Passt Ihr A/D-Wandler zum vorgesehenen Einsatzzweck?

Thema dieses Artikels sind die Frequenzbereiche und die erforderlichen Auflösungen für verschiedene analoge Sensoren. Wir gehen dabei auf die gängigeren Sensor-Frequenzbereiche ein und untersuchen, wie sich SAR- und Delta-Sigma-A/D-Wandler mit ihren spezifischen Eigenschaften für Sensoren eignen, die Temperaturen, Füllstände, Drücke, Durchflussraten, mechanische Wege und optische Ereignisse erfassen können.

Messgrößen aus der realen Umwelt, beispielsweise Temperaturen, Drücke, Durchflussraten oder Licht, verlangen in der Regel einen speziellen Sensor, damit ein ökologischer Status oder dessen Veränderung korrekt erfasst werden kann. Sensoren sind in der Lage, diese physikalischen Größen in einen Widerstand, eine Spannung oder einen Strom umzuwandeln. Ihnen fehlt jedoch die Fähigkeit, die von ihnen ausgegebenen elektrischen Signale in eine digitale Information zu konvertieren, ganz zu schweigen von einer Verstärkung, Filterung, Offsetanpassung oder einer anderen Art elektrischer Signalaufbereitung.

Elektronikingeniure setzen verschiedene Bauelemente ein, um analoge Signale auf einen Pegel zu bringen, der sich für die nachfolgenden Verarbeitungsfunktionen eignet. Am Ende der Signalkette befindet sich meist ein A/D-Wandler, der die vom Sensor gelieferte Information in das abschließende digitale Resultat verwandelt.

Sensoren treffen auf die reale Welt

Die Temperatur ist die am häufigsten gemessene physikalische Größe. Das zu erfassende Temperaturspektrum reicht von den Bedingungen hier auf der Erde bis zu den extrem heißen oder kalten Umgebungen im Weltraum. Es gibt zahllose Sensoren, die auf absolute Temperaturen oder Temperaturänderungen ansprechen. Integrierte Silizium-Sensoren, Thermoelemente, Widerstandsthermometer (RTD, Resistive Temperature Devices), Thermistoren, Infrarot-Sensoren und Thermosäulen sind nur einige Beispiele.

 Bild 1: Rauschfreie Auflösung und Bandbreite verschiedener physikalischer Messgrößen
Bild 1: Rauschfreie Auflösung und Bandbreite verschiedener physikalischer Messgrößen

Wie Bild 1 zeigt, ändert sich die tatsächliche Temperatur in verschiedenen Prüfumgebungen nur mit einer relativ geringen Rate (unter 10 Hz). Der Elektronik-Entwickler strebt allerdings einen Genauigkeitsbereich von wenigen Bit bis zu 20 Bit an. Wird eine rauschfreie Auflösung von 20 Bit verlangt, muss der im System verwendete Datenwandler nicht weniger als 220 (= 1.048.576) saubere, unveränderliche Datenbits liefern.

Drucksensoren erfassen den Druck von Luft oder Gasen. Eine Unterkategorie der Drucksensoren stellen die Kraftaufnehmer dar, die das Gewicht der unterschiedlichsten Objekte erfassen können und hier einen Bereich von mehreren Tonnen bis zum Gewicht einer Wimper (oder auch weniger) abdecken. Diese Sensoren kommen in der Regel in rautenförmigen, aus vier Elementen bestehenden Widerstandsnetzwerken zum Einsatz. Der Frequenzbereich dieser Sensoren ist größer als der von Temperatursensoren und reicht bis etwa 100 Hz.

Temperatur-, Druck- und Audiosensoren (Mikrofone) erfassen im Prinzip den Fluss von Flüssigkeiten oder Gasen. Wie Bild 1 verdeutlicht, laufen die physikalischen Änderungen in Gasen oder Flüssigkeiten relativ langsam ab, was die Anforderungen an die Zahl der rauschfreien Bits entschärft.

Die von den soeben angeführten Sensoren ausgegebene Information kann als Widerstand, Spannung oder Strom vorliegen. In den meisten Fällen jedoch erzeugen die Sensoren schwache elektrische Signale, die unter Umständen eine weitergehende Signalaufbereitung erfordern.

Betrachtet man in Bild 1 den Bereich mit den größeren Bandbreiten, so stellen Schaltungen zum Erfassen von mechanischen Wegen, Näherungen oder Licht geringere Anforderungen an die Genauigkeit. Lichtsensor-Anwendungen wiederum können geringe Frequenzen im Verbund mit einer großen Zahl rauschfreier Bits erfordern (z.B. in Anwendungen der Medizintechnik beim Scannen) oder nach einer hochfrequenten digitalen Erfassung verlangen (z.B. Barcode-Scanner). Der Signalpfad eines Fotodetektors setzt für hohe Frequenzen geeignete Wandler wie z.B. SAR-ADCs (Successive Approximation Register) oder schnelle Delta-Sigma-Wandler (ΔΣ) voraus.

Wenn ein Systementwickler eine fertig aufbereitete digitale Entsprechung der jeweiligen physikalischen Größe benötigt, werden die Sensorschaltungen an ihrem Ende mit SAR- oder Delta-Sigma-ADCs bestückt. Der nächste Abschnitt dieses Artikels geht genauer auf beide Bauarten ein.

Verbindung zwischen Sensor und A/D-Wandler

 Bild 2: Auflösung und Umwandlungsrate von Delta-Sigma- und SAR-A/D-Wandlern
Bild 2: Auflösung und Umwandlungsrate von Delta-Sigma- und SAR-A/D-Wandlern

Die gängigsten A/D-Wandler für die Frequenzen der eben beschriebenen Sensoren sind der SAR- und der Delta-Sigma-ADC. Auflösung und Umwandlungsrate beider A/D-Wandler Bauarten sind in Bild 2 dargestellt. Delta-Sigma-Wandler, die bei niedrigeren Frequenzen bis etwa 10 kHz eingesetzt werden, sind den meisten Ingenieuren wegen ihrer extrem hohen Auflösung bekannt.

Delta-Sigma-ADCs ermitteln ihr digitales Ausgangswort durch Überabtastung des analogen Eingangssignals. Der eingangsseitige Delta-Sigma-Modulator erzeugt durch Oversampling des Analogsignals einen digitalen 1-Bit-Datenstrom. Ein digitales Filter extrahiert hieraus die Daten und wandelt sie in ein aus mehreren Bits bestehendes Ausgangswort um.

Delta-Sigma-Wandler können Ausgangsworte mit Auflösungen von 16 bis 24 Bit erzeugen, was zweifellos beeindruckend ist. Zu den Vorteilen des Delta-Sigma-Wandlers gehören die geringe Leistungsaufnahme, die extrem hohe Auflösung und die hohe Stabilität verbunden mit einem günstigen Preis. Die allgemeine Leistungsfähigkeit des Delta-Sigma-ADC gibt Entwicklern die Möglichkeit, die Zahl der analogen Signalaufbereitungs-Chips vor dem ADC-Eingang zu reduzieren. Als Nachteil dieses Wandlertyps ist anzuführen, dass er meist langsam ist. Bei einigen Wandlern ist die Latenz größer als null Zyklen.

Ein SAR-ADC dagegen nimmt gewissermaßen eine Momentaufnahme des analogen Signals auf. Ist die Signalprobe erfasst, ermittelt der Wandler das zugehörige digitale Ausgangswort mithilfe eines internen, iterativen Prozesses. Die Ausgangs-Auflösung eines SAR-ADC liegt in der Regel zwischen 8 und 18 Bit.

Man nutzt SAR-Wandler, deren Auflösung im mittleren bis hohen Bereich anzusiedeln ist, für mäßig schnelle Umwandlungen. Die größte Verbreitung haben SAR-Wandler in universellen Schaltungen, in denen analoge Signale zu digitalisieren sind. In ihrer Auflösung sind SAR-Wandler den Delta-Sigma-Wandlern meist unterlegen. Allerdings zeichnen sich SAR-ADCs beim Betrieb mit hoher Geschwindigkeit durch eine Latenz von null Zyklen aus (d.h. sie schwingen in einem einzigen Zyklus auf den Endwert ein). Man verwendet SAR-Wandler in vielen Datenerfassungs-Applikationen wie etwa Regelungen, bei der Stromversorgungs-Überwachung und bei der Analyse geringer bis mittlerer Frequenzen.

SAR-Wandler arbeiten mit einer Latenz von null Zyklen und erreichen eine hohe statische und dynamische Genauigkeit. Wandler dieser Art bewähren sich bestens in Low-Power-Anwendungen, denn sie fallen automatisch in eine Stromspar-Betriebsart, wenn kein analoges Signal digitalisiert wird. Die höchste Abtastrate eines SAR-Wandlers beträgt heute rund 5 MHz. Damit füllt diese Wandlerbauart hervorragend die Lücke zwischen dem Delta-Sigma-Wandler und den schnelleren Wandlertypen wie dem Pipeline-Wandler.

 Welche Wandlerbauart eignet sich für welche Anwendung?

 Tabelle 1: Umwandlungsrate und Auflösung von SAR- und Delta-Sigma-Wandlern
Tabelle 1: Umwandlungsrate und Auflösung von SAR- und Delta-Sigma-Wandlern

Bei der Auswahl des richtigen A/D-Wandlers für Ihre Anwendung könnte Tabelle 1 hilfreich sein. Darin werden Familien von SAR- und Delta-Sigma-Wandlern hinsichtlich ihrer Umwandlungsrate und Auflösung verglichen.

Die maximale Umwandlungsrate der auf dem heutigen Markt angebotenen SAR-Wandler beträgt ca. 5 MSample/s, und sie werden mit Auflösungen bis zu 18 Bit angeboten. Die Mehrzahl der in der gesamten Industrie eingesetzten SAR-ADCs aber hat Auflösungen von 8 bis 12 Bit. Die Umwandlungsrate von Delta-Sigma-Wandlern ist in der Regel kleiner als 625 kSample/s. Bei dieser Geschwindigkeit können Wandler mit einer Auflösung bis zu 24 Bit hergestellt werden. Delta-Sigma-Wandler mit Umwandlungsraten bis zu 10 MSample/s erreichen die Auflösung von 24 Bit dagegen nicht.

 Tabelle 2: Ranking verschiedener Eigenschaften von SAR- und Delta-Sigma-A/D-Wandlern
Tabelle 2: Ranking verschiedener Eigenschaften von SAR- und Delta-Sigma-A/D-Wandlern

In Tabelle 2 findet sich eine Wertung der beiden Wandler-Topologien in Bezug auf Durchsatz, Auflösung, Latenz und Stromverbrauch.

Aus Tabelle 2 ist zu entnehmen, dass SAR-Wandler hinsichtlich Durchsatz (Geschwindigkeit), Latenz, Multiplex-Fähigkeit und Stromverbrauch vorn liegen. Die Überlegenheit des Delta-Sigma-Wandlers gegenüber dem SAR-Wandler beschränkt sich auf die Auflösung.

Beim Messung von Temperaturen, Drücken oder optischen Größen sollte man bedenken, dass die SAR- und die Delta-Sigma-Bauart die bevorzugten Wandlerarchitekturen sind.

Von Bonnie C. Baker, Texas Instruments.

Literatur

[1] Baker, B.: “Temperature Sensing Technologies,” Application note (DS00679A), Microchip Technology, 1998

[2] “Understanding data converters,” Application Report (SLAA013), Texas Instruments, 1995.

[3] Baker, B.: “A Baker’s Dozen: Real analog solutions for digital designers.” Burlington, MA: Elsevier/Newnes, 2005.

 

 

Wie unterscheiden sich differenzielle Verstärkertypen?

Antwort: Das hängt möglicherweise mit dem von Ihnen gewählten differenziellen Verstärkertyp zusammen.

Bei der Analyse von Blockschaltungen bei Kunden stellen wir oft fest, dass der Verstärker genau das macht, wozu er entwickelt wurde. Als Problem stellt sich dann häufig heraus, dass Entwickler nicht zu einhundert Prozent mit differenziellen Verstärkern vertraut sind.

Den richtigen differenziellen Verstärker zu wählen, ist so ähnlich wie sich für den richtigen Neuwagen zu entscheiden. Es gibt viele Modelle. Und jedes Modell gibt es mit verschiedenen Optionen und Merkmalen. Alle Typen machen aber im Prinzip das gleiche – sie bringen Sie von A nach B. Jedoch weisen alle Modelle eigene Feinheiten auf. Und genau hier kann das Problem beginnen.

Bei der Wahl eines differenziellen Verstärkers sind die Optionen und Leistungsmerkmale wirklich entscheidend. Die drei wesentlichen Klassen von differenziellen Verstärkern sind der Sportwagen, die Mittelklasse und die Economy-Klasse; jede Klasse hat etwas anderes zu bieten.

Der differenzielle Verstärkertyp „Sportwagen“ läuft mit den höchsten Frequenzen. Diese Klasse differenzieller Verstärker bietet Bandbreiten im Gigahertz-Bereich, Slew-Raten von zehntausenden V/µs und einen VCM-Pin, über den man Ein- und Ausgangs-Gleichtaktspannung einstellt. Weitere Merkmale dieser Verstärkerklasse sind extrem geringe Verzerrungen und massebezogene oder differenzielle Eingangstreiberfähigkeiten. Diese Verstärker findet man normalerweise in Breitband- sowie in ZF-Kommunikationsanwendungen.

Die Verstärker der „Mittelklasse“ arbeiten im Bereich von einigen Hundert MHz, haben eine geringe Verzerrung und eine ausgezeichnete DC-Eigenschaften. Ferner bieten sie „Output Gain Balance“ und „Phase Matching“, unterdrücken Harmonische gerader oder ungerader Ordnung und erreichen hohe Slew-Raten. Massebezogene oder differenzielle Eingangstreiberfähigkeiten sowie ein VOCM-Pin zur einfachen Anpassung der Gleichtaktspannung am Ausgang sind weitere Besonderheiten. Einige Modelle gibt es auch zweikanalig. Zu finden sind diese Verstärker u.a. in Kommunikations- und Messsystemen.

Die „Economy“-Modelle enthalten ein Verstärkerpaar, das sich zusammen mit Rückkopplungswiderständen und Widerständen zum Einstellen der Verstärkung in einem Gehäuse befindet. Dies vereinfacht die Entwicklung und spart Platz auf der Leiterplatte. Die Verstärker der „Economy“-Serie bieten eine hohe Eingangsimpedanz, benötigen wenig Strom und sind rauscharm. Eingesetzt werden diese Modelle normalerweise mit massebezogenem Eingang. Sie haben unsymmetrische, differenzielle Ausgänge, arbeiten mit mehreren zehn MHz und sind in Präzisionsanwendungen mit geringer Stromaufnahme zu finden.

Wenn Sie das nächste Mal einen differenziellen Verstärker suchen, drehen Sie eine Runde auf dem Hof, begutachten Sie die Reifen und machen eine Probefahrt (Simulation). Sie werden froh sein, das getan zu haben. Wie immer, vergessen Sie nicht, das Handbuch (Datenblatt) von vorne bis hinten zu lesen. So können Sie viel Zeit sparen und sicher gehen, das Optimum aus Ihrem differenziellen Verstärker herauszuholen.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.

Die minimale Einschaltzeit kann sehr wichtig sein

Beim Entwurf einer Stromversorgung wird die minimale Einschaltzeit gerne einmal übersehen. Gerade bei hohen Schaltfrequenzen von 1 MHz ergeben sich dann jedoch Probleme.

Bei der Auswahl eines passenden Schaltreglers für eine Stromversorgung gibt es einige entscheidende Parameter. Zu den wichtigsten zählen der Eingangsspannungsbereich, der mögliche Ausgangsstrom sowie häufig die maximal mögliche Schaltfrequenz. Diese Parameter finden sich gewöhnlich auf der ersten Seite des Datenblattes eines Schaltreglers.

Häufig wird jedoch die Größe, die das Eingangs- zu Ausgangsspannungsverhältnis mit der Schaltfrequenz verknüpft, übersehen. Es ist die minimale Einschaltzeit. Diese wird manchmal nicht beachtet oder erst zu spät im Schaltungsentwurf berücksichtigt, wenn die Entscheidung für einen Schaltregler IC bereits gefallen ist.

Hat man beispielsweise eine Versorgungsspannung von 24 V (nominal, ±20%) zur Verfügung und möchte man 3,3 V generieren, ergibt sich eine prozentuale minimale Einschaltzeit von 3,3 V / 28,8 V = 0,115.

Der Schalttransistor eines Abwärtswandlers wäre also zu 11,5% der Zeit eingeschaltet und zu 88,5% abgeschaltet. Wenn aus Gründen des Platzbedarfs der Schaltung sowie wegen Kostenoptimierung eine hohe Schaltfrequenz von 1 MHz ausgewählt wird, muss man ganz dringend auf die minimale Einschaltzeit achten. Einer Taktperiode bei 1 MHz entsprechen 1000 ns. Somit wäre bei obigem Beispiel der Schaltransistor für 115 ns eingeschaltet und für 885 ns abgeschaltet.

Wenn ein Schaltregler nicht in der Lage ist diese kurze Einschaltzeit darzustellen, muss entweder eine langsamere Schaltfrequenz ausgewählt werden oder aber der Schaltregler verfällt in einen Modus, in dem die feste Schaltfrequenz nicht mehr haltbar ist und die Schaltung in eine Art Burstmodus oder Pulse-skipping verfällt, um die Ausgangsspannung geregelt zu halten.

 Bild 1: Aufteilung einer Taktperiode eines Schaltreglers
Bild 1: Aufteilung einer Taktperiode eines Schaltreglers

Dies geht mit einer unbestimmten Schaltfrequenz sowie einer erhöhten Welligkeit der Ausgangsspannung einher. Beides ist in vielen Anwendungen unerwünscht. Bild 1 zeigt in Rot eine minimale Einschaltzeit in Bezug zu einer Taktperiode T.

Besonders bei Anwendungen in der Industrieelektronik trifft man das oben beschriebene Problem häufig an. Hier ist eine 24-V-Spannungsversorgung weit verbreitet. Die zu versorgende Elektronik benötigt durch die Strukturbreitenverringerungen der digitalen Mikrochips aber immer niedrigere Spannungen. Wo früher noch 5 V notwendig waren, sind es heute 3,3; 2,5 V oder sogar noch niedrigere Spannungen.

Vor vielen Jahren, als die Schaltfrequenz bei vielen Schaltreglern noch unter 300 kHz lag, wurde die minimale Einschaltzeit häufig überhaupt nicht charakterisiert und auch in den Datenblättern nicht kommuniziert. Heute wird sie in aller Regel angegeben, aber teilweise nur mit einem typischen Wert. Dies ist aber nicht ausreichend, um bei hohen Schaltfrequenzen sicher zu stellen, dass die feste Schaltfrequenz beibehalten wird.

 Bild 2: Schaltregler in einem Abwärtswandler von 24 V nominaler Eingangsspannung (±20%) nach 2-V-Ausgangsspannung bei 1 MHz Schaltfrequenz
Bild 2: Schaltregler in einem Abwärtswandler von 24 V nominaler Eingangsspannung (±20%) nach 2-V-Ausgangsspannung bei 1 MHz Schaltfrequenz

Ein Beispiel für einen IC welcher bezüglich der minimalen Einschaltzeit sehr genau spezifiziert ist, ist der ADP2441. Er zeichnet sich durch eine besondere Architektur aus, bei welcher sehr kurze Einschaltzeiten möglich sind. Im Datenblatt wird eine minimale Einschaltzeit von typisch 50 ns und als maximaler Wert, über den kompletten Temperaturbereich, 65 ns angegeben. Somit kann man bei einer Schaltfrequenz von 1 MHz ein Duty-Cycle von 7% zuverlässig erreichen. Dies entspricht einer möglichen Konvertierung von 28,8 auf ca. 2 V. Bild 2 zeigt eine Beispielschaltung mit dem ADP2441.

Auch bei hohen Eingangsspannungen und niedrigen Ausgangsspannungen kann man mit dem richtigen Schaltregler IC mit einer sehr hohen Schaltfrequenz arbeiten. Die richtige Schaltung verkleinert den Platzbedarf der Stromversorgung durch die kleinere Speicherdrossel und reduziert die Kosten. Grundlage für diese Erwägungen ist eine exakte Spezifizierung der minimalen Einschaltzeit des Schaltregler Bausteins.

Elektromagnetische Störungen durch Variieren der Schaltfrequenz verringern

Haben Sie auch schon einmal Schaltungen auf ihr Störverhalten getestet, nur um festzustellen, dass Sie – gleichgültig, welche Filtermaßnahmen Sie auch ergreifen – immer noch um einige dB außerhalb der Spezifikation liegen? Wir wollen Ihnen hier eine Technik vorstellen, die Ihnen vielleicht hilft, die EMV-Anforderungen zu erfüllen oder möglicherweise auch Ihr Filterdesign zu vereinfachen.

Bei der hier vorgestellten Methode wird die Schaltfrequenz der Stromversorgung moduliert, um Störsignalenergie auf Seitenbänder zu verteilen und aus einer schmalbandigen Störsignalsignatur eine breitbandige Signatur zu machen, wobei die Spitzenwerte der Oberschwingungen wirksam gedämpft werden. Die gesamten elektromagnetischen Störungen werden also nicht verringert, sondern nur umverteilt.

 Formel 1: Modulationsindex
Formel 1: Modulationsindex

Bei einer sinusförmigen Modulation lassen sich die Modulationsfrequenz (fm) und der Bereich, über den die Schaltfrequenz der Stromversorgung variiert wird (Δf), beeinflussen. Das Verhältnis zwischen diesen beiden Größen wird durch den Modulationsindex β ( Formel 1) beschrieben.

 

 Bild 1a: Durch Modulieren der Stromversorgungs-Schaltfrequenz wird die Störsignalsignatur gespreizt
Bild 1a: Durch Modulieren der Stromversorgungs-Schaltfrequenz wird die Störsignalsignatur gespreizt

Bild 1a zeigt, wie sich die Veränderung des Modulationsindex‘ bei sinusförmigen Signalen auswirkt. Bei β=0 erfolgt keine Frequenzverschiebung und es ist nur eine Spektrallinie vorhanden. Bei β=1 beginnt sich die Frequenzsignatur zu spreizen, wobei die Mittenfrequenzkomponente um 20% gefallen ist. Bei β=2 hat sich die Signatur noch weiter gespreizt und die größte Frequenzkomponente beträgt 60% vom ursprünglichen Fall.

Zur Quantifizierung der in diesem Spektrum enthaltenen Energie lässt sich die Theorie der Frequenzmodulation anwenden. Nach der Carson-Regel ist der größte Teil der Energie in einer Bandbreite von 2 * (Δf + fm) enthalten. Bild 1b zeigt noch höhere Modulationsindices und macht deutlich, dass eine Dämpfung der Störsignal-Spitzenwerte um mehr als 12 dB möglich ist.

 Bild 1b: Bei höheren Modulationsindices ist eine Dämpfung der Störsignal-Spitzenwerte um mehr als 12 dB möglich.
Bild 1b: Bei höheren Modulationsindices ist eine Dämpfung der Störsignal-Spitzenwerte um mehr als 12 dB möglich.

Die Auswahl der Modulationsfrequenz und der Frequenzverschiebung sind ein wichtiger Aspekt. Zunächst einmal sollte die Modulationsfrequenz höher sein als die Bandbreite des EMV-Messempfängers, so dass dieser nicht beide Seitenbänder gleichzeitig erfasst. Wenn Sie allerdings eine zu hohe Frequenz wählen, ist der Regelkreis der Stromversorgung unter Umständen nicht mehr in der Lage, die Schwankung ausreichend zu begrenzen, wobei die Ausgangsspannung in der Folge ebenso schnell schwankt.

Außerdem kann die Modulation hörbare Störungen in der Stromversorgung verursachen. Daher wählt man typischerweise eine Modulationsfrequenz, die nicht allzu weit über der Empfängerbandbreite, jedoch außerhalb des hörbaren Bereichs liegt. In Anbetracht der Werte in Bild 1b ist offensichtlich eine große Änderung der Betriebsfrequenz vorzuziehen. Dabei muss man sich allerdings im Klaren sein, dass dies Auswirkungen auf das Design der Stromversorgung hat. So sollte man beispielsweise die magnetischen Bauelemente entsprechend der niedrigsten Betriebsfrequenz dimensionieren. Der Ausgangskondensator muss außerdem wegen des niederfrequenteren Betriebs größere Welligkeitsströme bewältigen können.

 Bild 2: Durch Variieren der Stromversorgungs-Schaltfrequenz wird die Grundschwingung gedämpft, gleichzeitig aber auch der Grundstörpegel erhöht.
Bild 2: Durch Variieren der Stromversorgungs-Schaltfrequenz wird die Grundschwingung gedämpft, gleichzeitig aber auch der Grundstörpegel erhöht.

Bild 2 zeigt das EMV-Verhalten mit und ohne Frequenzmodulation. Der Modulationsindex liegt bei 4 und die Störsignaldämpfung liegt, wie erwartet, bei der Grundschwingung in der Größenordnung von 8 dB. Es sind aber noch andere Aspekte erwähnenswert.

Die Oberschwingungen werden entsprechend der Ordnungszahl in Frequenzbänder gespreizt, d. h., die dritte Oberschwingung wird drei Mal so stark gespreizt wie die Grundschwingung. Dies wiederholt sich bei den höheren Frequenzen, was den Grundstörpegel gegenüber dem Festfrequenzbetrieb beträchtlich anhebt. In Low-Noise-Systemen ist diese Technik daher möglicherweise nicht anwendbar. Bei vielen Systemen hat sich das Konzept jedoch in der Form bewährt, dass es einen größeren Design-Spielraum und minimierte Kosten für Entstörfilter mit sich bringt.

Mein Dank geht an John Rice und Mike Segal von Texas Instruments für ihre Arbeit auf diesem Gebiet. Der nächste Tipp behandelt die Frage, wie sich Temperaturerhöhungen an Bauelementen abschätzen lassen.

Von
Robert Kollman, Texas Instruments.

Literatur
1) Feng and Chen: „Reduction of Power Supply EMI Emissions by Switching Frequency Modulation“,  IEEE Transactions on Power Electronics, 1994.

2) „EMI Filter Design, SEM1500, Topic 1“: http://focus.ti.com/docs/training/catalog/events/event.jhtml?sku=SEM403002

 

Wie man aktive Filter nicht entwickeln sollte

Antwort: Weil einige Softwarepakete für aktive Filter das Verstärkerverhalten in der Praxis ignorieren.

Einer meiner Kollegen war zum Tauchen am Roten Meer. Er ließ sein Mobiltelefon und seinen Computer zu Hause und vergaß die Arbeit völlig. Dummerweise trug er sein Handtuch und seine Kamera in einem Rucksack mit dem Logo von Analog Devices zum Taucherboot. Eine seiner Mittaucher, Ekaterin aus Russland, die gerade ein aktives Filter mit Operationsverstärkern von ADI entwickelt hatte, erkannte das Firmenlogo. So viel zu seinem Urlaub ohne Arbeit!

Ersatzschaltung eines idealen Operationsverstärkers (Bild: Daniel Braun)

Die Filterschaltung von Ekaterin war einwandfrei. Die Spice-Analyse bestätigte es. Auch die Bauteile wiesen einwandfreie Toleranzen auf. Zum Glück brauchte mein Kollege keinen Computer, um zu sehen, warum das Filter nicht wie erwartet arbeitete. Die Schaltung basierte auf einem „idealen“ Operationsverstärker, bei dem alle Parameter entweder Null oder unendlich sind.

Das wahre Leben ist jedoch selten so einfach. Operationsverstärker mit Spannungsrückkopplung bieten normalerweise eine hohe Verstärkung bei offener Rückkopplungsschleife und einen Frequenzverlauf mit einer Polstelle. Hochgenaue Typen haben eine Verstärkung von >106, aber ihr Verstärkungs/Bandbreiten-Produkt ist selten größer als einige MHz. Somit beginnt ihre offene Schleifenverstärkung bei einigen Hz abzufallen.

Bei 20 kHz, dem obersten Wert des Audiospektrums, kann die Verstärkung bei offener Schleife eines Präzisions-OPVs <50 betragen – das ist niedrig genug, um die Leistungsfähigkeit eines aktiven Filters herabzusetzen. Hinzu kommt, dass bei hohen Signalpegeln die Spannungsanstiegsgeschwindigkeit (Slew Rate) auch den Frequenzverlauf eines Verstärkers begrenzt.

Bei schnellen OPVs gibt es derartige Probleme nicht. Allerdings oszillieren viele schnelle Operationsverstärker bei kapazitiver Rückkopplung. Da die Topologien vieler aktiver Filter eine kapazitive Rückkopplung nutzen, ist es unklug, aktive Filter mit Operationsverstärkern mit Stromrückkopplung zu entwickeln.

Entwickler nutzen oft große Widerstände, damit sie kleine, preisgünstige Präzisionskondensatoren verwenden können. Biasströme, die durch diese hohen Widerstände fließen, setzen aufgrund des Spannungsabfalls über dem Widerstand die Offsetspannung eines Verstärkers herab. Der Rauschstrom eines OPVs trägt ebenfalls zum Systemrauschen bei.

Das Widerstandsrauschen (Johnson-Rauschen oder weißes Rauschen) kann das Operationsverstärker-Rauschen übersteigen. Nicht alle Filterentwickler bedenken dies. Auch vergessen sie manchmal, die Stromversorgung richtig HF zu entkoppeln. Dies beeinträchtigt den HF-Verlauf des Verstärkers.

Ekaterins Problem war auf den Einsatz eines zu langsamen Operationsverstärkers zurückzuführen. Zum Glück konnte mein Kollege ihr einen schnelleren empfehlen. Wie mein Kollege nach seiner Ankunft zu Hause erfuhr, übertraf ihre Schaltung danach die erforderliche Leistungsfähigkeit spielend.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.

 

Schutz vor Überspannungen und Unterbrechungen

Mit Überspannungsschutz-Controllern werden Schaltungen vor zu hohen Versorgungsspannungen effektiv geschützt. Das folgende Schaltungsbeispiel ermöglicht es, dass darüber hinaus auch kurze Unterbrechungen in der Spannungsversorgung überbrückt werden können.

Viele Anwendungen, u.a. in der Kfz-Elektronik, benötigen eine Versorgungsspannung, die auch bei kurzen Spannungsausfällen aufrecht erhalten bleibt. Die in Bild 1 dargestellte Schaltung ermöglicht dies, unabhängig von kurzen Unterbrechungen oder Kurzschlüssen in der Versorgung. Der Überspannungsschutz Baustein (MAX6495) schützt die Last ebenfalls vor Spannungs-Transienten bis zu 72 V.

Die nominale Eingangsspannung dieser Schaltung beträgt 13 V. Bei kurzen Spannungsunterbrechungen versorgt die (große) Kapazität C1 den Eingang des DC/DC-Wandlers für bis zu 5 ms mit Energie. Während eines Kurzschlusses in der Versorgung sorgt die Schaltung ebenfalls für unterbrechungsfreie Energiezufuhr, da sie auch eine Entladung der Kapazität C1 durch die kurzgeschlossene Versorgung verhindert.

Fallen die 13 V durch Kurzschluss am Eingang ab, muss die Kapazität C1 vor Entladung geschützt werden. Dies wird durch die Transistoren Q1 und Q2 bewerkstelligt. Der Spannungsabfall am Gate von Q1 schaltet diesen durch und verbindet die ca. 13 V an C1 mit dem Gate von Q2, was diesen ebenfalls durchschaltet. Dadurch wird die integrierte Ladungspumpe am GATE-Pin entladen und die Durchgangstransistoren Q3 – Q4 schalten ab. Somit kann C1 nicht über den Kurzschluss entladen werden und die Ausgangsspannung bleibt durch diese Störung unberührt.

Die Gateladung der Transistoren Q3 und Q4 sollte niedrig sein, um ein schnelles Ein- und Ausschalten zu ermöglichen. UDS(max) sollte groß genug sein, um die höchsten zu erwartenden Spannungsspitzen zu verkraften und RDS(on) von Q3 – Q4 niedrig, um den Spannungsabfall sowie den Leistungsverlust möglichst niedrig zu halten.

Der Kapazitätswert für C1 ist von der Leistung der Last, dem größten akzeptablen Spannungsabfall und der Dauer der zu erwartenden Unterbrechung der Eingangsspannung abhängig.

Die im Kondensator gespeicherte Energie berechnet sich nach folgenden Beziehungen:

E = 1/2 C U2

mit C = 2P Δt / (ΔU)2 ergibt sich

E = P Δt = 1/2 C (ΔU)2

E = gespeicherte Energie

C = Kapazität

ΔU = maximaler Spannungsabfall

P = Energieverbrauch der Last

Δt = erwartete Ausfalldauer der Eingangsspannung

Der Autor: Ronald Moradkhan arbeiter bei Maxim Integrated Products.

Effizienter Betrieb von LEDs am Stromnetz

Zwar dürften wir noch Jahre von LED-Einschraublampen entfernt sein, die als brauchbarer Ersatz für Glühlampen in Frage kommen, doch schon heute geht der Trend bei der Architekturbeleuchtung immer stärker zum Einsatz von LEDs, denn sie sind eindeutig zuverlässiger und bieten ein höheres Potential für Energieeinsparungen.

Wie in den meisten Elektroniksystemen ist auch hier eine Stromversorgung erforderlich, die die Eingangsspannung in eine für die LEDs nutzbare Form umwandelt. Bei einer Straßenbeleuchtung ist eine mögliche Konfiguration eine Serie von 80 LEDs, die zusammen eine Last von 300 V und 0,35 A bilden. Bei der Auswahl einer Schaltnetzteil-Topologie müssen Anforderungen in Hinblick auf die Isolation sowie auf die Leistungsfaktorkorrektur (Power Factor Correction, PFC) festgelegt werden.

Hinsichtlich der Isolation ist eine aufwendige Sicherheits-Vergleichsstudie erforderlich, bei der unter anderem die Notwendigkeit eines Berührungsschutzes gegen die wachsende Komplexität beim Entwurf der Stromversorgung abgewogen werden muss.

In diesem Anwendungsfall, bei dem die LED Hochspannung führt, wird davon ausgegangen, dass eine Isolation nicht notwendig ist. Die PFC ist dagegen unumgänglich, da in Europa für Beleuchtungssysteme über 25 W eine Leistungsfaktorkorrektur vorgeschrieben ist.

Drei Schaltnetzteil-Topologien kommen in Frage

Für diese Anwendung kommen drei mögliche Schaltnetzteil-Topologien in Betracht, nämlich ein Abwärtsregler, ein an der Lückgrenze betriebener Sperrwandler (Transition-Mode-Wandler) und ein Transition-Mode (TM)-SEPIC (single-ended primary inductor converter). Der Abwärtsregler lässt sich sehr effektiv einsetzen, wenn es um Oberschwingungsströme geht und die LED-Spannung in der Größenordnung von 80 V liegt.

Im vorliegenden Fall ist ein Abwärtsregler jedoch wegen der höheren Lastspannung nicht die Lösung. Somit bleiben als Kandidaten der Sperrwandler und der SEPIC-Wandler. Der SEPIC-Wandler bietet den Vorteil, dass er die Schaltsignalverläufe am Leistungshalbleiter festklemmt. Damit lassen sich Bauelemente verwenden, die mit niedrigeren Spannungen arbeiten und somit einen höheren Wirkungsgrad haben.

 Bild 1: Der Transition-Mode-SEPIC-Wandler arbeitet als einfacher LED-Treiber.
Bild 1: Der Transition-Mode-SEPIC-Wandler arbeitet als einfacher LED-Treiber.

Bei unserer Anwendung würde sich damit der Wirkungsgrad um geschätzte zwei Prozent erhöhen. Zudem neigt der SEPIC-Wandler weniger zum Nachschwingen, was die Funkentstörfilterung vereinfacht. Bild 1 zeigt ein Schaltbild der Stromversorgung.

In der Schaltung wird ein TM-PFC-Aufwärtsregler zur Formung des Eingangsstrom-Signalverlaufs verwendet. Beim Einschalten beginnt die Schaltung C6 aus dem Netz aufzuladen. Sobald die Schaltung läuft, liefert eine Hilfswicklung der SEPIC-Induktivität die Betriebsspannung für den Regler.

Ausgangskondensator begrenzt die Welligkeit

Ein relativ groß dimensionierter Ausgangskondensator begrenzt den LED-Welligkeitsstrom auf 20 Prozent des DC-Stromes. Am Rande sei angemerkt, dass die AC-Flussdichte und die Ströme im TM-SEPIC-Wandler recht hoch sind und Litzendrähte und verlustarme Kernmaterialien erforderlich sind, um die Verluste in der Induktivität niedrig zu halten.

 Bild 2: DER TM-SEPIC-Wandler hat einen hohen Wirkungsgrad und liefert eine gute Leistungsfaktorkorrektur.
Bild 2: DER TM-SEPIC-Wandler hat einen hohen Wirkungsgrad und liefert eine gute Leistungsfaktorkorrektur.

Die Bilder 2 und 3 zeigen die Testergebnisse, die an einem Prototyp gemäß dem Schaltbild in Bild 1 erzielt wurden. Der Wirkungsgrad ist recht hoch und erreicht maximal 92 Prozent. Dieser gute Wert wurde erreicht, indem das Nachschwingen an den Leistungshalbleitern begrenzt wurde.

 

 

 Bild 3: Der Netzstrom erfüllt problemlos die Vorschriften nach EN61000-3-2 Klasse C
Bild 3: Der Netzstrom erfüllt problemlos die Vorschriften nach EN61000-3-2 Klasse C

Wie außerdem am Stromverlauf zu erkennen ist, weist der Leistungsfaktor mit über 96 Prozent einen ziemlich guten Wert auf. Interessanterweise verläuft das Signal nicht rein sinusförmig, sondern zeigt auf der steigenden und fallenden Flanke eine gewisse Steilheit, was daran liegt, dass die Schaltung nicht den Eingangsstrom, sondern den Schaltstrom misst. Der Signalverlauf ist jedoch gut genug, um die europäischen Vorschriften bezüglich der Oberschwingungsströme zu erfüllen.


Von Robert Kollman, Texas Instruments.