Maximal mögliche Spannungserhöhung mit Boost-Schaltreglern

Wie kann man höhere Boost-Faktoren effizient realisieren? Zum einen kann man eine transformatorbasierte Topologie einsetzen. Ohne einen Transformator eignet sich die Kombination einer Boost-Topologie mit einem kapazitiven Spannungsdoppler.

Wenn eine Spannung benötigt wird, welche höher ist als die zur Verfügung stehende Versorgungsspannung, wird häufig eine Stromversorgung nach dem Aufwärtswandler-Prinzip verwendet. Diese wird auch Boost-Topologie genannt und ist eine der drei primären Schaltreglertopologien.

Wie auch bei einem Abwärtswandler (Buck-Schaltregler) sowie bei einer invertiernden Topologie werden im einfachsten Fall neben einem Eingangs- und Ausgangskondensator nur ein aktiver Schalter, eine Freilaufdiode sowie eine Induktivität benötigt. Dadurch ist die Boost-Topologie relativ effizient im Vergleich zu anderen Schaltreglertopologien, die ebenfalls eine niedrige Eingangsspannung in eine höhere Ausgangsspannung wandeln können wie beispielsweise Sperrwandler oder SEPIC-Wandler (single ended primary inductance converter).

Durch ein Pulsbreitenverhältnis wird im üblichen nicht lückenden Betrieb während der Einschaltzeit Energie in der Induktivität gespeichert. Zu diesem Zeitpunkt wird die Last am Ausgang durch Energie aus dem Ausgangskondensator versorgt. Erst während der Abschaltzeit wird die zuvor in der Induktivität gespeicherte Energie über die Freilaufdiode an die Last sowie den Ausgangskondensator abgegeben. Das Verhältnis zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung wird mit dem Taktbreitenverhältnis (D) bestimmt. D = 1 – (Uin / Uout).

Diese Formel könnte vermuten lassen, dass der Spannungsunterschied zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung beliebig groß sein darf. In der Realität ist dem aber nicht so. Es gibt eine natürliche Begrenzung des Boost-Faktors. Üblicherweise wird eine Limitierung bei Faktor fünf berücksichtigt. In Einzelfällen aber auch leicht darüber.

Diese Limitierung ergibt sich aus dem Konzept der Zwischenspeicherung aller Energie in der Induktivität. Es findet also kein kontinuierlicher, sondern ein pulsierender Energiefluss statt. Je größer der Boost-Faktor, desto längere Einschaltzeiten stehen zur Verfügung, um Energie in der Induktiviät zu speichern. Die Ausschaltzeiten hingegen werden immer kürzer.

Die Induktivität muss in einer sehr kurzen Zeit Energie an den Ausgang abgeben. Bis zu einem Taktbreitenverhältnis von ca. 80% funktioniert das Boost-Konzept recht gut. Bei kleineren Taktbreitenverhältnissen tritt durch die hohen Spitzenströme ein Effizienzabfall des DC/DC-Wandlers ein. Bei größeren Boost-Faktoren, also höheren Taktbreitenverhältnissen, muss das Schaltelement sowohl hohe Spannungen als auch hohe Ströme aushalten. Die Schaltverluste werden sehr groß, da die geschalteten Spannungsunterschiede hoch sind.

Wie kann man höhere Boost-Faktoren effizient realisieren? Zum einen kann man eine transformatorbasierte Topologie einsetzen. Durch das Windungsverhätnis von Primär- zu Sekundärseite kann der Bereich des Taktbreitenverhältnisses in einen einfacher zu handhabenden Bereich verschoben werden.

 Bild 1: Kaskadierung eines Boostschaltreglers mit einem kapazitiven Spannungsdoppler
Bild 1: Kaskadierung eines Boostschaltreglers mit einem kapazitiven Spannungsdoppler

Ohne einen Transformator eignet sich die Kombination einer Boost-Topologie mit einem kapazitiven Spannungsdoppler. Bild 1 zeigt die Kombination (Kaskadierung) eines Boost-Schaltreglers mit einem kapazitiven Spannungsdoppler, angesteuert von dem Boost-Schaltregler ADP1614. Hierbei wird mithilfe zweier zusätzlicher Dioden und Kondensatoren die eigentliche Ausgangsspannung des Aufwärtswandlers verdoppelt. Die Regelschleife wird dann mit der Ausgangsspannung nach dem Spannungsdoppler verbunden. Der Schalttransistor des Aufwärtswandlers muss dann nur noch etwa die Hälfte der Ausgangsspannung verkraften.

Dieser Trick mit einem Spannungsdoppler zu arbeiten, erhöht den möglichen Boost-Faktor. Neben einem einfachen Spannungsdoppler können auch zwei Spannungsdoppler eingesetzt werden, welche dann die vom Aufwärtswandler zur Verfügung gestellte Spannung vervierfachen.

Beim Einsatz von kapazitiven Spannungsdopplern ist der maximale Ausgangsstrom durch das Ladungspumpenprinzip begrenzt. Bei höheren Strömen oberhalb von ca. 100 mA werden die notwendigen Kondensatoren sowie die Verluste sehr groß.

Eine weitere kaskadierte Aufwärtswandlertopologie ist der Boost-Konverter mit angezapfter Induktivität. Er benötigt eine Induktivität mit Mittelanzapfung. Der Vorteil besteht darin, dass diese Topologie auch für höhere Ströme eingesetzt werden kann.

Weitere Details zu den genannten Topologien sowie andere Schaltreglerkonzepte gibt es in der Applikationsschrift AN-1126 von Analog Devices.

 Der Autor: Frederik Dostal arbeitet bei Analog Devices.

 

PIN-Dioden-Treiber für schnelle Schaltflanken und bipolare Ausgangsspannungen

PIN-Dioden (p-, n- oder Eigenhalbleiter) werden als Schalter, Dämpfungsglieder und Phasenschieber in HF- und Mikrowellen-Anwendungen eingesetzt. Sie weisen nur geringe Serienverluste und Verzerrungen auf und verkraften hohe HF-Leistungen, die sich mit relativ geringen Steuerspannungen schalten lassen.

PIN-Dioden-Treiber haben die folgenden typischen Eigenschaften: TTL-, CMOS- oder andere Logik-Schnittstellen, bipolare Ausgangsspannung (±3 V für dieses Design) und sie nehmen Ströme von 10 bis 25 mA dauerhaft auf oder treiben diese. Darüber hinaus liefern PIN-Dioden-Treiber Spitzenströme mit kurzen Anstiegs- und Abfallzeiten und verursachen nur minimale Verzögerungen.

Die Schaltung in Bild 1 erfüllt alle genannten Anforderungen. Als Kernstück dienen zwei Clamp-Verstärker (U2 und U3) des Typs AD8037, die auf eine nicht-invertierende Verstärkung von +4 eingestellt sind. Aufgrund seines speziellen Eingangs-Clamp-Verhaltens ermöglicht der AD8037 ein extrem sauberes und genaues Clamping. Die beiden Verstärker verstärken das Eingangssignal linear bis zu dem Punkt, an dem das Produkt aus Verstärkung und Clamp-Spannungen (Uch und Ucl) überschritten wird.

Bei einer Verstärkung von +4 und Clamp-Spannungen von ±0,75 V ergibt sich eine max. Ausgangsspannung von ±3 V. In diesem Fall ist die Ausgangsspannung viermal höher als die Eingangsspannung, wenn am Eingang weniger als ±0,75 V anliegen. Bei Eingangsspannungen über ±0,75 V wird die Ausgangsspannung auf ±3 V „geklemmt“. Diese Clamping-Eigenschaft ermöglicht beim Übersteuern eine sehr schnelle Erholung (normalerweise weniger als 2 ns). Die Clamp-Spannungen Uch und Ucl erhält man über die Spannungsteiler R2, R3, R7 und R8.

Das XOR-Logik-Gate 74F36 (U1) liefert ein komplementäres Treibersignal für die beiden Verstärker AD8037 (U2 und U3) mit minimalem zeitlichen Versatz zwischen den beiden komplementären Ausgängen. Die Widerstände R4, R5, R9 und R10 sind für die Pegelanpassung des TTL-Ausgangs auf etwa ±1,2 V zuständig. Mit dieser Spannung werden U2 und U3 über R10 und R12 angesteuert.

Bei der hier vorgestellten Schaltung werden die Eingänge von U2 und U3 absichtlich übersteuert, damit die Ausgänge in den „geklemmten“ Zustand gelangen. Somit wird der Ausgangspegel für den PIN-Dioden-Treiber auf ±3 V eingestellt. Die Widerstände R16 und R17 begrenzen den Betriebsstrom. Über die Kondensatoren C12 und C13 wird der Spitzenstrom für die PIN-Dioden eingestellt.

Die abgebildete Schaltung arbeitet mit bis zu 10 MHz, erreicht ein ausgezeichnetes Schaltverhalten und weist eine Gesamtverzögerung von 15 ns auf. Durch Ändern der Verstärkung oder der Clamp-Spannungen können Ausgangsspannung und Strom auf die jeweilige Anwendung optimiert werden.

Der Autor: John Ardizzoni arbeitet bei Analog Devices.

High-Speed-Messungen im Zeitbereich durchführen

Bei High-Speed-Messungen im Zeitbereich sollte man sich zunächst vergewissern, dass Oszilloskop und Tastkopf kompatibel sind. Es ist deshalb am besten, eine Oszilloskop/Tastkopf-Kombination zu verwenden, die vom gleichen Hersteller stammt. Anschließend sollte eine Auto- oder manuelle Kalibrierung des Tastkopfes durchgeführt werden.

Unter- oder überkompensierte Tastköpfe können ernsthafte Amplitudenfehler hervorrufen und den auf dem Oszilloskop dargestellten Signalverlauf verzerren.

Bitte stets den richtigen Tastkopf verwenden. Normalerweise sind 10:1 Tastköpfe für allgemeine Messungen ausreichend. Zum Messen sehr kleiner Signale sind 1:1 Tastköpfe zu empfehlen. Für Stromimpulse ist ein Strom-Tastkopf erforderlich. Hohe Spannungen lassen sich mit einem Hochvolt-Tastkopf messen. Zum Messen sehr schneller Signale (einige Nanosekunden) eignet sich ein FET-Tastkopf am besten.

Vor dem Messvorgang sollte man sicherstellen, dass Oszilloskop und Tastkopf über die für die Messung erforderliche Bandbreite verfügen. Als Richtwert verwendet man eine Oszilloskop/Tastkopf-Kombination, die über eine drei- bis fünffach höhere Bandbreite als das zu messende Signal verfügt. Eine Änderung der Bandbreite um 3 dB kann einen Amplitudenfehler von etwa 30% bewirken.

Um Zeitdifferenzen oder Laufzeitverzögerungen zu messen sollten zwei Tastköpfe mit gleicher Länge verwendet werden. Werden Tastköpfe unterschiedlicher Längen eingesetzt, wird das Messergebnis positiv oder negativ beeinträchtigt. Die Laufzeitverzögerung eines Signals durch ein Kabel beträgt typischerweise 4,5 ns/m. Falls zum Beispiel zur Messung von Laufzeitverzögerungen ein Kabel mit einer Länge von 1 m und ein Kabel mit einer Länge von 2 m verwendet werden, entsteht durch die unterschiedlichen Kabellängen ein Fehler von etwa 4,5 ns. Bei Messungen im Nanosekunden-Bereich wirkt sich dies sehr ungünstig aus.

Beim Messen extrem schneller Signale darf der Masse-Clip, der zum Lieferumfang des Tastkopfes gehört, nicht mit Masse verbunden werden. Durch den Einsatz eines langen Masse-Clips entsteht ein zusätzlicher Reihenwiderstand im Massepfad, der Ringing und Überschwingen produziert. Die Masseverbindung stellt man am besten her, indem man den Plastikschutz von der Spitze des Tastkopfes entfernt, statt die Masseverbindung direkt an der Tastkopfspitze herzustellen. Dabei wird der Metallschutz des Tastkopfes verwendet.

Für High-Speed-Messungen an schnell steigenden Signalflanken oder an Bauteilen, die empfindlich auf kapazitive Belastungen reagieren, sollte man keinen Tastkopf mit hoher Kapazität verwenden. Übermäßig hohe Kapazitäten „bremsen“ schnell steigende Flanken und bewirken, dass Bauteile wie schnelle Operationsverstärker bei Messungen an den Ein- oder Ausgängen oszillieren. In diesem Fall ist ein aktiver FET-Tastkopf mit niedriger Berührungskapazität (normalerweise nur wenige pF) und sehr hoher Impedanz die bessere Wahl. Ein solcher Tastkopf schwächt den Einfluss der Lastimpedanz am Messpunkt ab.

Der Autor: John Ardizzoni arbeitet bei Analog Devices

Wie man Maximalwerte und Wärmewiderstände richtig interpretiert

Wenn elektronische Bausteine nicht richtig funktionieren, ist dies für den Anwender oft frustrierend. Zweifellos führen viele Wege zu einer gelungenen Schaltung, noch zahlreicher sind die Fälle, bei denen man scheitern kann. Faktum ist, dass 90% der Probleme und Fehler, mit denen Anwender konfrontiert sind, auf oberflächliches oder falsches Lesen des Datenblatts zurückzuführen sind und somit eigentlich vermeidbar wären. Der folgende Beitrag beantwortet eine Reihe häufig gestellter Fragen über absolute Maximalwerte und Wärmewiderstände am Beispiel eines Operationsverstärkers.

Darf man einen Verstärker geringfügig über seinen absoluten Maximalwerten betreiben?

Auf gar keinen Fall! Die im Datenblatt angegebenen absoluten Maximalwerte sind unter allen Umständen einzuhalten, wenn man nicht Gefahr laufen will, das Bauelement dauerhaft zu beschädigen. Die absoluten Maximalwerte geben die Obergrenzen an, die ein Baustein zwar verträgt, bei denen er aber keinesfalls betrieben werden soll. Wenn beispielsweise die Eingangsspannung den absoluten Maximalwert übersteigt, kann es zu einem Durchbruch an den differenziellen Transistorpaaren am Eingang kommen, was einen übermäßigen Fehlerstrom zur Folge haben kann.

Dies wiederum resultiert nicht nur in einer Verschiebung der Leistungsparameter, sondern bewirkt auch Elektromigration, durch die das Bauelement langfristig permanent zerstört werden kann. Die absoluten Maximalwerte sind also strikt zu meiden, will man nicht die dauerhafte Beschädigung des Bauelements riskieren.

Was ist zusätzlich über absolute Maximalwerte zu sagen?

 Bild 1: Beispiel für eine Tabelle mit absoluten Maximalwerten
Bild 1: Beispiel für eine Tabelle mit absoluten Maximalwerten

Die Tabelle mit den absoluten Maximalwerten enthält die maximal zulässigen Obergrenzen für Spannung, Temperatur und Strom (Bild 1).

Die maximale Versorgungsspannung, die z.B. an einen Operationsverstärker angelegt werden darf, richtet sich nach dem verwendeten Herstellungsprozess. Die Angabe bezieht sich auf den Momentanwert und nicht auf den Durchschnitts- und Endwert. Bei den Niederspannungs-CMOS-Operationsverstärkern von Analog Devices beträgt die Obergrenze in der Regel 6 V, wohingegen bipolare Hochvolt-Bausteine auf 36 V begrenzt sind.

Die maximale Eingangsspannung hängt ebenfalls von der Architektur der Eingangsstufe und der Versorgungsspannung des Operationsverstärkers ab. Nahezu alle Operationsverstärker sind mit Schutzdioden gegen elektrostatische Entladung (ESD-Dioden) abgesichert. Über die am Eingang befindlichen ESD-Dioden legt man fest, wie weit die Eingangsspannung über die Versorgungsspannung hinausreichen darf. In der Regel kann die Eingangsspannung um einen Dioden-Spannungsabfall (je nach Temperatur zwischen 300 und 700 mV) höher sein als die Versorgungsspannungen.

Liegt die Eingangsspannung außerhalb des zulässigen Bereichs, überschreitet aber noch nicht den absoluten Maximalwert, ändert sich das Betriebsverhalten des Bausteins. Der Operationsverstärker wird dann zwar nicht beschädigt, funktioniert aber unter Umständen nicht mehr richtig. Zum Beispiel kann er phasenverkehrt arbeiten oder sein Eingangs-Biasstrom oder seine Eingangs-Offsetspannung können deutlich ansteigen.

Sobald die Eingangsspannung den absoluten Maximalwert überschreitet, besteht das Risiko, dass der Operationsverstärker dauerhaft beschädigt wird. Das ist beispielsweise der Fall, wenn der Eingang eines Operationsverstärkers, an dem durch eine falsche Hochlaufreihenfolge noch keine Versorgungsspannung anliegt, mit einer Spannung beaufschlagt wird. Der absolute Maximalwert wird überschritten und es tritt eine Überspannung am Eingang auf, die den Baustein zerstören kann.

Monolithische, gegen überhöhte Eingangsspannungen abgesicherte Verstärker

Dies lässt sich einfach abwenden, wenn man einen monolithischen, gegen überhöhte Eingangsspannungen abgesicherten, Verstärker verwendet. Die Hersteller statten diese Bauelemente mit eingebauten Schaltungen zum Schutz vor zu hohen Eingangsspannungen aus und bieten damit eine einfach anzuwendende Alternative zu diskreten analogen Lösungen. Ein Beispiel für einen solchen Baustein ist der Präzisionsverstärker ADA4091-2 mit Überspannungsschutz. Die Eingangsspannung kann hier bis 25 V über und unter der Versorgungsspannung liegen, ohne dass das Bauelement beschädigt wird.

Die maximale differenzielle Eingangsspannung gibt die größte differenzielle Spannung an, die an den Eingangs-Anschlüssen anliegen darf, ohne eine zu große Stromstärke zu verursachen.

 Bild 2: Antiparallel geschaltete Dioden schützen den Eingang vor zu hohen differenziellen Spannungen
Bild 2: Antiparallel geschaltete Dioden schützen den Eingang vor zu hohen differenziellen Spannungen

Einige Operationsverstärker verfügen über eingebaute antiparallel geschaltete Dioden (Bild 2), die einen Durchbruch der Basis-Emitter-Strecke in der Eingangsstufe verhindern. Die Anzahl der Begrenzungsdioden zwischen den Eingangsanschlüssen lässt Rückschlüsse darauf zu, wie hoch die maximale differenzielle Eingangsspannung ist.

Die Tabelle mit den absoluten Maximalwerten enthält oft auch eine Angabe zum maximalen Eingangsstrom, der am Eingang anliegen darf. Ist der höchstzulässige Eingangsstrom nicht angegeben, sollte der Eingangsstrom auf Werte unter 5 mA begrenzt werden. Ist zu erwarten, dass der Eingangsstrom über den absoluten Maximalwert steigt, sollten die Eingangs-Anschlüsse zur Strombegrenzung mit Widerständen versehen werden, wie in Bild 2 gezeigt. Dies verursacht jedoch Rauschen und erhöht die auf den Eingang bezogene Offsetspannung.

Wird ein Baustein sofort unbrauchbar, wenn die absoluten Maximalwerte überschritten werden?

Beim Überschreiten der absoluten Maximalwerte können verschiedene Ausfallmechanismen auftreten. Erstens kann ein Baustein umgehend zerstört werden, sobald ein absoluter Maximalwert überschritten wird. Wenn eine außergewöhnliche hohe Spannung an einen Verstärker gelegt wird (z.B. 30 V Versorgungsspannung an einen für 6 V spezifizierten CMOS-Verstärker), erfolgt beinahe sofort ein Durchbruch der Transistoren, wodurch der Baustein defekt ist.

Zweitens kann ein Bauelement ausfallen, wenn absolute Maximalwerte über längere Zeit überschritten werden. Gelegentlich kommt es vor, dass ein Baustein nicht sofort Schaden nimmt, wenn er einer zu großen Spannung oder einem zu hohen Strom ausgesetzt wird. Langfristig kann die Schaltung jedoch beschädigt werden.

Zum Beispiel lässt sich kurzzeitig eine Spannung von 7 V an einen 6-V-Verstärker anlegen. Bei dauerhafter Überlastung können jedoch die Sperrschichten verringert werden, bis es schließlich zu einem Durchbruch kommt. In diesem Fall wird also die Langzeit-Zuverlässigkeit des Bausteins stark beeinträchtigt.

Drittens kann die Nichteinhaltung der absoluten Maximalwerte eine Verschlechterung der Leistungsfähigkeit bewirken und zum Überhitzen der Sperrschichten führen, was schließlich ebenfalls zum Ausfall des Bausteins führt. Ein zu hoher Eingangsstrom etwa kann das Betriebsverhalten ändern und Elektromigration verursachen. Sammelt sich zu viel Wärme an, werden möglicherweise auch die thermischen Grenzwerte der Sperrschichten überschritten. Auch wenn kein thermischer Durchbruch erfolgt, wird die Lebensdauer des Bauelements durch die höhere Betriebstemperatur gravierend verringert.

Um also jegliche Beschädigung des Verstärkers zu vermeiden, ist ein Überschreiten der absoluten Maximalwerte unbedingt zu vermeiden. Für eine maximale Lebensdauer sollte zudem ein sicherer Abstand zu den absoluten Maximalwerten im Betrieb eingehalten werden.

Was ist der Unterschied zwischen Lager-, Betriebs-, Sperrschicht- und Anschluss-Löttemperaturbereich?

Unter der Lagertemperatur versteht man die Temperatur, bei der der nicht unter Spannung stehende Baustein sicher gelagert werden kann. Das Bauelement aus Bild 1 verkraftet bei der Lagerung beispielsweise Temperaturen von –65 bis 150°C, ohne dass seine Funktionsfähigkeit in einer Schaltung beeinträchtigt wird.

Unter der Betriebstemperatur versteht man die Temperatur der Umgebung oder des Systems, bei der sich das Bauelement im Betrieb befindet. Verstärker sind in der Regel für den Betrieb in dem im Datenblatt angegebenen Betriebstemperaturbereich geprüft und spezifiziert. Die folgenden Betriebstemperaturbereiche sind üblich:

  • Kommerzieller Temperaturbereich: 0 bis 70°C,
  • Industrieller Temperaturbereich: –40 bis 85°C,
  • Erweiterter industrieller Temperaturbereich: –40 bis 105°C,
  • Automotive-Temperaturbereich: –40 bis 125°C,
  • Militärischer Temperaturbereich: –55 bis 125°C.

Die Sperrschichttemperatur ist die Temperatur des unter Spannung stehenden Halbleiterchips im Gehäuse unter Einbeziehung der Verlustleistung. Häufig überwachen Anwender zwar die Betriebstemperatur, um deren absoluten Maximalwert nicht zu überschreiten, lassen dabei aber die Sperrschichttemperatur, die sich mit der Verlustleistung erhöht, außer Acht. Wie man die Sperrschichttemperatur berechnet, wird weiter unten erläutert.

Die Anschluss-Löttemperatur gibt an, welcher Temperatur die Anschlüsse des Bausteins bei der manuellen Lötung ausgesetzt werden dürfen. Bild 1 nennt hier einen maximalen Wert von 300 °C für eine Dauer von 60 s, bevor es zur Beschädigung des Bauelements kommt. Davon abgesehen ist aus Zuverlässigkeitsgründen vom manuellen Löten generell abzuraten.

Analog Devices verwendet für die Anschlüsse seiner Bauelemente eine Zinn-Blei-Legierung und bleifreie Anschlüsse. Seit der Umstellung auf RoHS-konforme Produkte werden alle neu eingeführten Bauelemente ausschließlich mit bleifreien Werkstoffen hergestellt. Die maximale Löttemperatur beim Reflow-Löten ist für beide Werkstoffe unterschiedlich und beträgt 220°C für Zinn-Blei-Anschlüsse bzw. 260°C für bleifreie Anschlüsse.

Weitere Informationen enthält der IPC/JEDEC-Standard „IPC/JEDEC J-STD-020”. Die JEDEC-Standards können von der JEDEC-Website kostenlos heruntergeladen werden.

Unter allen Umständen sollte sichergestellt sein, dass die für ein Bauelement angegebenen Maximaltemperaturen eingehalten werden.

Was versteht man unter dem Wärmewiderstand?

Der absolute Wärmewiderstand oder auch absolute thermische Widerstand ist ein Maß für die Temperaturdifferenz, die entsteht, wenn ein Wärmestrom durch ein Objekt oder Material hindurchtritt. Der Wärmewiderstand gibt also eine Temperaturdifferenz zwischen zwei Medien an (z.B. zwischen einer Transistor-Sperrschicht und der Umgebungsluft), wenn durch ihn eine Wärmeleistung von 1 W geleitet wird. Er wird ausgedrückt durch die Temperaturdifferenz ΔT pro Wärmestrom Qv mit der Einheit [K/W]. Für den Wärmewiderstand ist das Symbol Rth bzw. in der englischen Literatur θ üblich. Mit der Angabe des Wärmewiderstands im Datenblatt lassen sich die thermischen Eigenschaften verschiedener Gehäuse vergleichen.

Analog Devices ermittelt die Wärmewiderstände seiner Bauelemente nach dem JEDEC-Standard und gibt die zugrundegelegten Prüfbedingungen im Datenblatt an. Beträgt der Wärmewiderstand zwischen Sperrschicht und Umgebungsluft bei einem Operationsverstärker beispielsweise 120 K/W, stellt sich bei einer Verlustleistung von 1 W eine Temperaturdifferenz von 120 K zwischen Sperrschicht und Umgebungsluft ein.

Welche Bedeutung haben die Angaben θja und θjc?

Ein Beispiel für eine Tabelle mit Wärmewiderstandsangaben und Informationen zu θja und θjc ist in Bild 3 zu sehen.

 Bild 3: Beispiel einer Wärmewiderstands-Tabelle
Bild 3: Beispiel einer Wärmewiderstands-Tabelle

θjc steht für den Wärmewiderstand zwischen Sperrschicht und Gehäuse (junction to case) und bezeichnet den Widerstand, den der Wärmestrom zwischen Halbleiter-Sperrschicht und Gehäuse (Ober- oder Unterseite) überwinden muss. θjc hängt von der Dicke und Oberfläche des Halbleiters und der spezifischen Wärmeleitfähigkeit der Werkstoffe ab, die der Wärmestrom auf seinem Weg passiert.

Im JEDEC-Prüfstandard basiert die Definition von θjc auf der Annahme, dass die gesamte Wärme über die Gehäuseoberseite an einen Kühlkörper abgeleitet wird. Nach dieser Definition fließt also keinerlei Wärme über die Seitenflächen oder den Boden des Gehäuses ab. θjc ist also nur dann sinnvoll anzuwenden, wenn das Gehäuse direkt auf einen Kühlkörper montiert ist. Je kleiner θjc ist, umso leichter fließt die Wärme an den Kühlkörper ab (Gleichung 1).

θjc = (TJ – TC) / PD                        (Gleichung 1)

Darin sind: TJ die Sperrschichttemperatur, TC die Temperatur an der Oberfläche des Gehäuses und PD die im Gehäuse abfallende Verlustleistung.

θja bezeichnet den thermischen Widerstand zwischen Sperrschicht und Umgebung (junction to ambient). Dieser ist für den Wärmestrom von der Sperrschicht an die umgebende (ruhende) Luft relevant und gibt außerdem an, wie gut die Wärme von der Sperrschicht über alle in Frage kommenden Wege an die umgebende Luft abfließen kann.

In den meisten Fällen wird die Wärme hauptsächlich über die Anschlüsse an die Leiterplatte abließen. Somit ist θja für Gehäuse ohne externen Kühlkörper relevant. In der Praxis wird θja durch die Umgebungsverhältnisse und die Befestigungstechnik bestimmt. Der Wert kann durch mangelhafte Luftzirkulation und die Verwendung von Stecksockeln erheblich ansteigen. Verbessert wird die Wärmeabfuhr dagegen durch die Verwendung eines Lüfters und direktes Auflöten des Bausteins auf eine Leiterplatte mit breiten Leiterbahnen.

Dies verringert den Wärmewiderstand zwischen Sperrschicht und Umgebung und senkt damit die Sperrschichttemperatur (Gleichung 2).

θja = (TJ – TA) / PD               (Gleichung 2)

Darin sind: TA die Umgebungstemperatur, TJ die Sperrschichttemperatur und PD die im Gehäuse abfallende Verlustleistung.

θja wird meist zur Beurteilung von Gehäusen verwendet, sollte aber nicht benutzt werden, um die thermischen Eigenschaften eines Systems vorherzusagen. Dieser Wärmewiderstand dient stattdessen als Kennzahl für den Vergleich der thermischen Eigenschaften verschiedener Gehäuse, die unter identischen Umgebungsbedingungen geprüft werden. Je kleiner θja ist, umso besser sind die thermischen Eigenschaften des betreffenden Bausteins und umso geringer ist das Risiko einer Überhitzung. Größere Bauelemente mit größerer Gehäusefläche können Verlustwärme effektiver abführen und haben deshalb meist kleinere Wärmewiderstände.

Wenn die Umgebungstemperatur und die Verlustleistung bekannt sind, wird θja häufig zur Berechnung der Sperrschichttemperatur herangezogen. Dabei ist jedoch zu beachten, dass sich mit θja nur dann aussagefähige Informationen ermitteln lassen, wenn die Einsatzumgebung des Systems weitgehend identisch mit der definierten Prüfumgebung nach dem JEDEC-Standard ist. θja wird maßgeblich vom Leiterplattendesign (Anzahl der Lagen, weitere Wärme entwickelnde Bauelemente, Zahl der Kupfer-Leiterbahnen usw.) und den Bedingungen der Prüfumgebung bestimmt. θja sollte nur mit großer Vorsicht für Temperaturberechnungen verwendet werden, denn wegen der Abweichungen zwischen realem Umfeld und Prüfumgebung erhält man meist ungenaue Werte.

Wie lässt sich die Sperrschichttemperatur näherungsweise bestimmen, um sicherzustellen, dass der absolute Maximalwert nicht überschritten wird?

Wenn man davon ausgeht, dass die Prüfbedingungen identisch mit den Standardbedingungen sind, kann die Sperrschichttemperatur mit Gleichung 3 berechnet werden.

TJ = TA + θja PD            (Gleichung 3)

TA (Umgebungstemperatur) ist ebenso bekannt wie der Wärmewiderstand θja. Die Verlustleistung im Gehäuse lässt sich mit Gleichung 4 berechnen.

PD = Isy Usy + ILast (Usy – Uout)                 (Gleichung 4)

Isy Usy bezeichnet die Ruhe-Verlustleistung, und ILast (Usy – Uout) gibt die Verlustleistung des Endstufentransistors an.

 Bild 4: Spannungsfolger mit Eins-Verstärkung
Bild 4: Spannungsfolger mit Eins-Verstärkung

Dazu ein Beispiel: Beide Kanäle des Zweifach-Verstärkers AD8622 im SOIC-Gehäuse arbeiten bei der in Bild 4 gezeigten Beschaltung. Der Verstärker ist mit einer Betriebsspannung Usy von 30 V und einem Betriebsstrom Isy von 350 µA spezifiziert. Beschreibt man die Verlustleistung der Endstufe mit dem Quadrat der Eingangsspannung geteilt durch den Lastwiderstand ergibt sich nach Gleichung 5 eine Gesamtverlustleistung von 66 mW.

PD = 2 [350 µA 30 V + (15 V)2/10 kΩ]                        (Gleichung 5)

PD = 66 mW.

Bei einer Umgebungstemperatur von 25 °C lässt sich TJ wie folgt berechnen (der Wärmewiderstand ist aus Bild 3 zu entnehmen):

TJ = 25°C + 120°C/W 66 mW

TJ = 32,92°C.

Wäre stattdessen der Vierfach-Verstärker AD8624 (mit TSSOP-Gehäuse) verwendet worden, hätte sich die Verlustleistung auf 132 mW verdoppelt und die Sperrschichttemperatur wäre auf 39,78°C angestiegen.

PD = 4 [350 µA 30 V + (15 V)2)/10 kΩ]

PD = 132 mW.

TJ = 25°C + 112°C/W 132 mW

TJ = 39,78°C.

Um eine zuverlässige Schaltung zu entwickeln, sollte man eine thermisch effiziente Leiterplatte mit großflächigen Kupfer-Leiterbahnen, die eine gute Wärmeleitfähigkeit garantieren, verwenden. Mehrere Leiterplattenlagen mit einer großen Anzahl Vias helfen ebenfalls, die Wärme vom Gehäuse abzuführen. Sinnvoll ist es auch, ein Gehäuse mit niedrigem Wärmewiderstand zu wählen oder die Verlustleistung zu senken, indem die Last verringert oder die Versorgungsspannung gesenkt wird.

Häufig werden Einfach- statt Zweifachverstärker oder Zweifach- anstelle von Vierfach-Verstärkern verwendet, um die lokale Konzentration der Verlustwärme auf der Leiterplatte zu reduzieren.

Wie muss man vorgehen, wenn ein Gehäuse eine herausgeführte Kühlfläche besitzt?

 Bild 5: LFCSP-Gehäuse mit herausgeführter Wärmeableitfläche
Bild 5: LFCSP-Gehäuse mit herausgeführter Wärmeableitfläche

LFCSP-Gehäuse (Bild 5) sind kleiner und haben an ihrer Unterseite in der Regel eine Metallfläche, die der Wärmeableitung dient. Diese muss mit einer entsprechenden Metallfläche auf der Leiterplatte verlötet werden und stellt der Verlustwärme einen sehr geringen thermischen Widerstand bei der Ableitung an die Umgebung entgegen. Im Datenblatt ist angegeben, ob diese Fläche mit der Masse oder der positiven oder negativen Versorgungsspannung zu verbinden ist. θja wird in vielen Fällen unter der Annahme getestet, dass diese Verbindung besteht. Dementsprechend fällt der tatsächliche thermische Widerstand höher als angegeben aus, wenn diese Verbindung nicht existiert.

Literatur:

[1] AN-892 Application Note, Temperature Measurement Theory and Practical Techniques. Analog Devices

[2] MT-093 Tutorial, Thermal Design Basics. Analog Devices

[3] Zumbahlen, Hank: Basic Linear Design, Analog Devices. Chapter 1. Verfügbar auch als Linear Circuit Design Handbook, Elsevier

[4] MT-036 Tutorial, Op Amp Output Phase Reversal and Input Over-voltage Protection, Analog Devices

[5] Rarely Asked Questions, What’s the big deal about ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS? Analog Devices

[6] Datenblatt ADA4091-2/ADA4091-4 Precision Micropower, OVP, RRIO Operational Amplifier

[7] Datenblatt AD8665 16V, 4MHz, Rail to Rail Output Amplifiers
Die Autorin: Vicky Wong arbeitet als Applikationsingenieurin bei Analog Devices.

Muss ich beim Treiben eines langsamen A/D-Wandlers HF-Probleme berücksichtigen?

Dinge sind nicht immer so, wie sie scheinen. Man denke zum Beispiel an das Quagga (eine Mischform aus Pferd un Zebra) — das letzte ist am 12. August 1883 im Zoo von Amsterdam gestorben. Aktuelle genetische Forschungen an den Überresten einiger Quaggas zeigen, dass diese Tiere keine eigene Spezies, sondern eine Variante des afrikanischen Zebras waren.

Die Chancen, das Quagga durch ein selektives Züchtungsprogramm wieder „auferstehen” zu lassen, stehen gut, wenn es in seiner ursprünglichen Umgebung leben kann. Dieses Projekt wurde bereits in die Wege geleitet. Das Ergebnis, das hoffentlich vorliegt, wenn Sie diesen Beitrag lesen, ist sehr ermutigend.

Für einen „DC“-Eingang eines A/D-Wandlers gibt es nichts dergleichen. Die Analogeingänge vieler verschiedener Arten von A/D-Wandlern enthalten sogenannte geschaltete Kondensatoren. Manchmal sind sie mit Verstärkern gepuffert. Doch im Allgemeinen müssen die Schaltungen, welche die ADC-Eingänge treiben, die schnellen transienten Ströme verkraften, die beim Schalten der Kondensatoren fließen.

Die Wiederholungsfrequenz dieser Stromimpulse kann die Abtasttaktfrequenz des Systems sein. Manchmal ist es auch die wesentlich höhere Wandlungstaktfrequenz des A/D-Wandlers. Falls die Eingangsschnittstelle diese schnellen Stromimpulse nicht tolerieren kann, besteht ernsthaft die Gefahr, dass das System Fehlverhalten zeigt und es zu Nichtlinearitäten, eventuell auch zu Codelücken kommt.

Diesem Problem lässt sich auf zwei Arten begegnen. Die einfachste Möglichkeit ist, zwischen ADC-Eingang und Masse einen Kondensator zu legen. Somit können transiente Ströme statt in die Treiberschaltung in den Kondensator fließen. Die Alternative ist, eine Treiber -Schaltung zu verwenden, welche die schnellen Stromtransienten verkraftet. Verwendet man den Kondensator, kann sich der Frequenzverlauf des Systems verringern. Falls man dieses Konzept nutzt, ist unbedingt sicherzustellen, dass die Schaltung, die den ADC-Eingang treibt, mit der zusätzlichen kapazitiven Last stabil arbeitet. Außerdem muss die Systembandbreite so groß wie erforderlich sein.

Falls man eine Treiberschaltung verwenden möchte, die ohne zusätzliche Kondensatoren mit den Transienten zurecht kommt, gilt folgendes. Man muss sicher sein (eventuell per Testaufbau – Spice Makromodelle sind eventuell nicht genau genug, um den Einfluss von solchen schnellen Transienten vorherzusagen), dass der Verstärker oder der andere Treiber die Transienten über den gesamten eingangsseitigen Dynamikbereich beherrscht, da die Amplitude des Impulse sich mit dem Eingangspegel ändern kann.

Auch sehr wichtig ist, daran zu denken, dass der Referenzeingang eines A/D-Wandlers die gleiche Struktur wie der Signaleingang hat – und ähnliche Transienten haben kann. Der Lastkondensator des Referenz-ICs verhindert normalerweise nachteilige Effekte – doch einige Spannungsreferenzen werden als „kommt ohne Ausgangskondensatoren aus“ vermarktet. Dies ist vielleicht richtig, wenn sie mit resistiven Lasten verwendet werden. Es ist aber sicherlich nicht richtig bei transienten Strömen.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.

Die Stabilität in Sensorapplikationen verbessern

In Anwendungen wie z.B. in Barcode-Scannern und Durchfluss-Messeinrichtungen oder zur Messung der ausgesendeten Laserpulsleistung werden meist Fotodioden als Detektoren verwendet. Sie wandeln das optische Signal in eine elektrische Messgröße um. Der durch die Diode fließende Strom repräsentiert den auf die Diode treffenden Lichtstrahl, der im Fall eines Barcode-Scanners von einer Laserdiode ausgesendet wird und über den Barcode reflektiert oder absorbiert wird.

 Gleichung 1
Gleichung 1

In einer derartigen Anwendung werden so genannte Transimpedanz-Verstärker oder TIA-Verstärker (Transimpedance Amplifier) als Messwandler und Messverstärker eingesetzt, die den Diodenstrom nach Gleichung 1 in eine Messspannung umwandeln.

 

 Bild 1: Ersatzschaltbild der Fotodiode und des Transimpedanz-Verstärkers
Bild 1: Ersatzschaltbild der Fotodiode und des Transimpedanz-Verstärkers

Das Ersatzschaltbild der Fotodiode und des TIAs ist in Bild 1 dargestellt. Es zeigt den Fotodiodenstrom ID, die Diodenkapazität und Diodenimpedanz CD und RD (RD liegt je nach Diodentyp im Bereich von 100 MΩ) und die Kapazität CIN. Diese ist eine Kombination aus der Gleichtakt-Eingangskapazität des Operationsverstärkers und den parasitären Effekten, die durch Bauteilgehäuse und Leiterplatte verursacht werden.

Diese Kapazitäten, welche im Bereich von einigen bis 200 pF liegen können, bilden mit dem Widerstand RF eine Polstelle im Rückkoppelzweig, die ein Anstieg des Rauschens ab einer Frequenz von Fp = 1/2π RF(CD+CIN) verursacht und zu Oszillationen und Instabilität führt.

 Gleichung 2
Gleichung 2

Eine einfache Kompensation kann mittels der Kapazität CF erzielt werden, die eine Nullstelle in der Übertragungsfunktion erzeugt. Diese addiert eine zusätzliche Phasenreserve von rund 45° hinzu. Die Berechung von CF erfolgt nach Gleichung 2.

 

 Bild 2: Eine Current-Feed-back-Topologie bringt entscheidende Vorteile bezüglich Stabilität und Glättung von Schaltspannungsspitzen
Bild 2: Eine Current-Feed-back-Topologie bringt entscheidende Vorteile bezüglich Stabilität und Glättung von Schaltspannungsspitzen

Oft werden für diese Anwendungen Spannungsrückkopplungs-Verstärker (Voltage Feed-back Amplifier, VFB) eingesetzt, da diese einen niedrigen Rauschstrom am invertierenden Eingang aufweisen und die Transimpedanzverstärkung (I/V) nicht durch die Wahl des Rückkoppelwiderstands RF eingeschränkt wird. Jedoch kann eine Stromrückkopplung (Current-Feed-back, CFB, Bild 2) entscheidende Vorteile bezüglich Stabilität und Glättung von Schaltspannungsspitzen bringen.

Vorteile hinsichtlich Stabilität und Glättung durch CFB

Aufgrund der niedrigen Eingangsimpedanz Ro am invertierenden Eingang eines CFBs wird der erzeugten Polstelle mit einem Faktor aus Ro und RF positiv entgegengewirkt. Damit verschiebt man die kritische Polstelle in Richtung höhere Frequenzen, was die zu nutzende Signalbandbreite signifikant erhöht und die Verwendung von kleineren Kompensationskapazitäten ermöglicht.

 Gleichung 3
Gleichung 3

Ein VFB-Verstärker mit einer Bandbreite von 250 MHz (LMH6654) würde bei einer Gesamtkapazität von 20 pF und einem Rückkoppelwiderstand von 600 Ω eine maximal nutzbare Signalbandbreite von 57,5 MHz erzielen (bei Fp = 13,3 MHz steigt das Rauschen an). Ein vergleichbarer CFB-Verstärker (LMH6714) mit einer Eingangsimpedanz von 180 Ω bringt eine Verbesserung der nutzbaren Signalfrequenz auf 120 MHz (Fp liegt bei 57,5 MHz, siehe Gleichung 3).

 Gleichung 4
Gleichung 4

Darüber hinaus können sehr viel kleinere Kompensationskapazitätswerte für CF verwendet werden (2,5 pF anstelle von 4,6 pF, siehe Gleichung 4). Des Weiteren kann der Eingangswiderstand in anderen Anwendungen auch dazu genutzt werden, etwaige Schaltspitzen am Eingang eines CFB-Verstärkers zu absorbieren und die Einschwingzeit zu verbessern.

Der Autor: Albert Fischer arbeitet bei Texas Instruments.

Welligkeitsmessungen an Schaltregler-Stromversorgungen

Messungen an Stromversorgungen sind eine Kunst für sich. Bild 1 zeigt ein Beispiel, bei dem ein frischgebackener Ingenieur mal eben schnell ein Oszilloskop angeschlossen und so ziemlich alles falsch gemacht hat.

 Bild 1: Unsachgemäße Welligkeitsmessungen führen zu schlechten Ergebnissen
Bild 1: Unsachgemäße Welligkeitsmessungen führen zu schlechten Ergebnissen

Sein erster Fehler bestand darin, einen Tastkopf mit einer langen Masseleitung zu verwenden. Der nächste Fehler war, dass er die aus Tastkopf und Masseleitung gebildete Schleife ausgerechnet in der Nähe des Leistungstransformators und der Schaltelemente positioniert hat. Und schließlich hat er noch eine zusätzliche Induktivität zwischen dem Tastkopf und dem Ausgangskondensator wirksam werden lassen.

Das Problem ist, dass dadurch hochfrequente Störungen eingekoppelt werden, die in dem stark welligen Signaldiagramm zu erkennen sind. Innerhalb der Stromversorgung entstehen zahlreiche schnelle Großsignalspannungen und -ströme, die sehr leicht in den Tastkopf eingekoppelt werden können.

Dies kann durch Magnetfeldkopplung vom Leistungstransformator, durch Einkopplung elektrischer Felder von den Schaltknotenpunkten und durch Gleichtaktströme, die aufgrund der Kapazität zwischen den Transformatorwicklungen entstehen, bewirkt werden.

Die Welligkeitsmessung lässt sich mithilfe einer sachgerechteren Messtechnik wesentlich verbessern. Erstens wird die Welligkeit üblicherweise mit einer Bandbreitenbegrenzung angegeben, um die Einstreuung hochfrequenter Störungen auszuschließen, die in Wirklichkeit nicht vorhanden sind. Das für die Messung verwendete Oszilloskop sollte deshalb auf die entsprechende Bandbreitenbegrenzung eingestellt sein.

 Bild 2: Vier simple Änderungen verbessern die Messung dramatisch
Bild 2: Vier simple Änderungen verbessern die Messung dramatisch

Zweitens lässt sich die Antennenwirkung aufgrund der langen Massezuleitung eliminieren, indem die Prüfspitze des Tastkopfes abgenommen und eine Tastspitze wie in Bild 2 gebildet wird.

Dabei wird ein kurzes Stück Draht um den Masseanschluss des Tastkopfes gewickelt und zum Herstellen der Masseverbindung zur Stromversorgung verwendet. Dies bietet den zusätzlichen Vorteil, dass sich die Länge der Prüfspitze verringert, die der hohen elektromagnetischen Strahlung nahe der Stromversorgung ausgesetzt ist, so dass sich die Einstreuung von Störsignalen weiter verringert.

Schließlich entstehen in isolierten Stromversorgungen erhebliche Gleichtaktströme, die in der Massezuleitung des Tastkopfes fließen können. Dadurch kommt es zwischen dem Masseanschluss der Stromversorgung und dem des Oszilloskops zu einem Spannungsabfall, der sich als Welligkeit bemerkbar macht. Um dem entgegenzuwirken, sollte man bei der Entwicklung der Stromversorgung besondere Aufmerksamkeit auf die Gleichtaktfilterung verwenden.


Von Robert Kollman, Texas Instruments.

Design Conference 2013

Plattform für Analogtechnik, Mixed Signal und Embedded Systems:

Analog Devices veranstaltet mit Xilinx und MathWorks für Ingenieure in den Bereichen Analogtechnik, Mixed Signal und Embedded Systems eintägige Entwickler-Konferenzen.

 Design Conference 2013
Design Conference 2013

Die im Juni 2013 in München und Frankfurt anlaufende Veranstaltungsreihe soll eine Plattform etablieren, auf der Entwickler mit Experten der Hochleistungs-Signalverarbeitung von ADI, Xilinx und MathWorks diskutieren und Wissen austauschen können.

Unter dem Motto „Discuss. Design. Deliver.” treffen sich Fachleute aus den Bereichen Hochleistungs-Analogtechnik, FPGA-Design (Field-Programmable Gate Arrays) und Simulation, um komplette Signalketten und systemtaugliche Lösungen für komplexe Signalverarbeitungs-Aufgaben zu präsentieren. „Ingenieure, die an der Design Conference 2013 teilnehmen, erhalten neben praxisbezogenem Wissen auch ein Verständnis neuer Produkte und Lösungen, die sie in ihren Schaltungen einsetzen können“, erläutert Pascal Cerruti, Director of Marketing Programs, EMEA, bei Analog Devices.

Experten aus unterschiedlichen technischen Disziplinen leiten die Konferenzen und unterrichten die teilnehmenden Ingenieure über aktuelle Techniken bei der Signalverarbeitung sowie über Referenzdesigns und System-Anwendungen. Auf der Veranstaltung werden neben praktischen Demonstrationen Themen erörtert, die für die Region besonders relevant sind. Dazu gehören hochpräzise industrielle Anwendungen und schnelle HF-Applikationen.

Jede der ganztägigen Konferenzen besteht aus Live-Demonstrationen und 16 Fachvorträgen, die ein breites Spektrum von Technologiesparten und Applikations-Lösungen abdecken. Dies betrifft neben dem Luft- und Raumfahrtsektor die schnelle Funk-Kommunikation, Prozesssteuerungen, Motorsteuerungen und die Messtechnik. Die Veranstaltungen sind darauf ausgerichtet, den Teilnehmern die aktuellen Signalverarbeitungstechniken nahe zu bringen sowie ihnen praktische Referenz-Applikationen auf der System-Ebene und entsprechende Tools vorzuführen.

Die Fachvorträge gliedern sich in die Schwerpunkte „Fortschrittliche Techniken für eine leistungsfähigere Signalverarbeitung“ und „Referenzdesigns und System-Applikationen“.

Fortschrittliche Techniken für eine leistungsfähigere Signalverarbeitung

  • Partitionierung und Design von Systemen
  • Signal Chain Designer: Die neue Art des Online-Designs
  • Datenwandlung: Einfache Lösungen für schwierige Probleme
  • Verstärkungs-, Pegelumsetzungs- und Ansteuerungs-Lösungen für Präzisions-Systeme
  • Frequenzsynthese und Taktgenerierung für High-Speed-Systeme
  • Sensoren zur Erfassung pegelschwacher Signale
  • Überlegungen zum High-Speed- und HF-Design
  • Isolation von Stromversorgungs- und Datenleitungen

Referenzdesigns und System-Applikationen

  • High Speed ADC FMC Rapid Development Board
  • Prozesssteuerungs-Systeme
  • Rapid Prototyping mit Lösungen von Xilinx
  • Messtechnik: Flüssigkeits- und Gassensoren
  • Einsatz von MATLAB und Simulink beim Design von Kommunikations-Systemen
  • Messtechnik: Prüf- und Messmethoden und -lösungen
  • Integriertes Software Defined Radio (SDR)
  • Motorsteuerung

Die Konferenzreihe beginnt am 18. Juni 2013 in München im Rilano Hotel und wird am 20. Juni 2013 in Frankfurt im NH Mörfelden fortgesetzt. Weitere Termine in Deutschland, Frankreich, Großbritannien, Italien, Skandinavien, Osteuropa und Israel im September und Oktober 2013 folgen.

Um kurze Markteinführungszeiten zu gewährleisten, sind Analog- und Digital-Ingenieure heute mehr denn je gefordert, mit ihren Schaltungen die gesamte Signalkette abzudecken. Xilinx und Analog Devices haben deshalb gemeinsam Kits und Referenzdesigns entwickelt, die FPGAs, Datenwandler und schnelle serielle Verbindungen miteinander kombinieren, um die Systemintegration zu vereinfachen und die Markteinführung zu beschleunigen. „Veranstaltungen wie diese bauen unsere Zusammenarbeit weiter aus und helfen den Designern, den Anforderungen mehrkanaliger, datenintensiver Anwendungen besser Rechnung zu tragen“, sagt Raj Seelam, Director of Solutions Marketing bei Xilinx.

„Beim Anschluss eines schnellen Analogmoduls an eine FPGA-Plattform kommt es auf die richtigen Designtools an, wenn man Systeme effizient entwickeln will“, erklärt Ken Karnofsky, Senior Strategist, Signal Processing bei MathWorks. „Die Design Conference-Teilnehmer lernen deshalb, wie sie MATLAB und Simulink für die Entwicklung, die Modellierung und den Einsatz leistungsfähiger Signalverarbeitungs-Systeme einsetzen können.“

Zum detaillierten Programm und zur Registrierung der Designkonferenz in Deutschland.

 

Buck-Boost-Spannungsregelung mit einem Abwärtsregler

Elektronische Schaltungen werden typischerweise an geregelten positiven Ausgangsspannungen betrieben, die häufig von Abwärts-Schaltreglern geliefert werden. Wird außerdem eine negative Ausgangsspannung benötigt, kann derselbe Abwärtsregler in einer Buck-Boost-Topologie konfiguriert werden.

Ein Buck-Boost-Schaltregler mit negativer Ausgangsspannung, auch als invertierender Sperrwandler bezeichnet, der mit einem Tastverhältnis von 50 % arbeitet, liefert eine Ausgangsspannung, die vom Betrag gleich der Eingangsspannung ist, aber eine umgekehrte Polarität aufweist.

Dieser Regler besitzt die Fähigkeit, die Ausgangsspannung bei schwankender Eingangsspannung durch Ändern des Tastverhältnisses abwärts („Buck“) oder aufwärts („Boost“) nachzuregeln und so konstant zu halten.

 Bild 1: Vereinfachte Buck-Boost-Schaltung mit Schaltspannung an der Induktivität
Bild 1: Vereinfachte Buck-Boost-Schaltung mit Schaltspannung an der Induktivität

Bild 1 zeigt eine vereinfachte Buck-Boost-Schaltung und die Schaltspannung an der Induktivität. Die Ähnlichkeit dieser Schaltung mit einem Standard-Abwärtsregler sollte unmittelbar ersichtlich sein. In der Tat ist sie auch identisch mit einem Abwärtsregler, nur mit dem Unterschied, dass die Polarität von Ausgangsspannung und Masse umgekehrt ist.

Diese Anordnung funktioniert auch bei einem synchronen Abwärtsregler. Damit enden die Ähnlichkeiten mit einem Abwärts- oder einem synchronen Abwärtsregler aber auch schon, denn die Schaltung arbeitet anders als ein Abwärtsregler.

Die Spannungen, die während der FET-Schaltintervalle an der Induktivität anliegen, unterscheiden sich von denen eines Abwärtsreglers. Wie bei einem Abwärtsregler muss das Produkt aus Spannung und Zeit (V-µs-Produkt) ausgeglichen sein, damit eine Sättigung der Induktivität vermieden wird. Während der FET-Einschaltzeit, die in Bild 1 als ton-Intervall angegeben ist, liegt über der Induktivität die volle Eingangsspannung an.

Diese positive Spannung am „punktseitigen“ Ende der Induktivität bewirkt einen rampenförmigen Anstieg des Stromes. Dieser erzeugt während der Einschaltzeit ein bestimmtes V-µs-Produkt über der Induktivität. Während der FET-Ausschaltzeit (tOff) muss die Spannung über der Induktivität ihre Polarität umkehren, um den Stromfluss aufrecht zu erhalten. Dabei wird die Spannung am punktseitigen Ende der Induktivität in den negativen Bereich gezogen.

Der Strom durch die Induktivität sinkt rampenförmig und fließt durch die Last sowie den Ausgangskondensator zurück durch die Diode. Das V-µs-Produkt über der Induktivität während der Ausschaltzeit muss gleich dem V-µs-Produkt während der Einschaltzeit sein. Da UIN und UOUT feste Werte sind, lässt sich der Ausdruck für das Tastverhältnis (D) D = UOUT/(UOUT – UIN) leicht ableiten.

Der Steuerkreis ermittelt das für die Aufrechterhaltung der geregelten Ausgangsspannung erforderliche Tastverhältnis. Für diesen Ausdruck und den Signalverlauf in Bild 1 gilt die Annahme, dass die Induktivität kontinuierlich von Strom durchflossen wird (Continuous-Conduction-Betrieb).

Die Buck-Boost-Induktivität muss mit einem Strom betrieben werden, der größer als der Ausgangslaststrom ist. Dieser ist definiert als IL = IOUT/(1-D) oder einfach als die Summe aus Eingangs- und Ausgangsstrom. Für eine negative Ausgangsspannung, die den gleichen Betrag wie die Ausgangsspannung hat, ergibt sich bei einem Betrieb mit D = 0,5, dass der mittlere Strom durch die Induktivität dem doppelten Ausgangsstrom entspricht.

Interessanterweise gibt es zwei Möglichkeiten zum Anschließen der Rückführungsseite des Eingangskondensators, was sich auf den Effektivwert des durch den Ausgangskondensator fließenden Stromes auswirken kann.

Im Gegensatz zur typischen Kondensatoranordnung zwischen +UIN und GND kann der Eingangskondensator auch zwischen +UIN und –UOUT geschaltet werden. Bei dieser Konfiguration des Eingangskondensators verringert sich der Effektivwert des Stroms durch den Ausgangskondensator.

Wird der Eingangskondensator allerdings an –UOUT angeschlossen, entsteht dadurch ein kapazitiver Spannungsteiler an –UOUT. Dies kann beim Einschalten zu einer positiven Spannungsspitze am Ausgang führen, bevor der Regler zu arbeiten beginnt. Um diesen Effekt zu minimieren, ist es gewöhnlich am besten, den Eingangskondensator wesentlich kleiner zu dimensionieren als den Ausgangskondensator.

 Bild 2: Ein Abwärts-Schaltregler erfüllt in einer Buck-Boost-Konfiguration eine Doppelfunktion
Bild 2: Ein Abwärts-Schaltregler erfüllt in einer Buck-Boost-Konfiguration eine Doppelfunktion

Dies ist in der Schaltung in Bild 2 zu sehen. Der Strom durch den Eingangskondensator wirkt abwechselnd als Quelle für den DC-Ausgangsstrom und als Senke für den mittleren Eingangsstrom.

Der ungünstigste Fall für den Effektivstrom stellt sich bei einer niedrigen Eingangsspannung ein, wenn der Eingangsstrom am höchsten ist. Bei der Auswahl der Kondensatoren sollte sorgfältig darauf geachtet werden, dass ihr Serien-Ersatzwiderstand (ESR) nicht zu hoch ist. So sind Keramik- oder Polymerkondensatoren häufig eine geeignete Wahl für diese Topologie.

Es ist ein Regler zu wählen, der einerseits bei der minimalen Eingangsspannung minus eines Dioden-Spannungsabfalls hochläuft. Andererseits muss er im Betrieb einer Spannung von UIN plus UOUT standhalten. Auch der FET und die Diode müssen für diesen Spannungsbereich dimensioniert sein.

Die Regelung der Ausgangsspannung erfolgt, indem der Rückkopplungswiderstand ausgangsseitig auf Masse gelegt wird, da die negative Ausgangsspannung die Referenzspannung für den Regler bildet.

Durch die sorgfältige Einstellung einiger weniger Bauelementewerte sowie durch geringfügige Schaltungsänderungen kann ein Abwärts-Schaltregler in einer Buck-Boost-Topologie mit negativer Ausgangsspannung eine Doppelfunktion erfüllen.

Der nächste Tipp geht darauf ein, wie man die Welligkeit bei Schaltregler-Stromversorgungen richtig misst.

Von Robert Kollman, Texas Instruments.

Hochgenauer Spannungs/Strom-Wandler mit zwei Instrumentenverstärkern

Spannungsgesteuerte Präzisions-Stromquellen werden in Schaltungen mit variablen Lasten benötigt. Beliebte Lösungen, die mehrere Operationsverstärker und einige passive Bauteile enthalten, weisen aufgrund nicht idealer Bauteilecharakteristika einige Fehler auf. Dazu gehören eine endliche Verstärkung bei offener Schleife (AOL), Gleichtaktunterdrückung (CMRR), Biasstrom (IB) und Offsetspannung (UOS).

Bei Schaltungen mit Operationsverstärkern können Präzisionswiderstände zum Einstellen der Verstärkung sowie zusätzliche Kondensatoren zur Stabilisierung erforderlich sein. Darüber hinaus liefern einige Schaltungen Ströme, die nicht direkt proportional zu UIN sind. So arbeiten zum Beispiel Spannungs/Strom-Wandler gemäß der Näherung Ic ≃ Ie und liefern Strom nur in eine Richtung.

 Bild 1: Mit zwei Instrumentenverstärkern und zwei Transistoren lässt sich eine spannungsgesteuerte Stromquelle mit einer Genauigkeit von 0,01% entwickeln.
Bild 1: Mit zwei Instrumentenverstärkern und zwei Transistoren lässt sich eine spannungsgesteuerte Stromquelle mit einer Genauigkeit von 0,01% entwickeln.

Mit zwei Instrumentenverstärkern und zwei Transistoren (Bild 1) lässt sich eine spannungsgesteuerte Stromquelle mit einer Genauigkeit von 0,01% entwickeln. Diese Stromquelle arbeitet mit einer Eingangsspannung von ±10 V, die direkt proportional zum Ausgangsstrom IOUT ist. Die Schaltung bietet auch bei Ausgangsströmen bis zu 90 mA eine gleich bleibend hohe Genauigkeit.

Die Instrumentenverstärker AD620 mit geringer Drift und niedrigem Stromverbrauch sind für die Steuerung der Schaltung sowie für die Fehlerkorrektur zuständig. Sie sind jedoch nicht Bestandteil des Ausgangsschaltkreises. Somit können Q1 und Q2 durch Transistoren mit höherer Leistung ersetzt werden, um höhere Ausgangsströme zu erzielen.

Die Instrumentenverstärker lassen sich für beliebige Verstärkungen zwischen 1 und 10.000 konfigurieren. Dies ermöglicht die Verarbeitung von Eingangssignalen unter 1 mV. Um die gewünschte Verstärkung zu erhalten, schaltet man einfach einen Widerstand über die Eingänge RG (Pins 1 und 8) von U1 und U2.

Der erste Instrumentenverstärker U1 steuert die Basisspannung der Push-Pull Ausgangsstufe. Die Widerstände und die Dioden spannen Q1 und Q2 vor, um Verzerrungen zu eliminieren. U2 wird für die Fehlerkorrektur verwendet und gleicht die Differenzen der UBE-Spannungen aus.

 Bild 2: Verhalten der Stromquelle als Funktion von Iout
Bild 2: Verhalten der Stromquelle als Funktion von Iout

Die Fehlerspannung, welche differenziell von der Verbindung zwischen D1 und D2 zu UOUT gemessen wird, wird in den Referenz-Pin von U1 gespeist und zu UIN addiert. Das Resultat ist ein Ausgangsstrom, der direkt proportional zu UIN ist. Diese Schaltung erzielt über einen Eingangsbereich von ±10 V eine typische DC-Genauigkeit von 0,01%. Bei 1 kHz und einer Ausgangspannung von UOUT = ±5 Vss wird eine AC-Genauigkeit von typisch 1,5% erreicht. Die Schaltung kann durch entsprechendes Anpassen der Bauteile auch für den Betrieb mit nur einer Versorgungsspannung ausgelegt werden. Hierbei sind dann die bekannten Einschränkungen zu berücksichtigen.

Die Vorteile dieser Schaltung sind ein größerer Ausgangsbereich, die direkte Proportionalität von IOUT zu UIN und eine hohe Linearität und Genauigkeit wie im obigen Bild gezeigt.

Der Autor: Frank Ciarlone arbeitet bei Analog Devices.

 Formeln zur Berechnung des Ausgangsstromes
Formeln zur Berechnung des Ausgangsstromes