausgangskondensator. Bei Keramikkondensatoren bedeutet dies, dass entweder geringere Kapazitätswerte ausreichen oder dass man mit weniger Kondensatoren auskommt. Zudem verringert sich die Halbleiter-Chipfläche, was die Kosten ebenfalls senkt.

Um die richtige Frequenz zu ermitteln, gilt es also, den besten Kompromiss aus Größe, Wirkungsgrad und Kosten zu finden. Tendenziell erzielen die Lösungen mit niedrigeren Schaltfrequenzen die besten Wirkungsgrade, aber sie sind auch die größten und teuersten Varianten. Ein Übergang hin zu höheren Schaltfrequenzen verbessert die Größen- und Kostensituation, das wird aber mit steigenden Verlusten erkauft.

Beim nächsten Mal wenden wir uns in Tipp 2 der Frage zu, wie man dem Rauschen in Schaltreglern am besten zu Leibe rückt.

Von Robert Kollman, Texas Instruments.

Der Effektivwert des Welligkeitsstroms von Kondensatoren

Eine der häufig übersehenen Belastungen in Stromversorgungen ist der Effektivwert des Stromes, der durch den Eingangskondensator fließt. Wird dieser Parameter nicht richtig behandelt, kann sich der Kondensator durch einen zu hohen Strom überhitzen und vorzeitig ausfallen.

In einem Abwärts-Schaltregler lässt sich der Effektivstrom (IRMS) leicht aus dem Ausgangsstrom (I0) und dem Tastverhältnis (D) nach der folgenden Näherungsgleichung berechnen.


Formel 1_${15639227}

 Bild 1: In einem Abwärtsregler fließt beim halben Ausgangsstrom der maximale Effektivstrom durch den Eingangskondensator
Bild 1: In einem Abwärtsregler fließt beim halben Ausgangsstrom der maximale Effektivstrom durch den Eingangskondensator

Bild 1 zeigt den Kurvenverlauf, der sich aus dieser Gleichung ergibt: Es handelt sich um einen Kreis mit einen Maximum von 0,5 bei einem Tastverhältnis von 50 Prozent und zwei Nulldurchgängen bei einem Tastverhältnis von 0 bzw. 100 Prozent. Die Kurve verläuft symmetrisch zum 50-Prozent-Maximum. Zwischen 20 und 80 Prozent ist das Verhältnis vom Effektivstrom zum Ausgangsstrom größer als 80 Prozent.

Bei Tastverhältnissen in diesem Bereich kann man den Effektivwert näherungsweise gleich der Hälfte des maximalen Ausgangsstromes setzen. Außerhalb dieses Bereichs sollte man ihn dagegen lieber genau berechnen.

In den letzten Jahren wurden im Hinblick auf den volumetrischen Wirkungsgrad und die Kosten von Keramikkondensatoren bedeutende Verbesserungen erzielt. Heute werden in getakteten Stromversorgungen zur Ableitung der Stromwelligkeit bevorzugt Keramikkondensatoren eingesetzt. Allerdings kann ihr niedriger Ersatzserienwiderstand (ESR) in Schaltreglern unerwünschte Nebenwirkungen haben und beispielsweise EMV-Filter zum Schwingen bringen oder unerwartete Spannungsspitzen verursachen (siehe vorheriger Tipp).

Das Dämpfen dieser Schaltungen mit hohem Gütefaktor erfolgt häufig durch Parallelschalten eines Elektrolytkondensators. Man sollte in diesen Fällen dem Wechselstromanteil, der durch den Elektrolytkondensator fließt, die gebotene Aufmerksamkeit widmen, da ein erheblicher Teil des im Schaltregler vorhandenen Welligkeitsstroms in diesem Kondensator landen kann.

 Bild 2: Bei Verwendung unterschiedlicher Kondensatortypen sollte man den Strom durch den Elektrolytkondensator im Auge behalten
Bild 2: Bei Verwendung unterschiedlicher Kondensatortypen sollte man den Strom durch den Elektrolytkondensator im Auge behalten

Bild 2 zeigt ein Beispiel für einen 100-kHz-Schaltregler, dessen Eingangskapazität aus einem 10-µF-Keramikkondensator und einem dazu parallel geschalteten Elektrolytkondensator mit einem Ersatzserienwiderstand von 0,15 Ω besteht. Es sei angenommen, dass die Kapazität des Elektrolytkondensators wesentlich größer als die des Keramikkondensators ist.

In diesem Fall fließen fast 70 Prozent des Effektivstroms durch den Elektrolytkondensator. Um diesen Strom zu verringern, könnte man den Keramikkondensator größer dimensionieren, die Betriebsfrequenz erhöhen oder einen Kondensator mit größerem ESR wählen. Zur Ermittlung der hier gezeigten Kurve wurde die Fourierreihe des Kondensatorstroms herangezogen.

Aus dieser wurde der Strom berechnet, der bei den einzelnen Oberschwingungen (bis zur 10. Ordnung) durch den Elektrolytkondensator fließt, und durch Rekombinieren der Oberschwingungen wurde der gesamte Effektivstrom durch den Elektrolytkondensator berechnet.

Zu beachten ist, dass sich der Strom durch den Keramikkondensator quadratisch zum Strom durch den ESR verhält, so dass diese Ströme als vektorielle Größen zu behandeln sind. Wer nicht die Zeit für alle diese Berechnungen investieren will, kann die Schaltung auch leicht durch eine Stromquelle und drei passive Bauelemente simulieren.

Zusammenfassend lässt sich sagen, dass man auf den Effektivstrom durch die Eingangskondensatoren achten sollte, da Belastungen durch Überströme die Zuverlässigkeit des Kondensators beeinträchtigen können. Besondere Aufmerksamkeit ist geboten, wenn man mehrere Kondensatortypen miteinander kombiniert, da Keramikkondensatoren in der Regel Welligkeitsspannungen möglich machen, die groß genug sind, um Überströme in parallel geschalteten Elektrolytkondensatoren entstehen zu lassen.

Die Lösung besteht darin, dass man einen oder mehrere der folgenden Parameter erhöht: Betriebsfrequenz, Betrag der Keramikkapazität, ESR des Elektrolytkondensators oder dessen zulässiger effektiver Nennstrom.

 Effektivwert des Stromes berechnen
Effektivwert des Stromes berechnen

Nachstehend wird die Berechnung des Effektivwertes des Stromes im Eingangskondensator unter Annahme einer unendlichen Induktivität hergeleitet. Dabei wird vom Effektivwert (RMS) des Stromes in einem Rechteckimpuls (D0,5*Ipk) ausgegangen und die DC-Komponente (D*Ipk) eliminiert.


Von

Robert Kollman,
Texas Instruments.

Temperaturschalter verlängert die Lebensdauer von High-Brightness LEDs

Durch Reduzieren des Stroms, der durch eine LED fließt, lässt sich deren Wärmeentwicklung und somit ein vorzeitiger Ausfall vermeiden. Der folgende Tipp zeigt am Beispiel des LED-Treibers MAX1698, wie sich mithilfe des einstellbaren Temperaturschalters MAX6510 eine geeignete Schaltung realisieren lässt.

Seit der Erfindung der ersten Leuchtdiode durch Nick Holonyak im Jahr 1962 haben sich LEDs in immer weiteren Bereichen erfolgreich durchgesetzt. LEDs unterscheiden sich in den Lichtfarben, der Lichtbündelung, der Lichtstärke und der Effektivität. Bei höheren Lichtstärken und räumlich dichter Anordnung kann die in den Bauelementen umgesetzte Wärme zu Problemen führen, da eine hohe Betriebstemperatur die Lebensdauer der LEDs reduziert.

Die Betriebstemperatur sollte durch geeignete Wärmeableitung soweit wie möglich reduziert werden. Reicht dies nicht aus, sind schaltungstechnische Maßnahmen zu ergreifen. Eine Lösung besteht darin, den Strom und somit die Verlustleistung oberhalb einer bestimmten Umgebungstemperatur zu verringern.

Am Beispiel des LED-Treibers MAX1698, der eine Augangsleistung von 5 W liefert, soll gezeigt werden, wie mithilfe des einstellbaren Temperaturschalters MAX6510 eine geeignete Schaltung realisiert werden kann.

Der MAX1698 ist ein Aufwärtswander, an dem mehrere LEDs in Reihe geschaltet werden können und der einen konstanten Ausgangsstrom liefert. Der Strom, der durch die Leuchtdioden fließt, wird von den Widerstandswerten (R1 oder R1//R2, je nach Schaltzustand von MOSFET T2) bestimmt:

ILOW = 0,3 V/R1 für Tambient > TSET

IHIGH = 0,3 V / ( R1//R2) für Tambient < TSET

Die Temperaturschwelle TSET wird über R3 eingestellt. Dieser Widerstand ist am SET-Eingang des MAX6510 angeschlossen. Bei einer Umgebungstemperatur von zum Beispiel T= 65°C ist für R3 ein Widerstand mit 39 kΩ zu nehmen.

Aufgrund des kleinen SOT-Gehäuses lässt sich der MAX6510 im Bereich der LEDs anordnen. Sobald die Umgebungstemperatur Tambient > TSET wird, schaltet der MAX510 den MOSFET T2 aus und trennt R2 vom Feedbackzweig. Der Strom wird reduziert, dementsprechend auch die Wärmeentwicklung und ein vorzeitiger Ausfall der LEDs vermieden.

Der Autor: Gerhard Winkler arbeitete bei Maxim Integrated in Planegg.

Cat.-5 UTP-Kabel mit 30 m Länge ohne Übertragungsverluste betreiben

Die preiswerten Cat.-5-UTP-Kabel offerieren sehr gute Leistungsmerkmale, verlieren aber mit zunehmender Leitungslänge Übertragungsqualität. Dieser Tipp zeigt eine Lösung, die bei Kabeln bis zu 30 m Länge und HDTV-Signalen von 75 MHz/1080 p die Übertragungsverluste reduziert.

Verdrillte Zweidrahtleitungen (UTP, Unshielded Twisted-Pair) der Kategorie 5 erfreuen sich aufgrund ihrer hohen Leistungsfähigkeit und ihrer geringen Kosten großer Beliebtheit. Dieser Kabeltyp wird für KVM-Networking (Keyboard-Video-Mouse) verwendet, wobei drei der vier verdrillten Leitungspaare die RGB-Videosignale übertragen. Mit zunehmender Popularität des hochauflösenden Fernsehens (HDTV) könnten UTP-Kabel der Kategorie 5 eine preiswerte Lösung zur Übertragung von Signalen über große Entfernungen sein.

Auf hohe Wirtschaftlichkeit optimierte Cat.-5-UTP-Kabel verlieren jedoch mit zunehmender Leitungslänge rasch an Übertragungsqualität. Der folgende Tipp zeigt eine Lösung, welche bei Kabeln von bis zu 30 m Länge und HDTV-Signalen von 75 MHz/1080 p Übertragungsverluste reduziert. Die Verluste bei 75 MHz betragen etwa 6 dB. Somit muss eine HF-Verstärkung von 6 dB angelegt werden.

Der Differenzverstärker AD8148 ist intern für eine Verstärkung von 4 (12 dB) eingestellt. Das RC-Netzwerk steuert die Gesamtverstärkung. Diese beginnt bei niedrigen Frequenzen bei 2 und steigt langsam bis auf 4 bei höheren Frequenzen an. Der Empfängerbaustein AD8145 – eingestellt auf eine Verstärkung von 2 – wird auf der Empfängerseite eingesetzt.

Die Frequenzanhebung des Treibers wirkt der Leitungsdämpfung bei höheren Frequenzen entgegen. Durch den Empfänger an der Ausgangsseite der Leitung wird die Bandbreite nicht beeinträchtigt. Dabei wird vorausgesetzt, dass der Empfänger eine Bandbreite von nicht mehr als 100 MHz aufweist. Für den Verstärker AD8145, bei dem eine Verstärkung von 2 eingestellt ist, trifft dies zu. Die Leistungsfähigkeit der gezeigten Schaltung wurde bei Kabellängen von 10, 20 und 30 m getestet. Falls man mit einer kürzeren Leitungslänge von unter 5 m auskommt, kann der Treiber ohne Frequenzanhebung verwendet werden, da er die kürzere Entfernung beherrscht.

Version 1.7 des HF-Simulators ADIsimRF

Analog Devices hat jetzt Version 1.7 des Simulationswerkzeuges für die HF-Signalkette ADIsimRF auf den Markt gebracht. Berechnet werden kaskadierte Verstärkung, Rauschdiagramme, IP3, P1dB und Gesamt-Leistungsaufnahme.

Die aktuelle Version bietet deutliche Verbesserungen bei der Berechnung von Fehlanpassungen zwischen verschiedenen Stufen. So lässt sich der skalare Fehlanpassungsverlust berechnen, der durch unterschiedliche Ausgangs- und Eingangsimpedanzen zweier benachbarter Komponenten entsteht.

Auch die Modelle zahlreicher Bauelemente, deren Impedanz nicht 50 Ohm beträgt (z.B. I/Q-Demodulatoren, VGAs und ADC-Treiber), wurden modifiziert, um Fehlanpassungen zwischen den Stufen bei der Berechnung von IP3, P1dB, Verstärkung und Rauschzahl zu berücksichtigen.

Implementiert sind jetzt etwa 150 Bausteinmodelle, darunter der I/Q-Modulator ADRF6755 und die Treiberverstärker ADL5324, ADL5321 und ADL5320. Die Eingabe der Daten geschieht anwenderfreundlich über Pull-down-Menüs. Bei nicht konsistenten Werten erfolgt eine Warnung. In einem Fenster werden automatisch die berechneten Werte zu IMD, SDFR und SNR angezeigt, die Kanal-Bandbreite lässt sich frei wählen.

Der Simulator kann kostenlos heruntergeladen werden, die Software läuft unter Windows XP, Windows Vista und Windows 7.

Zum Videotutorial zu ADIsimRF (knapp 5 min).

Strom mit „Current Sense“ und „Kelvin Connection“ erhöhen

Dieser Tipp zeigt, wie sich mit dem Rail-to-Rail-Operationsverstärker AD8397 der Strom einer einstellbaren Spannungsquelle erhöhen und eine genaue Spannung erzeugen lässt, die als Versorgungsspannung genutzt werden kann.

Eine sogenannte „Kelvin Connection“ (4-Punkt-Abtastung) eliminiert ohmsche Verluste. Der Strom kann über einen Strommesswiderstand gemessen werden.

Der AD8397 puffert die Versorgungsspannung und versorgt das zu testende Bauteil. Der Strommesswiderstand R2 „wandelt“ den Strom in eine Spannung. Diese Spannung kann mithilfe eines Instrumentenverstärkers gemessen werden. Mit dieser Strommesstechnik lässt sich eine Spannung mehrmals mit Hilfe separater Boost-Schaltungen puffern, wobei alle Ströme individuell gemessen werden.

Indem man R2 klein hält, erhält man größere Reserven. Größere Werte von R2 schützen vor versehentlicher Übersteuerung. Mit steigendem Strom steigt der Ausgangspegel am Verstärker so lange, bis der Ausgang in der Sättigung ist. Je größer der Widerstand, desto schneller kommt der Ausgang in die Sättigung. Dabei wird die Verlustleistung auf einem beherrschbaren Level gehalten. Mit R2 = 10 Ω kommt der Schaltkreis bei etwa 650 mA und einer Versorgung von 6 V bzw. bei etwa 500 mA mit 9 V in die Sättigung.

C2 und R2 bilden einen Rückkopplungspol, der Instabilitäten hervorrufen kann. Die Verstärkung bei geschlossenem Regelkreis könnte erhöht werden, um die Phasendifferenz zu erhöhen und den Regelkreis zu stabilisieren. Allerdings geht dies zu Lasten der Reserven. R1 und C1 erhöhen die Regelkreis-Verstärkung bei hohen Frequenzen und sorgen somit für Eins-Verstärkung bei niedrigen Frequenzen. Das Verhältnis von R2 zu R1 definiert die HF-Verstärkung des Systems. Das System ist stabiler mit höheren Verstärkungen.

C1 und R1 legen die Frequenz fest, wo der Verstärkungsübergang auftritt. Dieser Eckpunkt sollte sich mindestens eine Dekade unterhalb der Übergangsfrequenz des Verstärkers befinden. Eine „Kelvin Connection“ realisiert man durch separate Führung des invertierenden Eingangs und des Ausgangs. Das Ausgangssignal des Verstärkers steigt an, um die ohmschen Verluste in Folge des hohen Stromes zu kompensieren.

Die Autoren: Angel Caballero und Greg DiSanto arbeiten bei Analog Devices in Norwood / USA.

Was macht man mit einem nicht genutzten Operationsverstärker?

Diese Situation ist kniffliger, als sie aussieht. Falls ein OPV übersteuert wird, gelangt die Ausgangsstufe auf einer der Versorgungsspannungen in die Sättigung und der OPV nimmt übermäßig Leistung auf. Viele der üblichen Konfigurationen eines ungenutzten OPV übersteuern diesen.

Falls alle Anschlüsse offen bleiben, besteht ein echtes Risiko darin, dass elektrostatische Störfelder bewirken, dass sich ein Eingang außerhalb der Versorgungsspannung bewegt. Dies kann ein Latch-up bewirken und den gesamten Chip zerstören. Selbst wenn es zu keinem Latch-up kommt, kann ein DC-Feld Sättigungsvorgänge und Stromverschwendung verursachen. Ferner kann es vorkommen, dass der Verstärker ein AC-Feld verstärkt und, falls er übersteuert wird, seinen eigenen Versorgungsstrom moduliert. Dies kann Übersprechen zu anderen OPVs auf dem Chip verursachen.

Einige Anwender verbinden einen Eingang mit der positiven und den anderen mit der negativen Versorgungsspannung. Dies wiederum sättigt den Ausgang und verschwendet Strom. Auch kann dies dazu führen, dass die differenzielle Eingangsspannung überschritten und das Bauteil beschädigt wird. Selbst wenn es zu keiner Beschädigung kommt, nehmen einige Eingangsstufen unter diesen Bedingungen mehrere zehn Milliampere auf und verbraten so noch mehr Strom.

Beide Eingänge auf Masse zu legen oder sie auf einem anderen Potenzial kurzzuschließen, führt ebenfalls dazu, dass die Ausgangsstufe in die Sättigung gelangt. Dies ist so, weil die Offsetspannung eines OPV niemals genau Null ist. Die Eingänge kurzzuschließen und nicht vorzuspannen hat die gleichen Latch-up Risiken wie bereits erwähnt.

Die Lösung: Ausgang an den invertierenden Eingang

Was man tun sollte ist, das Bauteil als Sapnnungsfolger zu schalten (Ausgang an invertierenden Eingang) und den nicht-invertierenden Eingang mit einem Potenzial zu verbinden, das zwischen den Versorgungsspannungen liegt. Mit einem System mit zwei Versorgungen ist Masse ideal. Der Anschluss an die positive oder negative Versorgung eines Systems mit nur einer Versorgungsspannung führt jedoch zur Sättigung und einer daraus resultierenden Stromverschwendung, falls die Offsetspannung die falsche Polarität hat. Das Potenzial „irgendwo zwischen den Versorgungsleitungen“ kann ein beliebiger Punkt in der Schaltung mit geeignetem Potenzial sein, da die durch den OPV-Eingang verursachte Belastung nur minimal ist.

Oder man kann ihn als Pufferverstärker in einem Teil eines Systems verwenden, der zwar keinen Pufferverstärker braucht, aber mit Pufferverstärker etwas leistungsfähiger ist.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.

Isolationsschaltung für USB-Kabel

Dieser Schaltungstipp stellt eine kostengünstige und einfache Möglichkeit vor, einen Isolationspuffer für industrielle und medizinische Peripheriegeräte zu implementieren. Der Schwerpunkt liegt auf der Isolation eines Peripheriegeräts, das bereits über eine USB-Schnittstelle verfügt.

Der Universal Serial Bus (USB) hat sich rasch zum Standard-Interface für den Großteil der PC-Peripherie entwickelt. Mit seiner herausragenden Flexibilität hinsichtlich der Übertragungsraten und seiner Hot-Swap-Unterstützung verdrängte er die RS-232-Schnittstelle und die parallele Druckerschnittstelle. Seitens der Hersteller von industriellem Equipment und Medizintechnik besteht der intensive Wunsch, den USB ebenfalls einzusetzen, doch setzt sich dieser Bus hier nicht so schnell durch, weil es bisher keine gute Möglichkeit zur Sicherstellung der Isolation gab. Diese aber ist unerlässlich für den Anschluss an Maschinen, die gefährliche Spannungen kontrollieren, oder für defibrillationssichere Verbindungen mit geringen Leckströmen in medizinischen Applikationen.

Aspekte beim Einsatz als Isolationselement

Der Baustein des Typs ADuM4160 ist vorrangig als Isolationselement für USB-Peripherie gedacht, doch gibt es auch Situationen, in denen auch ein Kabel mit eingebauter Isolationsbarriere nützlich ist. Beim Einsatz des Chips für diesen Zweck gilt es jedoch verschiedene Aspekte zu beachten. Die Puffer an der Upstream- und der Downstream-Seite sind zwar identisch und auch in der Lage, ein USB-Kabel anzusteuern. Die Downstream-seitigen Puffer müssen aber ihre Übertragungsrate abhängig davon anpassen können, ob ein Full-Speed- oder Low-Speed-Peripheriegerät angeschlossen wird. Während sich der Upstream-Anschluss wie ein Peripheriegerät verhalten muss, hat der Downstream-Anschluss wie ein Host zu agieren.

Abgesehen vom Sonderfall einer speziellen Peripherieschnittstelle, deren Übertragungsrate bekannt ist und sich nicht ändert, müssen Host-Applikationen den Typ des angeschlossenen Peripheriegeräts (High Speed oder Low Speed) erkennen und ihre Übertragungsrate entsprechend anpassen. Der ADuM4160 ist dagegen dafür konzipiert, durch äußere Beschaltung auf eine bestimmte Geschwindigkeit eingestellt zu werden. Er funktioniert deshalb, wenn eine Peripheriefunktion mit der richtigen Übertragungsrate an seine Downstream-Seite angeschlossen wird, während er bei einem Peripheriegerät mit falscher Geschwindigkeit versagt. Abhilfe hiergegen schafft man am besten, indem man den ADuM4160 mit einem Hub-Controller kombiniert.

Man kann sich die Upstream-Seite eines Hub-Controllers wie einen standardmäßigen Peripherie-Port mit fest eingestellter Übertragungsrate vorstellen, sodass er sich mithilfe des ADuM4160 einfach isolieren lässt. Die Downstream-Ports werden dagegen alle vom Hub-Controller selbst gehandhabt. In vielen Fällen kann aus praktischer Sicht ein nur für eine Übertragungsrate geeignetes Kabel durchaus sinnvoll sein, auch wenn es nicht als vollständig USB-konform zertifizierbar wäre. Dies gilt insbesondere bei Verwendung spezieller Steckverbinder, die eine Verwechslung mit echten USB-Kabeln ausschließen. Der Hub-Chip ist in diesem Fall entbehrlich, und das Design wird sehr einfach und kompakt.

Aufgaben des ADuM4160

Der ADuM4160 stellt eine kostengünstige und einfache Möglichkeit dar, einen Isolationspuffer für industrielle und medizinische Peripheriegeräte zu implementieren. Die Herausforderung liegt in der Realisierung eines busgespeisten Kabelisolators, indem der ADuM4160 mit einem kleinen isolierten DC/DC-Wandler wie dem ADuM5000 kombiniert wird. Der ADuM4160 übernimmt dabei folgende Aufgaben:

  • Direkte Isolation der USB-Adern D+ und D- in Upstream-Richtung.
  • Implementierung einer automatischen Datenfluss-Kontrolle, die ohne externe Steuerleitungen auskommt.
  • Realisierung einer für Medizintechnik geeigneten Isolation.
  • Unterstützung für Full-Speed und Low-Speed-Übertragungsraten.
  • Unterstützung für eine isolierte Stromversorgung über das Kabel.

Der Zweck der in Bild 1 dargestellten Applikationsschaltung ist die Isolation eines Peripheriegeräts, das bereits über eine USB-Schnittstelle verfügt. Die Herstellung eines vollständig konformen busgespeisten Kabels ist allerdings nicht möglich, da es keine Wandler mit 100 % Wirkungsgrad gibt, die die Busspannung über die Isolationsgrenze bringen könnten. Hinzu kommt, dass die Ruhestromaufnahme des Wandlers nicht den Vorgaben des USB-Standards bezüglich des Standby-Stroms gerecht wird.

Diese Einschränkungen kommen zu den begrenzten Fähigkeiten des ADuM4160 bezüglich der Übertragungsraten-Erkennung hinzu. Was sich dagegen realisieren lässt, ist ein entweder nur für eine Übertragungsrate ausgelegtes oder per Schalter umschaltbares Kabel, das dem in Downstream-Richtung angeschlossenen Peripheriegerät eine im Rahmen bleibende elektrische Leistung zur Verfügung stellen kann. Hierbei handelt es sich jedoch um eine Spezial-Applikation, die den USB-Standard nicht in vollem Umfang einhält.

Schaltungsbeschreibung

Die Versorgungsspannung für den USB-Anschluss in Upstream-Richtung wird aus der am USB-Kabel verfügbaren VBUS-Spannung von 5 V bezogen. Die Busspannung versorgt außerdem einen ADuM5000, mit dem die Spannung VBUS2 für die Downstream-Seite des ADuM4160 erzeugt wird, wobei für die angeschlossene Peripheriefunktion bis zu 100 mA verfügbar sind. Ausschlaggebend für die Wahl des ADuM5000 sind seine hohe Isolationsspannung und seine kleinen Abmessungen. Überdies liefert er ausreichend Leistung für kleine busgespeiste Geräte (z. B. Maus, Tastatur oder USB-Stick).

 Bild 2: Kabel mit dem Gehäuse der Isolatorschaltung
Bild 2: Kabel mit dem Gehäuse der Isolatorschaltung

Der Baustein nutzt Chip-Scale-Mikroübertrager und arbeitet deshalb mit sehr hohen Schaltfrequenzen. Es müssen deshalb Maßnahmen zur Minimierung der Störabstrahlungen getroffen werden, indem das Kabel mit Ferritperlen versehen wird und die Empfehlungen in der Applikationsschrift AN-0971beachtet werden. Damit das System die EMI/RFI-Tests besteht, sind für das Layout, die Entkopplung und die Masseverbindung spezielle Techniken anzuwenden. Entsprechende Anleitungen finden sich in den Tutorials MT-031 und MT-101. Komplette Layout- und Gerber-Files für den USB-Kabelisolator auf Basis des ADuM4160 gibt eshier.

Die Kabelisolator-Applikation mit dem ADuM4160 bietet verschiedenen Optionen bezüglich der Stromversorgung, der Busgeschwindigkeit und des ESD/EOS-Schutzes, über die zu entscheiden ist. Peripheriegeräte arbeiten entweder mit Low Speed (1,5 MBit/s), Full Speed (12 MBit/s) oder High Speed (480 MBit/s). Der ADuM4160 unterstützt allerdings den High-Speed-Betrieb nicht und blockiert die Handshake-Signale, mit denen diese Übertragungsrate angefordert wird.

Der High-Speed-Modus beginnt als Full-Speed-Konfiguration. Anschließend fordert das Peripheriegerät die High-Speed-Unterstützung mit einem Prozess an, der als ‚High Speed Chirp‘ bezeichnet wird. Dieser wird jedoch vom ADuM4160 ignoriert, sodass die entsprechende Anforderung nicht an den Host weitergeleitet wird und das Peripheriegerät automatisch im Full-Speed-Modus verbleibt. Die Applikation umfasst einen Schalter und einen Einkanal-Isolator, der dem Anwender die Möglichkeit gibt, die Übertragungsrate des Kabels durch Setzen der SPU und SPD-Pins festzulegen. Dieses Feature ist optional und kann entfallen, wenn eine einzige Übertragungsrate ausreicht.

Stromversorgung

Die Stromversorgung erfolgt über die VBUSx-Pins, und die Signalisierungsspannung von 3,3 V wird von internen 3,3-V-Reglern am VDDx-Pin bereitgestellt. Der ADuM4160 unterstützt überdies auch andere Stromversorgungs-.Konfigurationen, auf die in anderen Circuit Notes eingegangen wird. In der in Bild 1 gezeigten Schaltung sind die Upstream und die Downstream-Seite des ADuM4160 so eingerichtet, dass die Stromversorgung aus den VBUSx-Leitungen und den internen Reglern bezogen wird.

Der ADuM4160 bietet die Option zur Verzögerung des Upstream-seitigen Pull-ups unter der Kontrolle des Peripheriegeräts. Diese Funktion wird über den Eingang PIN gesteuert, der in der vorliegenden Applikation fest auf High gelegt wird, sodass das Pull-up auf der Upstream-Seite aktiv wird, sobald das Peripheriegerät mit Strom versorgt wird.

Die in dieser Schaltung verwendeten Schutzbausteine stammen von Herstellern mit einer großen Angebotsvielfalt. Die einzelnen Bauteile wurden so gewählt, dass sie mit 0-Ω-Komponenten kurzgeschlossen werden können und damit praktisch aus der Schaltung entfernt werden. In welchem Umfang ein Schutz erforderlich ist, muss der Designer entscheiden. Vom völligen Fehlen externer Schutzvorkehrungen bis zur Ausstattung mit der ganzen Palette von Überspannungsableitern und Filter-Elementen ist hier alles möglich. Die in dieser Applikation verwendeten Schaltungselemente demonstrieren, welche Art von Schutz in Frage kommt.

Während des Betriebs erkennt die Schaltung Datenpakete und überträgt sie von einer Seite der Isolationsbarriere an die andere. Die Bilder 3 und 4 visualisieren eine typische Full-Speed-Transaktion im Zeitbereich bzw. als Augendiagramm. Besondere Beachtung in den Echtzeitdaten verdienen der passive Idle-Status am Beginn des Pakets, der zu einem Driven-J wird, sowie der End-of-Packet-Status am Schluss der Transaktion, zu erkennen an einem massebezogenen Null-Status gefolgt von einem Idle-J. Es sind die automatische Ablaufsteuerung und die Handhabung dieser speziellen Logikzustände, die den ADuM4160-Chip möglich machen und ihn zu seiner Sonderstellung auf dem Markt verhelfen.

Kabeldesign für Transienten bis 2,5 kV

Das Kabeldesign ist für Transienten bis zu 2,5 kV vollständig vom Datenanschluss in Upstream-Richtung isoliert. Künftige isoPower-Module werden die volle, für Medizintechnik erforderliche Isolation des Kabels bis 5 kV unterstützen. Der Downstream-Port wird aus der Upstream-seitigen VBUS1-Leitung. Damit ist die für die Applikation verfügbare Leistung auf 500 mA bei 5 V begrenzt.

 Bild 3: Übertragung eines Full-Speed-Testpakets getrieben vom Upstream-Port des ADuM4160
Bild 3: Übertragung eines Full-Speed-Testpakets getrieben vom Upstream-Port des ADuM4160

Dies ist das Maximum, das einem standardmäßigen USB-Port zur Verfügung steht, und reicht aus für den Betrieb des ADuM5000 mit einem externen Verbraucher von 100 mA. An die Downstream-Ports kann Low-Speed , Full-Speed und High-Speed-Peripherie angeschlossen werden, jedoch muss das Kabel manuell zwischen Low und Full-Speed umgeschaltet werden. Die Sicherheit des Designs stützt sich auf den eingebauten Kurzschlussschutz des ADuM5000.

Die in den Bildern 3 und 4 wiedergegebenen Daten werden im Rahmen des USB-IF-Qualifizierungsprozesses generiert. Bild 3 zeigt ein Test-Datenpaket, das vom Upstream-Port des ADuM4160 an den Host übertragen wird. Beachtenswert ist unter anderem der anfängliche Idle-Status, in dem das passive Widerstandsnetzwerk für einen Idle-J-Status sorgt. In der Mitte des Pakets findet sich eine Mixtur aus J und K-Zuständen. Rechts ist ein EOP-Marker (End Of Packet) zu sehen, bei dem es sich um eine massebezogene 0, gefolgt von einem Driven-J-Zustand handelt. Letzterer geht in einen Idle-J-Zustand über.

Der Signalqualitäts-Test in Upstream-Richtung mit Full-Speed ist in der USB-2.0-Spezifikation, Abschnitt 7.1.11. und Abschnitt 7.1.2.1 beschrieben, der Anstiegszeit-Test in Upstream-Richtung mit Full-Speed in der USB-2.0-Spezifikation Abschnitt 7.1.11. und Abschnitt 7.1.2.2 und die Abfallzeit-Prüfung in Upstream-Richtung mit Full-Speed in der USB-2.0-Spezifikation Abschnitt 7.1.11. und Abschnitt 7.1.2.2.

 Bild 4: Dieses im Full-Speed-Modus aufgezeichnete Augendiagramm gibt auch die zu meidende Zone wieder
Bild 4: Dieses im Full-Speed-Modus aufgezeichnete Augendiagramm gibt auch die zu meidende Zone wieder

Das bei Full-Speed aufgezeichnete Augendiagramm zum ADuM4160 in Bild 4 ist weit geöffnet und weit entfernt vom verbotenen Bereich. Ähnliche Daten werden auch für die Bewertung im Low-Speed-Modus verwendet.

Dieser Schaltungstipp verwendet das „CN0159 USB Cable Isolator Circuit Board“, das speziell zum Evaluieren und Testen der hierin beschriebenen Schaltung entwickelt wurde. Einen genauen Schaltplan dieser Schaltung zeigt Bild 1.

Erforderliche Ausrüstung und Starthilfe

Benötigt werden eine USB-Datenport-Verbindung mit einem Upstream/Downstream-Datenpfad, das CN0159 Universal Serial Bus (USB) Cable Isolator Circuit Board oder ein vergleichbares Board sowie zwei USB-Kabel und ein schnelles Digitaloszilloskop.

Der Schaltungstipp CN0159 enthält die Schaltungsbeschreibung, einen Schaltplan und eine Darstellung des Testaufbaus. Sie beschreibt außerdem, wie die Tests durchzuführen sind und wie die Daten eingeholt werden. Details zum CN0159 USB Cable Isolator Circuit Board mit Gerber-Files, Stückliste und weiteren Informationen finden sich unter dieser Internetadresse. Informationen zu den in der Schaltung verwendeten Isolator-Bauteilen enthalten die Datenblätter der Bausteine ADuM1100, ADuM4160 und ADuM5000 sowie der ADuM4160 Evaluation Board User Guide UG-043 und der Evaluation Board User Guide UG-042 zu den Digitalisolatoren im SOIC-16- und QSOP-16-Gehäuse.

Der Autor:  Mark Cantrell ist als Applikationsingenieur bei Analog Devices in Norwood/USA tätig.

Tipps zur Auswahl des passenden CMOS-Analogschalters – Teil 1

Integrierte Analogschalter bilden oft die Schnittstelle zwischen Analogsignalen und einem digitalen Controller. Angesichts der großen Anzahl und Vielfalt von Analogschaltern, die am Markt angeboten werden, muss ein Produktentwickler bei der Auswahl zahlreiche Leistungsmerkmale berücksichtigen. Aus dem Standard-CMOS-Analogschalter sind, im Laufe von über 35 Jahren, zahlreiche anwendungsspezifische Schalter-ICs hervorgegangen – das macht die Auswahl nicht einfacher.

Der vorliegende Artikel erläutert den grundlegenden Aufbau eines Standard-CMOS-Analogschalters sowie wichtige Kenngrößen dieses Bauteiltyps. Dies sind beispielsweise Einschaltwiderstand (RON), Welligkeit des Einschaltwiderstands, Leckstrom, Ladungsinjektion und Off-Isolation. Darüber hinaus geht der Artikel auf Verbesserungen ein, die bei Analogschaltern in jüngster Zeit erzielt wurden, dazu gehören: Bessere Schalteigenschaften, niedrigere Betriebsspannungen und kleinere Gehäuse.

Weiterhin werden anwendungsspezifische Funktionen und Leistungsmerkmale erläutert – Fehlerschutz, ESD-Schutz, Kalibriermultiplexer und Remote-Sensing-Schalter. Zu guter Letzt stellen wir anwendungsspezifische Schalter für Video-, Hi-Speed-USB-, HDMI- und PCIe-Anwendungen vor.

Aufbau eines Standard-Analogschalters

 Bild 1: Ein typischer Analogschalter ist im Wesentlichen eine Parallelschaltung aus einem n-Kanal- und einem p-Kanal-MOSFET
Bild 1: Ein typischer Analogschalter ist im Wesentlichen eine Parallelschaltung aus einem n-Kanal- und einem p-Kanal-MOSFET

Bild 1 zeigt die Struktur eines herkömmlichen Analogschalters. Ein n-Kanal-MOSFET und ein p-Kanal-MOSFET sind parallel geschaltet. So wird das Signal in beide Richtungen gleichermaßen gut durchgeleitet. Negative Signalspannungen werden hauptsächlich vom n-Kanal-MOSFET durchgeleitet, positive Spannungen hingegen vorwiegend vom p-Kanal-MOSFET.

Da der Schalter keine bevorzugte Stromflussrichtung kennt, gibt es auch keinen bevorzugten Eingang oder Ausgang – die Anschlüsse sind gleichwertig. Beide MOSFETs werden durch interne, invertierende bzw. nicht-invertierende Verstärker ein- und ausgeschaltet. Diese Verstärker verschieben den Pegel des digitalen Steuersignals so, dass beide Gates gleichzeitig voll durchgeschaltet sind.

Herkömmliche Analogschalter, wie z.B. der recht betagte CD4066, werden heute von zahlreichen Halbleiterherstellern angeboten. Es gibt neuere Analogschalter, die anschlusskompatibel mit diesen früheren Schaltern sind, aber bessere elektrische Eigenschaften bieten. Beispielsweise gibt es inzwischen CD4066 anschlusskompatible Typen (MAX4610) mit kleinerem Einschaltwiderstand und höherer Genauigkeit.

Darüber hinaus existieren heute auch Analogschalter, die sich hinsichtlich ihres inneren Aufbaus von ihrem „Urahn“ unterscheiden. Einige kapazitätsarme Analogschalter (z.B. der MAX4887) verwenden ausschließlich n-Kanal-MOSFETs im Signalpfad und erzielen durch den Wegfall des

 Bild 2: RON über VIN. Der Gesamt-Einschaltwiderstand des Schalters ergibt sich aus der Parallelschaltung der On-Widerstände der n- und p-Kanal-MOSFETs
Bild 2: RON über VIN. Der Gesamt-Einschaltwiderstand des Schalters ergibt sich aus der Parallelschaltung der On-Widerstände der n- und p-Kanal-MOSFETs

geometrisch größeren p-Kanal-MOSFETs eine wesentlich höhere Bandbreite.

Desweiteren werden Analogschalter angeboten, die für eine einzige, positive Betriebsspannung ausgelegt sind. Mithilfe einer integrierten Ladungspumpe wird eine negative Spannung erzeugt, damit können auch negative Signalspannungen verarbeitet werden. Den Audio-Analogschalter MAX14504 beispielsweise kann man mit einer einzigen Betriebsspannung zwischen 2,3 und 5,5 VCC versorgen und, dank einer internen Ladungspumpe, Signale zwischen –VCC und +VCC verzerrungsfrei schalten. Viele Analogschalter der neuesten Generation bieten nicht nur funktionale Verbesserungen, sondern sind auch in kleineren Gehäusen verfügbar.

Niedriger Einschaltwiderstand verringert die Signaldämpfung

Der Einschaltwiderstand eines Analogschalters ist von der Eingangsspannung abhängig. Bild 2 zeigt die On-Widerstände der einzelnen MOSFETs und den aus der Parallelschaltung resultierenden Gesamt-Einschaltwiderstand. Diese RON-über-VIN-Kennlinie kann als linear betrachtet werden, wenn man von den Einflüssen der Temperatur, der Betriebsspannung und der Abhängigkeit von der Eingangsspannung absieht. Im Interesse einer möglichst geringen Signaldämpfung und -verzögerung sollte der Einschaltwiderstand möglichst klein sein.

 Bild 3a: Je höher die Betriebsspannung, desto kleiner der RON. Die Abbildung zeigt den RON des MAX4992 (unipolare Betriebsspannung) über dem Signal-Pegel (VCOM).
Bild 3a: Je höher die Betriebsspannung, desto kleiner der RON. Die Abbildung zeigt den RON des MAX4992 (unipolare Betriebsspannung) über dem Signal-Pegel (VCOM).

Um RON zu verkleinern, muss man jedoch die MOSFET-Strukturen vergrößern. Damit vergrößern sich allerdings sowohl die Kapazität als auch die Chip-Abmessungen. Die höhere Kapazität bewirkt jedoch eine Verringerung der Bandbreite. Von welchen weiteren Faktoren der Einschaltwiderstand noch abhängig ist, sieht man in den Gleichungen 1a und 1b.

Die wichtigsten Gründe für die Entwicklung neuer Analogschalter-ICs sind oft die Minimierung des Einschaltwiderstands und der parasitären Kapazitäten sowie die Verbesserung der Linearität im Verhältnis zur Betriebsspannung und Temperatur.

Ältere Analogschalter kamen bei einer Betriebsspannung von ±20 V auf RON-Werte von mehreren 100 Ω. Aktuelle Typen erreichen bei wesentlich kleineren Betriebsspannungen RON-Werte von 1 Ω und darunter. Die Betriebsspannung hat einen signifikanten Einfluss auf den RON (Bild 3a), ebenso das Eingangssignal (Bild 3b).

Bild 3a zeigt den RON des MAX4992 bei verschiedenen Betriebs- und Signalspannungen im Bereich von 1,8 bis 5,5 V. Dieser Wert steigt bei abnehmender Betriebsspannung an. Der MAX4992 erzielt einen sehr kleinen RON und eine sehr geringe RON-Welligkeit (1mΩ).

 Bild 3b: RON-Kennlinien jüngerer Analogschalter im Vergleich zu dem älteren MAX383. Die Abhängigkeit vom Signalpegel wurde stark vermindert.
Bild 3b: RON-Kennlinien jüngerer Analogschalter im Vergleich zu dem älteren MAX383. Die Abhängigkeit vom Signalpegel wurde stark vermindert.

Bild 3b zeigt die RON-Kennlinien von neueren Analogschaltern im Vergleich zu älteren Typen, jeweils bei einer Betriebsspannung von 5 V.

Bei der Auswahl eines Analogschalters für eine Schaltung mit unipolarer Betriebsspannung hat man die Möglichkeit, sich für einen Typen zu entscheiden, der für den Betrieb mit einer unipolaren Spannung entwickelt wurde. Da keine separaten V- und Masseanschlüsse benötigt werden, kann man einen Gehäuseanschluss einsparen. Dadurch ist es z.B. möglich, einen einpoligen Umschalter (SPDT, single-pole/double-throw) in einem 6-poligen Gehäuse unterzubringen. Ein Beispiel hierfür ist der MAX4714, er ist in einem µDFN-Gehäuse verfügbar, mit einer Grundfläche von 1,6 mm2.

Viele analoge Messschaltungen arbeiten noch mit höheren bipolaren Betriebsspannungen, beispielsweise ±15 oder ±12 V. Analogschalter dafür erfordern einen zusätzlichen Anschluss (VL), der mit der Logik-Betriebsspannung des Systems verbunden wird; meist 1,8 oder 3,3 V. Der MAX14756 ist ein Beispiel für einen solchen Analogschalter.

Tipps zum Schaltungsaufbau mit analogen Schaltern

Das Bild 3a zeigt auch die Abhängigkeit des Einschaltwiderstands von der Signalspannung. Diese Kurven liegen innerhalb des spezifizierten Betriebsspannungsbereichs, weil typische Analogschalter, die keine Ladungspumpe enthalten, nur Signalpegel innerhalb ihres Betriebsspannungsbereichs verarbeiten können.

 Gleichung 1b
Gleichung 1b

Positive oder negative Überspannungen am Eingang können unkontrollierte Ströme durch interne Diodennetzwerke hindurch verursachen, die das Bauteil dauerhaft beschädigen können. Diese Dioden dienen normalerweise dazu, den Schalter vor kurzzeitigen elektrostatischen Entladungen (ESD) zu schützen, meist bis 2 kV oder höher.

Durch den Einschaltwiderstand eines Analogschalters wird das zu schaltende Signal abgeschwächt. Die Stärke der Dämpfung ist proportional zur Stromstärke im Signalpfad. Ob diese Signaldämpfung relevant ist oder nicht, hängt von der jeweiligen Anwendung und deren Impedanzen ab.

Zwei weitere wichtige Parameter, die man bei der Auswahl eines Analogschalters berücksichtigen muss, sind der Kanalgleichlauf (ΔRON) und die RON-Welligkeit (RFLAT). Der Kanalgleichlauf beschreibt die Unterschiede zwischen den RON-Werten zweier Kanäle innerhalb eines ICs. Die RON-Welligkeit beschreibt die Schwankung des RONeines Kanals in Abhängigkeit von den Betriebs- und Signalspannungen. Je kleiner das Verhältnis Gleichlauf/RON oder Welligkeit/RON ist, desto höher ist die Genauigkeit des Schalters.

Typische Werte für diese Parameter sind 0,1 bzw. 5 Ω. Es gibt Schalter, die speziell auf guten Kanalgleichlauf und geringe Welligkeit optimiert wurden. Der MAX4992 bietet einen Kanalgleichlauf von 3 mΩ und eine RON-Welligkeit von 1 mΩ. Der MAX14535E zeichnet sich durch gute Spezifikationen für RON, Kanalgleichlauf und RON-Welligkeit aus. Er kann negative Signalspannungen bis hinab zu –1,5 V verarbeiten und ist geeignet für tragbare, AC-gekoppelte Audio- oder Video-Geräte.

In den meisten Anwendungen kann man übermäßige Schaltströme durch ein geeignetes Schaltungsdesign vermeiden. Hierzu ein Beispiel: Angenommen, Sie

 Bild 4: In beiden Fällen dient der Analogschalter zum Umschalten der Verstärkung. Schaltung A ist ein Beispiel für eine „gute“ Schaltung (kleiner Schaltstrom) und B ein Beispiel für eine „schlechte“ Schaltung (großer Schaltstrom).
Bild 4: In beiden Fällen dient der Analogschalter zum Umschalten der Verstärkung. Schaltung A ist ein Beispiel für eine „gute“ Schaltung (kleiner Schaltstrom) und B ein Beispiel für eine „schlechte“ Schaltung (großer Schaltstrom).

möchten die Verstärkung eines Operationsverstärkers variieren, indem Sie zwischen unterschiedlichen Gegenkopplungswiderständen umschalten. In diesem Fall wählen Sie am besten eine Konfiguration, bei welcher der Schalter in Reihe mit einem hochohmigen Eingang liegt (Bild 4a). Weil in dieser Konfiguration nur ein sehr kleiner Schaltstrom fließt, können sowohl der Wert von RON als auch dessen Temperaturkoeffizient vernachlässigt werden.

Bild 4b zeigt eine „schlechte“ Schaltung, bei dem der Schaltstrom von der Ausgangsspannung abhängig ist und beträchtliche Werte erreichen kann.

Eine wichtige Anforderung bei allen Audio-Systemen ist, dass bei Schaltvorgängen keine hörbaren Störgeräusche, beispielsweise Knackgeräusche, auftreten dürfen. Diese Transienten treten in der Regel beim Ein- und Ausschalten des Geräts auf (Einschalt- und Ausschaltzeiten tON und tOFF). Selbst wenn ein Audiogerät während des Betriebs eine gute Tonqualität bietet, macht es auf den Benutzer einen schlechten Eindruck, wenn beim Ein- oder Ausschalten ein Störgeräusch zu hören ist; man assoziiert damit „automatisch“, dass es sich um ein Produkt minderer Qualität handelt.

Audio-Schalter in überbrückender Arbeitsweise

Hörbare Störgeräusche lassen sich eliminieren, indem man die Zeiten tON und tOFF der Analogschalter verlängert. Dadurch werden die transienten Impulse, die sonst über den Lautsprecher hörbar werden, „ausgeblendet“. Bei den meisten Analogschaltern betragen die Zeiten tON und tOFF zwischen 15 ns und 1 µs; bei „knackfreien“ Schaltern können sie im Millisekundenbereich liegen.

 Gleichung 2a
Gleichung 2a

Einige knackfreie Schalter eliminieren die Störgeräusche mithilfe von internen Shunt-Schaltern und nicht überbrückende Arbeitsweise (break-before-make). In einer Audio-Anwendung mit dem MAX4744 dienen die internen Shunt-Schalter zum Entladen des Eingangskondensators. Der Entladeimpuls gelangt dadurch nicht zum Lautsprecher. Die nicht brückende Arbeitsweise gewährleistet, dass der Schalter zuerst die bestehende Verbindung unterbricht, bevor er die nächste Verbindung herstellt. Sie setzt voraus, dass tON > tOFF ist. Einige alternative Schaltungen erfordern eine Überbrückung (make-before-break), in diesem Fall ist tOFF > tON.

Die Schaltung in Bild 4a erfordert zwingend eine Überbrückung – es muss sichergestellt sein, dass zu keinem Zeitpunkt beide Schalter offen sind, da sonst der invertierende Verstärker mit Leerlaufverstärkung in Sättigung arbeitet.

Die harmonischen Gesamtverzerrungen (THD, Total Harmonic Distortion) sind in vielen Anwendungen eine weitere kritische Größe, denn sie sind ein Maß für die Tonqualität. Ein veränderlicher Eingangssignalpegel kann den RON modulieren, wodurch sich die Einfügedämpfung des Schalters verändert. Das verstärkt die von dem Analogschalter produzierten harmonischen Gesamtverzerrungen.

Nehmen wir zum Beispiel einen Schalter mit einem Einschaltwiderstand von 100 Ω und einer RON-Welligkeit von 10 Ω. Wird dieser Schalter mit einem 600-Ω-Widerstand abgeschlossen, so produziert er eine maximale Verzerrung von 1,67%. THD ist definiert als das Verhältnis der Wurzel aus der Quadratsumme der Amplituden sämtlicher Oberwellen, dividiert durch die Amplitude der Grundwelle (Gleichung 2a).

Der maximale THD-Wert berechnet sich nach Gleichung 2b.

 Bild 5: THD in Abhängigkeit von der Frequenz für ausgewählte Analogschalter
Bild 5: THD in Abhängigkeit von der Frequenz für ausgewählte Analogschalter

Bild 5 zeigt die THD-Werte verschiedener Schalter im Vergleich.

 Gleichung 2b
Gleichung 2b

Größenverhältnis zwischen RON und Ladungsträgerinjektion

Erfordert eine Anwendung einen niedrigen RON, müssen bestimmte Anforderungen beachtet werden. Die Schaltung benötigt eine größere Chipfläche und weist eine höhere Eingangskapazität (CON/COFF) auf. Mit jedem Schaltzyklus muss diese Eingangskapazität ge- bzw. entladen werden; je größer die Kapazität ist, desto höher ist auch die damit einhergehende Verlustleistung. Die Ladezeit der Eingangskapazität ist vom Lastwiderstand (R) und der Kapazität (C) abhängig; die Zeitkonstante beträgt τ = RC.

Schalter mit größerem RON haben in der Regel kürzere tON– und tOFF-Zeiten. Manche Analogschalter sind in verschiedenen Versionen erhältlich, die zueinander anschlusskompatibel sind, sich aber hinsichtlich RON und Eingangskapazität unterscheiden. Die Typen MAX4501 und MAX4502 haben höhere RON-Werte und kurze tON / tOFF-Zeiten, die Typen MAX4514 und MAX4515 dagegen niedrigere RON-Werte, dafür aber längere Schaltzeiten.

 Bild 6a: Die vom Steuersignal verursachte Ladungsinjektion verursacht einen Spannungsfehler am Ausgang
Bild 6a: Die vom Steuersignal verursachte Ladungsinjektion verursacht einen Spannungsfehler am Ausgang

Ein kleiner RON bringt noch einen weiteren Nachteil mit sich: Der höhere Strom beim Laden/Entladen der Gate-Kapazität verursacht eine höhere Ladungsträgerinjektion. Bei jeder Zustandsänderung des Schalters (ein–>aus oder aus–>ein) erhöht oder verringert sich die Ladung des Nutzsignals um einen kleinen Betrag (Bild 6a).

Ist der Ausgang des Schalters hochohmig, kann diese Ladungsträgerinjektion signifikante Auswirkungen auf das Ausgangssignal haben. Angenommen, die einzige Last sei eine kleine Parasitärkapazität (CL). Ändert sich beim Ein-/Ausschalten die Spannung über dieser Kapazität um ΔVOUT, lässt sich daraus die Ladungsträgerinjektion Q berechnen: Q = ΔVOUTCL.

Schaltungsbeispiel Track-and-hold-Verstärker

 Bild 6b: Die Track-und-hold-Stufe in einem A/D-Wandler erfordert eine sorgfältige Auslegung der Analogschalter
Bild 6b: Die Track-und-hold-Stufe in einem A/D-Wandler erfordert eine sorgfältige Auslegung der Analogschalter

Ein Schaltungsbeispiel hierfür ist ein Track-and-hold-Verstärker. Das erfasste Eingangssignal soll für die Analog/Digital-Wandlung konstant gehalten werden (Bild 6b). Wenn der Schalter S1 schließt, wird der kleine Pufferkondensator (C) mit der Eingangsspannung (VS) verbunden. Dieser Kondensator hat eine Kapazität von wenigen Picofarad und behält beim Öffnen von S1 seine momentane Spannung bei.

Zu Beginn eines Umsetzungszyklus wird die Haltespannung (VH) mit dem hochohmigen Eingang des Pufferverstärkers verbunden. Der

 Gleichung 3
Gleichung 3

Pufferverstärker sorgt dafür, dass am (relativ niederohmigen) Eingang des nachgeschalteten A/D-Wandlers, für den gesamten Umsetzungszyklus, eine konstante Spannung VH anliegt.

Kurze Abtastzeiten erfordern sowohl eine kleine Track-und-hold-Kapazität (C) als auch einen Schalter (S1) mit niedrigem RON. Infolge der Ladungsträgerinjektion verändert sich die Spannung VH und verringert somit die Genauigkeit der A/D-Umsetzung.

Leckströme (Leakage) und deren Einfluss auf den Spannungsfehler

 Bild 7: Ersatzschaltung eines Analogschalters im geschlossenen Zustand
Bild 7: Ersatzschaltung eines Analogschalters im geschlossenen Zustand

Auch Leckströme beeinflussen den Ausgang eines Analogschalters. Die Bilder 7 und 8 zeigen vereinfachte Kleinsignalmodelle eines Analogschalters im On- bzw. Off-Zustand. In beiden Fällen verursachen interne parasitäre Dioden Leckströme, die über RL zum Ausgangsspannungsfehlern führen. Der Leckstrom ist temperaturabhängig und verdoppelt sich etwa alle 10°C. Einige Analogschalter enthalten ESD-Schutzdioden, die zusätzliche Leckströme hervorrufen.

Die Ausgangsspannung im On-Zustand berechnet sich nach Gleichung 3. Sie ist eine Funktion des Leckstroms, des RON, der RON-Welligkeit, des Lastwiderstands und des Quellwiderstands. Wobei der Leckstrom (Ilkg) in den Bildern 7 und 8 IS oder ID ist, je nachdem ob die Drain- oder Source-Seite eines bidirektionalen Analogschalters als Ausgang konfiguriert ist.

Die Ausgangsspannung im Off-Zustand ist in erster Linie eine Funktion des Leckstroms und berechnet sich nach der Gleichung VOUT = Ilkg × RL.

 Bild 8: Ersatzschaltung eines Analogschalters im offenen Zustand
Bild 8: Ersatzschaltung eines Analogschalters im offenen Zustand

Viele IC-Datenblätter enthalten Angaben zu den On/off-Leckströmen unter Worst-Case-Bedingungen: Nähert sich die Signalspannung den Betriebs-spannungsgrenzen, injizieren die parasitären Dioden höhere Leckströme in das Substrat und verursachen einen Stromfluss in Nachbarkanäle.

Der Schwerpunkt des zweiten Teils dieses Artikels liegt auf anwendungsspezifischen Analogschaltern.

Die Autoren: Usama Munir arbeitet als Applikationsingenieur bei Maxim Integrated in Dublin/Irland. David Canny ist als Inside Applications Manager für die EMEA-Region bei Maxim Integrated in Dublin/Irland tätig.

Die Unterschiede zwischen Analog- und Digitalentwicklung – Teil 2

Zwischen der analogen und der digitalen Denkweise gibt es grundlegende Unterschiede. Ich habe schon oft die Meinung gehört: einmal Analogentwickler, immer Analogentwickler (und umgekehrt). Ich glaube aber, dass sich die Zeiten ändern.

Ich habe den Eindruck, dass alle Ingenieure und Entwickler heute an das Zeichenbrett zurückkehren und beide Betrachtungsarten in Hinblick auf die Präzision, die Abhängigkeiten zwischen Hardware und Software sowie die Zeit kennen sollten.


1.) 
Machen Sie sich mit den wichtigsten Eigenschaften Ihrer Bauelemente vertraut

Das Mindeste, was Sie über Bauelemente wissen müssen, sind die Eigenschaften von Widerständen, Kondensatoren und Induktivitäten. Damit kommt einiges an Arbeit auf Sie zu, wenn Sie zu Beginn Ihrer beruflichen Laufbahn nur am Rande mit diesen Komponenten zu tun hatten. An dieser Stelle müssen Sie sich selbst die Frage beantworten: „Was muss ich als Entwickler von Analogschaltungen wirklich wissen?“

Widerstände sind recht einfache Bauelemente. Gleichwohl gibt es einige Aspekte, die Sie beim Einsatz von Bauelementen dieser Art in Ihrer Schaltung berücksichtigen müssen. Zunächst einmal müssen Sie sich klar machen, dass ein Widerstand Spannungen und Ströme in Ihrer Schaltung beeinflusst. Es gilt das Ohm’sche Gesetz: R = U / I

Darin sind: U die Spannung in Volt, R der Widerstand in Ohm und I der Strom in Ampère.

Diese Formel ist die elementarste Beschreibung für das Verhalten der Widerstände in einer Schaltung. In der Praxis ist allerdings Folgendes zu bedenken: Die Formel beschreibt das Gleichspannungsverhalten eines Widerstands, nicht sein Wechselspannungsverhalten.

 Bild 1: Ein typisches Widerstands-Ersatzschaltbild. Die parasitären Elemente eines Standardwiderstands sind die Parallelkapazität (CP) und die Serieninduktivität (LS)
Bild 1: Ein typisches Widerstands-Ersatzschaltbild. Die parasitären Elemente eines Standardwiderstands sind die Parallelkapazität (CP) und die Serieninduktivität (LS)

Um Letzteres zu analysieren, reicht diese Grundformel nicht aus, weil dann auch parasitäre Größen um den Widerstand herum zu berücksichtigen sind. Parallel zum resistiven Element liegt nämlich ein parasitärer Kondensator, während eine parasitäre Induktivität zu ihm in Reihe geschaltet ist. Diese beiden Elemente charakterisieren das reale Verhalten des Widerstands. Bild 1 zeigt das Ersatzschaltbild des Widerstands mit diesen parasitären Größen.

Zugegeben: Ich habe mir über die parasitäre Kapazität von Widerständen keine Gedanken gemacht, bis ich begonnen habe, mich mit der Entwicklung von Transimpedanz-Verstärkerschaltungen für Fotodioden-Sensoren zu befassen.

 Bild 2: Wird die parasitäre Kapazität des Gegenkopplungswiderstands außer Acht gelassen, kann ein Fotosensor-Transimpedanzverstärker instabil werden
Bild 2: Wird die parasitäre Kapazität des Gegenkopplungswiderstands außer Acht gelassen, kann ein Fotosensor-Transimpedanzverstärker instabil werden

Bild 2 zeigt ein Beispiel für diesen Schaltungstyp. Wenn Sie diese Fotosensorschaltung blindlings (ohne Berücksichtigung von CP) aufbauen, kann ihr Ausgang auf mysteriöse Weise leicht ins Schwingen geraten. Dieses Schwingen wird gewöhnlich durch eine unsachgemäße Dimensionierung von CF verursacht, kann aber auch eine Folge des Phantomkondensators CP sein. Diese Kondensatoren, kombiniert mit der parasitären Kapazität der Fotodiode und der Eingangskapazität des Verstärkers, sorgen durch ihre Wechselwirkung für Stabilität – oder auch nicht.

Diese Schaltung ist ein Beispiel dafür, wie Ihnen die parasitäre Kapazität eines Widerstands einen Strich durch die Rechnung machen kann. Dies können Sie auf andere Schaltungen übertragen, wenn Sie diskrete Kondensatoren kleiner Kapazität parallel oder in Reihe zu diskreten Widerständen schalten.

 Bild 3: Die Impedanz eines Widerstands ändert sich vom definierten DC-Widerstandswert mit steigender Frequenz zu anderen Werten. Beeinflusst werden diese Änderungen durch die parasitäre Kapazität und Impedanz.
Bild 3: Die Impedanz eines Widerstands ändert sich vom definierten DC-Widerstandswert mit steigender Frequenz zu anderen Werten. Beeinflusst werden diese Änderungen durch die parasitäre Kapazität und Impedanz.

Die parasitäre Induktivität des Widerstands kann die Funktion von Systemen beeinträchtigen, die sehr schnelle Signale verarbeiten und in denen geringere Widerstandswerte die Norm sind. Generell kann man sagen, dass die Impedanz größerer Widerstände stärker durch die parasitäre Kapazität beeinflusst wird. Die Impedanz kleiner Widerstände wird dagegen durch die parasitäre Induktivität beeinflusst. Bild 3 veranschaulicht dies.

In einer DC-Umgebung sind Kondensatoren für Spannungen und Ströme „inexistent“. Für Ihre Schaltung müssen Sie aber die Wirkungsweise und den Einfluss von Kondensatoren im Zeit- und Frequenzbereich berücksichtigen. Beim Entwurf meiner Schaltungen verwende ich häufig die folgende Formel, die das Verhalten eines Kondensators beschreibt:

 

Darin sind C die Kapazität in Farad, U die Spannungsänderung in Volt und t die Zeitänderung in Sekunden.

Wegen ihres frequenzabhängigen Verhaltens werden Kondensatoren und Widerstände bekanntlich zum Aufbau von Tiefpass- und Hochpassfiltern verwendet.

 Bild 4: Ein typisches Ersatzschaltbild für einen Keramikkondensator. Die parasitären Elemente eines Standardkondensators sind der serielle Widerstand RS, der auch als effektiver Serienwiderstand (Effective Series Resistance, ESR) bezeichnet wird, und die Serieninduktivität LS, auch bekannt als effektive Serienimpedanz.
Bild 4: Ein typisches Ersatzschaltbild für einen Keramikkondensator. Die parasitären Elemente eines Standardkondensators sind der serielle Widerstand RS, der auch als effektiver Serienwiderstand (Effective Series Resistance, ESR) bezeichnet wird, und die Serieninduktivität LS, auch bekannt als effektive Serienimpedanz.

Beim Kondensator liegt eine Reihenschaltung aus dem parasitären Widerstand RESR und der parasitären Induktivität LESL vor. Das Ersatzschaltbild dieser parasitären Komponenten sehen Sie in Bild 4.

Auf den ersten Blick scheint ein Kondensator ein rein kapazitives Bauelement zu sein, das in der Schaltung mit idealen Widerständen und idealen Induktivitäten in Wechselwirkung tritt. Ein solches idealisiertes Verhalten liegt aber in der Praxis selten vor. Die parasitären Widerstände und Induktivitäten von Kondensatoren bewirken vielmehr, dass sich ihre Nennimpedanzen über der Frequenz ändern. Dieses Verhalten spiegelt sich in Bild 5 wider.

In Bild 5 bewirkt der Reihenwiderstand (RESR) des Kondensators, dass die Kondensatorimpedanz mit der Frequenz sinkt. Die Reiheninduktivität (LESL) bewirkt, dass die Kondensatorimpedanz zu höheren Frequenzen hin zunimmt.

 Bild 5: Der Frequenzgang eines Kondensators wird bei niedrigeren Frequenzen durch den Serienwiderstand und bei höheren Frequenzen durch die Serieninduktivität beeinflusst.
Bild 5: Der Frequenzgang eines Kondensators wird bei niedrigeren Frequenzen durch den Serienwiderstand und bei höheren Frequenzen durch die Serieninduktivität beeinflusst.

Kondensatoren sind sehr nützlich beim Entkoppeln von Stromversorgungen und beim Stabilisieren von elektronischen Schaltungen sowie zum Belasten von Low-Dropout-Spannungsreglern und Spannungsreferenzen. In allen Fällen jedoch beeinflussen Kondensatoren lediglich das AC-Verhalten von Schaltungen oder Bauelementen, nicht aber deren DC-Verhalten.

 

 

 

 

 2.)  Befassen Sie sich eingehend mit dem allgemeinen Verhalten der wichtigsten Funktionsbausteine

Betrachten Sie diese Grundschaltungen wie die Befehlscodes für Ihren Mikrocontroller. Beginnen Sie damit, diese Grundschaltungen in den gängigsten Konfigurationen oder nach dem klassischen Ansatz anzuwenden. Ihre Grundbausteine in der analogen Welt sind

  • Widerstände
  • Kondensatoren
  • Induktivitäten
  • A/D-Wandler und
  • Operationsverstärker

 3.)  Auf höherer Ebene denken

Mathematik liegt Ihnen nicht? Dann belasten Sie sich auch erst einmal nicht damit. Konzentrieren Sie sich einfach auf die praktische Seite analoger Anwendungen und eignen Sie sich ein paar Faustregeln an. So mancher macht sich daran, ein Problem zu lösen, noch bevor er sich klar gemacht hat, dass eigentlich erst einige übergeordnete Fragen zu beantworten wären.

Das ist so, als würde man für ein Programm zuerst den Code schreiben und sich anschließend Gedanken über den Programmablaufplan machen. Wenn man einen Schritt zurückgeht und sich die Vorgehensweise noch einmal überlegt, gelangt man möglicherweise zu der Erkenntnis, dass man mit seiner detaillierten Analyse weit daneben gelegen hat. Stimmt die Analyse dagegen, dann beschreibt sie die Situation wahrscheinlich nur unvollständig. Das folgende Beispiel dürfte sehr anschaulich zeigen, was ich damit meine:

Frage:

 Bild 6: Schaltungsbeispiel für ein einpoliges RC-Tiefpassfilter
Bild 6: Schaltungsbeispiel für ein einpoliges RC-Tiefpassfilter

Welche Grenzfrequenz hat das einpolige RC-Tiefpassfilter in Bild 6?

Antwort:
„Überschlagslösung“: Moment mal – Das ist doch gar kein Tiefpass-, sondern ein Hochpassfilter! Wahrscheinlich haben Sie das auf den ersten Blick erkannt, aber es ist wirklich erstaunlich, wie viele Fachleute diesen simplen Umstand übersehen! Wenn Sie einmal annehmen, dass der Autor irrtümlich die Positionen des Widerstands und des Kondensators verwechselt hat, dann würde die Grenzfrequenz bei 1 / (2π R1 C1), also etwa 167 Hz liegen. Wie ich zu diesem Ergebnis gelangt bin? Nun, 2π sind rund 6. In erster Näherung ist diese Ungenauigkeit sicherlich akzeptabel, wenn man bedenkt, dass die Bauteiltoleranzen von Kondensatoren typisch ±10% oder ±20% betragen. Mit den exakten Werten gerechnet, befindet sich die Polstelle bei 159,1549 Hz.

Berechnete Lösung


Diese Berechnung ergibt eine Nullstelle bei DC und eine Polstelle bei 159,1549 Hz.

Diese beiden Lösungen stimmen nicht überein. Und eine SPICE-Simulation würde sicherlich der berechneten Lösung entsprechen.

Und die Moral von der Geschichte? Erst überlegen, wie man das Problem angehen will, und danach die Analyse mit SPICE überprüfen. Bei dieser Art der Analyse sollten Sie aber nicht die Genauigkeit (oder besser gesagt: Ungenauigkeit) der einzelnen Bauelemente und Funktionsbausteine in Ihrem System vergessen. Nachdem Sie wissen, wie Ihre Schaltung grundsätzlich funktioniert und wie das System reagiert (aber auch erst dann), können Sie Ihre Mathematik- und SPICE-Kenntnisse zum Einsatz bringen.

Zeit- oder Frequenzbereich?

Strategien zur Entwicklung von Digitalschaltungen bewegen sich im Zeitbereich. Es mag zwar so aussehen, als würden Mikrocontroller oder Digitale Signalprozessoren gleichzeitige Ereignisse auslösen, doch bei genauerer Betrachtung zeigt sich, dass dieses Verhalten mit einer Technik erzielt wird, die man als Code-Multitasking bezeichnet.

Alternativ dazu betrachtet man bei der Entwicklung reiner Analogsysteme das Verhalten der Schaltungen im Frequenzbereich. A/D-Wandler (ADC) und D/A-Wandler (DAC) sind nur zwei der wichtigsten Bausteine, die sowohl im Zeit- als auch Frequenzbereich betrachtet werden müssen.

Die Autorin:
Bonnie Baker ist Senior Applications Engineer bei Texas Instruments.