SAW-Filter und Chipsätze für Multisatelliten-Navigationssysteme

Teseo II ist eine Single-Chip-IC-Serie (STA8088), die für Multi-Satelliten-Navigationssysteme entwickelt wurde. Neben GPS- und Galileo-Signalen können diese ICs auch Daten von GLONASS (Global Navigation Satellite Systems) verarbeiten. Die Referenzdesigns decken dabei die verschiedensten Kombinationen von GPS, Galileo und GLONASS ab, die im Standard L1/E1 im Frequenzbereich von 1569 bis 1607 MHz arbeiten. Da GLONASS über eine vergleichsweise hohe Zahl von Satelliten verfügt, wird damit die Navigation besonders unter schwierigen Bedingungen deutlich verbessert – etwa in Straßenschluchten von Großstädten.

 Bild 1: Referenzdesign eines Navigationssystems mit Teseo II Chipsatz Bild 1: Referenzdesign eines Navigationssystems mit Teseo II Chipsatz

GLONASS nutzt nicht dasselbe Frequenzband wie GPS und Galileo, sondern ein Seitenfrequenzband. Bei der Entwicklung des Designs mit dem STA8088GA wird trotzdem das gesamte relevante HF-Spektrum bis zur ersten Zwischenstufe verarbeitet.

Dazu befindet sich im Eingangskreis hinter einem externen LNA (Low Noise Amplifier) ein SAW-Filter (B39162B3913U410, Epcos). Er dient dazu, in einem ersten Schritt Signale von GSM, Wi-Fi, UMTS, BT und andere zu unterdrücken. Anschließend wird das GLONASS-Signal von den GPS- und Galileo-Signalen getrennt und mit der Zwischenfrequenz moduliert.

So können alle Signale mit wenigen Bauelementen und damit geringen Kosten verarbeitet werden. Der integrierte LNA bedient beide Pfade und wird separat aus dem Chip herausgeführt. Dadurch ist es möglich, verschiedene SAW-Filter-Designs und -Layouts zu verwenden. Wenn das Signal den zweiten SAW-Filter (B39162B3913U410, Epcos) passiert hat, wird es dem HF-Verstärker und -Mischer für die Zwischenfrequenz zugeführt. Bild 1 zeigt ein Referenzdesign für Automobil-Anwendungen.

Die verwendeten SAW-Filter haben ein Keramik-Gehäuse mit Abmessungen von 3 × 3 × 1,1 mm3 und sind nach dem Standard der Automobil-Industrie AEC-Q200 qualifiziert. Dies bedeutet unter anderem einen Einsatztemperaturbereich von −45 bis 125 °C. Die Bandbreite der Filter beträgt 56 MHz. Das Anpassnetzwerk ist für 50 Ω ausgelegt. Auch die MLCCs (Multilayer Ceramic Chip Capacitor) und Induktivitäten von TDK entsprechen dem Standard AEC-Q200.

Das so realisierte Referenzdesign eignet sich für Navigationsgeräte in Fahrzeugen und kann neben konventionellen Navigationsaufgaben auch Telematikaufgaben übernehmen. Wegen der hohen Präzision eignet es sich auch für sicherheitsrelevante Anwendungen wie eCall, bCall oder Fahrerassistenz-Systeme.

Mit einem weiteren Chip aus der Teseo II-Serie, dem STA8088FG, hat STMicroelectronics ein Navigationssystem für Anwendungen in der Konsum- und Industrie-Elektronik entwickelt. Bei diesem Referenzdesign wird nur ein einziger SAW-Filter benötigt, der zwischen dem aus dem IC herausgeführten LNA und dem HF-Verstärker geschaltet ist. Hier kommt der Typ B39163B4310P810 (Epcos) zum Einsatz. Die Abmessungen dieses Filters liegen bei 1,4 × 1,0 × 0,4 mm3.

Neben seiner Kleinheit zeichnet sich das Bauelement durch gute elektrische Eigenschaften aus. So liegt zum Beispiel die Einfügedämpfung bei 1 dB. Auch dieser Filter ist mit seinem hermetisch dichten Gehäuse nach AEC-Q200 qualifiziert. Die Bandbreite des Filters beträgt 34,37 MHz; das Bauelement kann in einem Temperaturbereich von −40 bis +85 °C betrieben werden.

STMicroelectronics hat beide Referenzdesigns weltweit ausgiebigen Tests unterzogen, um die Vorteile von Multi-Satelliten-Navigationssystemen nachzuweisen.

 Bild 2: Bessere Positionsangaben durch gleichzeitige Nutzung von GPS und GLONASS Bild 2: Bessere Positionsangaben durch gleichzeitige Nutzung von GPS und GLONASS

Bild 2 zeigt eine Testfahrt durch Straßenschluchten in Tokio. Dabei wurde eindeutig nachgewiesen, dass durch die gleichzeitige Nutzung des GPS- und GLONASS-Signals eine deutlich bessere Positionsangabe erzielt wird. Bei einer Testfahrt in Dallas wurde das Design mit einem Wettbewerbsprodukt verglichen, das sich ausschließlich auf GPS-Signale stützt. Auch hier zeigen sich eindeutig die Vorteile der Multi-Satelliten-Nutzung.

Open-Loop-Kalibriertechniken für D/A-Wandler

Im Prinzip wird ein D/A-Wandler mit einem digitalen Eingangswert gespeist und das Bauteil liefert dann eine analoge Ausgangsspannung. In der Praxis wird die Genauigkeit der Ausgangsspannung durch Verstärkungs- und Offsetfehler des D/A-Wandlers und anderer Bauteile in der Signalkette beeinträchtigt, die kompensiert werden müssen.

 Bild 1: Blockschaltbild des D/A-Wandlers AD537x mit einer Auflösung von 16 Bit und 40 Kanälen
Bild 1: Blockschaltbild des D/A-Wandlers AD537x mit einer Auflösung von 16 Bit und 40 Kanälen

Systementwickler müssen diese Fehler kompensieren, um eine genaue Ausgangsspannung zu erhalten. Dies kann mit externen Bauteilen oder durch einen Abgleich nach der Fertigung erfolgen.

Die digitale Kalibrierung modifiziert das am Eingang eines D/A-Wandlers angelegte Signal so, dass die Verstärkungs- und Offsetfehler berücksichtigt werden. Damit sind keine externen Bauteile oder ein zusätzlicher Abgleich erforderlich.

Zum Durchführen dieser Berechnungen in einem DSP oder Mikroprozessor sind zusätzliche Ressourcen erforderlich, die Kosten verursachen sowie Zeitaufwand benötigen. Einige D/A-Wandler enthalten integrierte Register, die Berechnungen im D/A-Wandler ermöglichen und den Prozessor für andere Aufgaben entlasten.

Die mehrkanaligen Wandler aus den denseDAC-Familien AD536x, AD537x, AD538x und AD539x von Analog Devices weisen acht bis 40 Kanäle auf und bieten Auflösungen von 12 bis 16 Bit. Versionen für eine unipolare Versorgungsspannung können Ausgangsspannungen von 5 V produzieren. Modelle für bipolare Versorgungsspannungen liefern Ausgangsspannungen von ±10 V. Alle Bauteile verfügen über spezielle m- und c-Register für jeden Kanal und ermöglichen eine jeweilige Verstärkungs- und Offsetkalibrierung.

 Bild 2: Ein Kanal des D/A-Wandlers AD5370 mit einer Auflösung von 16 Bit und 40 Kanälen
Bild 2: Ein Kanal des D/A-Wandlers AD5370 mit einer Auflösung von 16 Bit und 40 Kanälen

Die Grafik in Bild 2  zeigt einen Kanal des D/A-Wandlers AD5370 mit einer Auflösung von 16 Bit und 40 Kanälen. Die Werte für die m- und c-Register lassen sich mithilfe folgender vier Schritte berechnen:

  • Messen von Offset- und Vollausschlagsfehlern durch Einstellen des DAC-Eingangs auf Null und Vollausschlag.
  • Berechnen der tatsächlichen LSB-Größe durch Division des Bereichs durch die Anzahl des maximal möglichen Codes (65535 in diesem Fall).
  • Subtraktion der Anzahl der LSB, die mit dem überschrittenen Bereich des Default m-Registerwertes korrespondieren. Zum Beispiel korrespondieren 50 mV in einem 10-V-Bereich mit 326 LSB.
  • Addition der Anzahl von LSB, die mit dem Offset des Default c-Registerwertes korrespondieren. Zum Beispiel entpricht ein Offset von –10 mV 65 LSB.

Der D/A-Wandler kann jetzt so behandelt werden, als sei er ideal und berechnet die entsprechenden Werte zur Kompensierung von internen und Systemfehlern automatisch.

Der Autor: Ken Kavanagh arbeitet bei Analog Devices.

PSRR mit Analysatoren ohne DC-Bias-Port testen

Zu den Rauschquellen auf den Versorgungsspannungspins gehören parasitäre Kapazitäten, die mit dem vom Verstärker aufgenommenen Strom zusammenwirken, sowie Rauschen, das von den an der gleichen Versorgungsspannung anliegenden Switching-Schaltkreisen verursacht wird. Beide Quellen produzieren Spannungsänderungen, welche als Rauschsignale auf den Eingangspins anliegen.

Zum Charakterisieren des Versorgungsspannungsdurchgriffs (PSRR, Power supply rejection ratio) über die Frequenz werden normalerweise Analysatoren wie etwa der HP8753 eingesetzt, die über einen DC-Bias-Port verfügen. Um zum Beispiel einen negativen PSRR-Wert zu messen, wird eine negative Gleichspannung an den Bias-Port angeschlossen. Ein Sinussignal wird überlagert und das gesamte Signal über Port 1 mit dem –Us-Pin verbunden.

Der Ausgang des Verstärkers wird an Port 2 gemessen. Leider beginnen die meisten Tests des PSRR-Wertes über die Frequenz bei niedrigen Frequenzen, während der Messbereich des HP8753 auf Frequenzen über 30 kHz begrenzt ist.

Alternative Lösung ohne DC-Bias-Port

Eine alternative Technik nutzt einen Analysator wie etwa den Stanford Research SR785, der keinen DC-Bias-Port enthält, aber Frequenzverläufe mit einer Verzerrung von unter –120 dB bis hinunter auf wenige Hz charakterisieren kann. Diese Messung erfolgt, indem man den Ausgangsport des SR785 mit dem Puffer/Invertierenden Addierer (Bild 1) anschließt.

Der Puffer isoliert den Ausgangsport des Analysators vom DC-Bias und liefert die Sinusspannung am Ausgang. Der Eingang ist mit dem Ausgangsport des Analysators und der Ausgang mit dem Referenzport des Analysators verbunden. Der 1-kΩ-Widerstand zwischen Eingang und Masse verhindert ein „Floating“ des nicht-invertierenden Eingangs. Der Inverter summiert DC-Bias und Sinusspannung und speist den negativen Versorgungspin des DUT (Device under test). Alle Bypass-Kondensatoren an diesem Pin wurden entfernt. Der Ausgang des DUT ist mit dem Eingang des Analysators verbunden und vervollständigt so die Testschaltung.

Anforderungen an den Puffer/Addierer

Der Puffer/Invertierende Addierer muss folgende Anforderungen erfüllen: Großer Versorgungsbereich, große Großsignalbandbreite, Fähigkeit zum Treiben kapazitiver Lasten aufgrund langer Testkabel sowie die Fähigkeit, einen ausreichend hohen Laststrom zu liefern.

 Bild 2: PSRR-Wert in Abhängigkeit von der Frequenz
Bild 2: PSRR-Wert in Abhängigkeit von der Frequenz

Das Zweifach-Verstärkermodell AD8034 zeichnet sich durch einen Versorgungsspannungsbereich von 5 bis 24 V, eine Großsignalbandbreite über 1 MHz, eine Stabilität mit 35-pF-Lasten und 40-mA-Kurzschlussstrom am Ausgang aus. Bild 2 zeigt die Testergebnisse. Der HP8753 wurde verwendet, um den PSRR-Verlauf über 100 kHz darzustellen.

Zum Messen positiver PSRR-Werte ist eine kleine Änderung erforderlich: Die Sinusspannung wird mit dem negativen Anschluss der DC-Versorgung summiert und der Ausgang des Inverters treibt nun den +Us-Eingang des DUT.

Um negative PSRR-Werte an einem DUT für ±15 V zu testen, wird die Versorgung auf ±10 V eingestellt. Der SR785 liefert am Ausgang eine Spitzenspannung von 5 V. Der Puffer braucht daher genügend hohe Reserven, um ein Clipping eines ±5-V-Signals zu verhindern. Der Inverter muss mit dem DC-Bias von –10 V sowie mit dem ±5-V-Signal zurecht kommen. Der AD8034 benötigt Reserven von weniger als 0,5 V. Durch das Einstellen seiner Versorgungsspannungen auf 6 und –16 V werden sämtliche Probleme verhindert, während man innerhalb des Maximalwertes von 26,4 V bleibt. Das Testen positiver PSRR-Werte erfolgt ähnlich, mit Ausnahme, dass die Versorgungsspannungen des AD8034 auf 16 und –6 V eingestellt werden.

Der Autor: David Karpaty arbeitet bei Analog Devices.

Der Vorteil einer sehr genauen Strombegrenzung

Bei der Auswahl des Schaltreglers für eine Stromversorgung ist neben der Topologie und dem Ein- bzw. Ausgangsspannungsbereich auch eine Optimierung der Kosten wichtig. Wir zeigen, wie die Genauigkeit der Strombegrenzung sowohl den Preis als auch die Größe der Stromversorgung beeinflusst.

Einer der wichtigsten Schritte beim Entwurf einer Stromversorgung ist die Auswahl eines passenden Schaltregler IC. Er wird nach der Schaltregler-Topologie (zum Beispiel Aufwärtswandler, Abwärtswandler, Isolierte Topologie usw.) sowie nach wichtigen Parametern wie Eingangs- sowie Ausgangsspannungsbereich und Stromtragfähigkeit ausgewählt. Nachdem eine technisch mögliche Lösung gefunden wurde, müssen die Kosten optimiert werden. Hierfür werden in der Regel Angebote eingeholt und es wird der Baustein mit dem günstigsten Preis bei akzeptablen Eigenschaften selektiert.

Bereits bei diesem Schritt sollte aber ein weiterer wichtiger Parameter bei der Auswahl beachtet werden: Die Genauigkeit der Strombegrenzung. Obwohl es sich hierbei um Schaltregler-IC-Spezifikation handelt, die üblicherweise nicht auf der ersten Seite des Datenblattes zu finden ist, trägt sie in hohem Maße zu den Systemkosten bei.

Die Strombegrenzung ist eine wichtige Funktion einer Stromversorgung. Sie stellt sicher, dass bei einer Überlast am Ausgang wie beispielsweise bei einem Kurzschluss der Strom begrenzt wird. Dies schützt nicht nur die Leistungsstufe, also Schaltelemente wie MOSFETs und Speicherdrossel, vor Beschädigung, sondern verhütet auch daraus entstehenden Gefahren wie Funkenüberschlag, Flammenbildung und Entstehen giftiger Gase. Somit ist unbedingt auf eine zuverlässige Strombegrenzung zu achten, um Haftungsrisikos zu minimieren und besonders das Markenvertrauen zu erhalten.

Die Strombegrenzung in einem Schaltregler IC hat eine gewisse Laufzeit. Während dieser Laufzeit darf der Strom im Kurzschlussfall nicht so hoch werden, dass es zur Zerstörung von Bauteilen kommen kann. Somit ist sicherzustellen, dass die Speicherdrossel bei der höchsten zu erwartenden Überstrombegrenzungsschwelle noch genügend Induktivität bietet um den Stromanstieg zu begrenzen.

Folgendes Beispiel eines 6-A-Abwärtswandlers mit dem ADP2386 soll den Einfluss der Strombegrenzung auf die Kosten und die Baugröße einer Schaltung verdeutlichen. Um einen Ausgangsstrom von 6 A zu ermöglichen, muss die untere Schwelle der Strombegrenzung so liegen, dass mindestens 30% Spitze-Spitze Stromwelligkeit in der Induktivität erlaubt ist.

Beim ADP2386 sind 7,2 A der untere Wert der Strombegrenzung, gültig über den gesamten zulässigen Temperaturbereich. Die höchste Schwelle ist mit 11,5 A spezifiziert. Um eine Beschädigung der Stromversorgung bis hin zu Funken und Flammen bei einem Kurzschluss zu verhindern, muss also eine Speicherdrossel ausgewählt werden, die bei 11,5 A noch nicht sättigt.

Ein Schaltregler für einen Ausgangsstrom von 6 A, der dem ADP2386 sehr ähnlich ist, hat eine minimale Strombegrenzungsschwelle von 8 A und einen spezifizierten Maximalwert von 14 A. Somit muss in diesem Fall eine Speicherdrossel gewählt werden, die bei 14 A noch nicht sättigt, um eine sichere Schaltung zu betreiben.

 Bild 1: Größenvergleich einer sicheren 6-A-Stromversorgung mit und ohne genaue Strombegrenzung
Bild 1: Größenvergleich einer sicheren 6-A-Stromversorgung mit und ohne genaue Strombegrenzung

Bild 1 zeigt Schaltungen mit den beiden Beispielen im Größenvergleich. Links ist eine kurzschlusssichere 6-A-Stromversorgung mit dem ADP2386 gezeigt. Rechts ebenfalls eine 6-A-Stromversorgung mit einem ähnlichen Schaltregler IC, aber mit ungenauerer Strombegrenzung. Es ist zu erkennen, dass die Induktivität einen großen Anteil des Platzbedarfs in dieser Stromversorgung einnimmt.

Bezüglich der Kosten ist der Unterschied beider Schaltungen ebenfalls gravierend. Eine passende Speicherdrossel mit 2,2 µH und 13 A schlägt mit einem tausender Stückpreis von 1,17 US-Dollar zu Buche. Eine vergleichbare Speicherdrossel aus der gleichen Produktfamilie des Drosselanbieters, welche einen höheren Sättigungsstrom als 14 A aufweist, ist eine 2,4-µH-Version mit einer Stromfestigkeit von 17 A, die 2,03 US-Dollar bei tausend Stück kostet. Besonders bei höheren Strömen steigen die Baugrößen und Preise bei Speicherdrosseln stark an.

Gerade unerfahrene Entwickler von Schaltreglern bemerken erst zu einem späten Zeitpunkt, dass die erforderliche Induktivität sehr groß wird, um auch im Fehlerfall Sicherheit zu bieten. Häufig wird diese Eigenschaft dann akzeptiert und es wird die Auswahl des Schaltregler ICs nicht unter Berücksichtigung der Genauigkeit der Strombegrenzung wiederholt.

Wenn man bereits bei der groben Auswahl eines passenden Schaltregler IC auch die notwendige Strombegrenzung berücksichtigt, kann man kleinere und günstigere Stromversorgungen bauen.

Einfaches Abschätzen von sprunghaften Laständerungen

Mit einem einfachen Verfahren lässt sich das Transientenverhalten einer Stromversorgung abschätzen, wenn die Regelungsbandbreite und die Eigenschaften des ausgangsseitigen Filterkondensators bekannt sind.

In diesem Beitrag wollen wir ein einfaches Verfahren aufzeigen, mit dem sich das Transientenverhalten einer Stromversorgung abschätzen lässt, wenn die Regelungsbandbreite und die Eigenschaften des ausgangsseitigen Filterkondensators bekannt sind.

Dabei macht man sich den Umstand zunutze, dass die Ausgangsimpedanz des geschlossenen Regelkreises einer jeden Schaltung gleich der Ausgangsimpedanz des offenen Regelkreises ist, dividiert durch 1 plus der Regelkreisverstärkung.

Der einfache Zusammenhang lautet also:

ZoutClosed_Loop = ZoutOpen_Loop / (1+Loop_Gain)

 Bild 1: Der Spitzenwert für die Ausgangsimpedanz Z<sub>out</sub> des geschlossenen Regelkreises liegt bei der Durchtrittsfrequenz des Regelkreises.“><br />
<span class= Bild 1: Der Spitzenwert für die Ausgangsimpedanz Zout des geschlossenen Regelkreises liegt bei der Durchtrittsfrequenz des Regelkreises.

Bild 1 veranschaulicht diesen Zusammenhang grafisch. Die beiden Impedanzen sind in dB-Ohm oder einfach in 20*log [Z] angegeben. Im Fall der Kurve für den offenen Regelkreis ist die Ausgangsimpedanz bei niedrigen Frequenzen durch den Wirkwiderstand und den Blindwiderstand der Ausgangsinduktivität gegeben. Einen Spitzenwert erreicht die Impedanz (Wechselstromwiderstand) an der Stelle, an welcher der Ausgangskondensator und die Induktivität in Resonanz geraten.

Die hochfrequente Impedanz ist durch die Eigenschaften des Ausgangsfilters gegeben, das aus einer Kapazität, einem Ersatz-Serienwiderstand (ESR) und einer Ersatz-Serieninduktivität (ESL) besteht. Die Ausgangsimpedanz des geschlossenen Regelkreises wird berechnet, indem die Ausgangsimpedanz des offenen Regelkreises durch den Term „1 plus Regelkreisverstärkung“ dividiert wird.

Da das Diagramm logarithmische Größen zeigt, handelt es sich um eine simple Subtraktion. Bei niedrigen Frequenzen, d. h. bei hoher Verstärkung, kommt es zu einer erheblichen Senkung der Impedanz. Bei hohen Frequenzen und entsprechend niedriger Verstärkung stimmen die Impedanzen des geschlossenen und des offenen Regelkreises im Wesentlichen überein. Hier ist auf zwei wichtige Punkte hinzuweisen:

1) Der Spitzenwert der Impedanz des geschlossenen Regelkreises stellt sich nahe der Durchtrittsfrequenz der Stromversorgung ein, d. h. dort, wo die Regelkreisverstärkung 1 (oder 0 dB) beträgt.

2) Die Regelungsbandbreite der Stromversorgung ist meistens höher als die Filterresonanzfrequenz, so dass der Spitzenwert der Impedanz des geschlossenen Regelkreises durch die Impedanz des Ausgangskondensators bei der Durchtrittsfrequenz gegeben ist.

Ist der Spitzenwert der Ausgangsimpedanz bekannt, kann das Transientenverhalten einfach abgeschätzt werden, indem man das Produkt aus dem Lastsprung und dem Spitzenwert der Impedanz des geschlossenen Regelkreises bildet. Allerdings gelten hier gewisse Einschränkungen. Der tatsächliche Spitzenwert könnte – bedingt durch eine Überhöhung aufgrund geringer Phasenreserve – höher liegen. Für eine schnelle Abschätzung kann dieser Effekt allerdings vernachlässigt werden. [1]

Weitere Einschränkungen resultieren aus dem Anstieg des Lastsprungs selbst. Wenn es sich um einen langsam veränderlichen Lastsprung handelt (d. h. um ein niedriges dI/dt), wird das Ansprechverhalten durch die Ausgangsimpedanz des geschlossenen Regelkreises bestimmt, die bei einer – bezogen auf die Anstiegszeit – niedrigeren Frequenz vorliegt. Erfolgt der Lastsprung dagegen sehr schnell, könnte die Ausgangsimpedanz durch die Ersatz-Serieninduktivität des Ausgangsfilters festgelegt sein.

Ist dies der Fall, kann eine zusätzliche Hochfrequenzüberbrückung erforderlich sein. Bei besonders leistungsfähigen Systemen schließlich kann die Leistungsstufe der Stromversorgung die Ansprechzeit begrenzen. In diesem Fall reagiert der Strom durch die Induktivität unter Umständen nicht so schnell, wie es der Regelkreis verlangt, weil die Stromanstiegsrate durch die Induktivität und die angelegte Spannung begrenzt ist.

 Bild 2: Die Simulation bestätigt das geschätzte Laständerungsverhalten
Bild 2: Die Simulation bestätigt das geschätzte Laständerungsverhalten

Das folgende Beispiel soll Ihnen zeigen, wie Sie sich diese Zusammenhänge zunutze machen können. Das Problem: Es soll ein Ausgangskondensator anhand der Vorgabe ausgewählt werden, dass die Ausgangsspannung eines 200-kHz-Schaltnetzteils bei einer Laststromänderung von 10 A um nicht mehr als 50 mV schwanken soll. Der zulässige Spitzenwert der Ausgangsimpedanz wäre Zout = 50 mV / 10 A oder 5 Milliohm. Dies wäre der maximal zulässige Ersatz-Serienwiderstand (ESR) des Ausgangskondensators.

Als nächstes wird die benötigte Kapazität ermittelt. Glücklicherweise handelt es sich beim ESR und bei der Kapazität um Blindkomponenten, die unabhängig voneinander behandelt werden können.

Ein aggressiver Wert für die Regelkreisbandbreite der Stromversorgung könnte etwa ein Sechstel der Schaltfrequenz oder 30 kHz betragen. In diesem Fall muss der Ausgangsfilterkondensator eine Reaktanz (Blindwiderstand) von weniger als 5 Milliohm bei 30 kHz oder eine Kapazität von mehr als 1000 µF aufweisen.

Bild 2 zeigt eine Lastsprungsimulation für dieses Problem, basierend auf einem ESR von 5 Milliohm, einer Kapazität von 1000 µF und einer Spannungsregelung mit 30 kHz Bandbreite. Die Abweichung der Ausgangsspannung beträgt etwa 52 mV bei einer Laststromänderung von 10 A, was die Gültigkeit dieses Ansatzes bestätigt.

Literatur
[1] Betten, J.;  Kollman, R.: „Easy Calculation Yields Load Transient Response“,  Power Electronics Technology Magazine, Februar 2005

[2] Comer, D.; Reading, J.: „Modern Electronic Circuit Design“ Addison-Wesley Pub. Co., c1976, Chap. 6.

Von

Robert Kollman,
Texas Instruments.

Mikrocontroller mit hochauflösenden A/D-Wandlern

Messaufgaben bei Verbrauchszählern (Smart Meter), Messbrücken und die Auswertung unverstärkter Kleinsignale erfordern eine hohe nominale Auflösung. Vielzweck-MCUs sind jedoch meist mit A/D-Wandlern ausgestattet, die nach dem Verfahren der sukzessiven Approximation (SAR) wandeln. Damit erzielen sie nominale Auflösungen zwischen 10 und 12 Bit. Für höhere Auflösungen werden Mikrocontroller mit A/D-Wandlern angeboten, die auf dem Delta-Sigma-Verfahren basieren. Jüngste Beispiele sind 32-Bit MCUs von Renesas, STMicroelectronics und Infineon.

Renesas RX21A mit bis zu sieben A/D-Wandlern

 Bild 1: RX21A von Renesas mit 32-Bit-CPU-Kern und bis zu sieben Delta-Sigma-A/D-Wandlern mit je 24 Bit Auflösung
Bild 1: RX21A von Renesas mit 32-Bit-CPU-Kern und bis zu sieben Delta-Sigma-A/D-Wandlern mit je 24 Bit Auflösung

Der RX21A mit 32-Bit-CPU-Kern gehört zur Low-Power High-Performance-Reihe RX200 von Renesas. Ausgestattet mit bis zu sieben Delta-Sigma ADCs mit jeweils 24 Bit Auflösung erzielt er eine Wandlungsrate pro A/D-Wandler von maximal 12 KSamples/s.

Als Referenzspannung steht dem ADC eine interne Bandabstandsreferenz mit einer Temperaturdrift von max. 30 ppm/°C zur Verfügung. Die Eingänge der A/D-Wandler können intern mit den Ausgängen der zwei On-Chip D/A-Wandlern mit einer Auflösung von 10 Bit  verbunden werden. Das ist praktisch für Kalibrierzwecke oder zur Messung der Versorgungsspannung. Jedem A/D-Wandler ist ein eigener PGA (Programmable Gain Amplifier) vorgeschaltet, deren Verstärkungsbereich zwischen 1 und 4 bzw. 1 und 64 liegt. Bei vier der sieben PGAs sind die Eingänge differenziell nach außen geführt. Die anderen drei invertierten Eingänge sind zusammengeschaltet und auf einen gemeinsamen Pin gelegt.

Für das sichere Fernauslesen verfügt der RX21A über eine Verschlüsselungs- und Entschlüsselungseinheit (DEU), die nach dem AES-Verfahren arbeitet. Die Capture-Funktion der Echtzeit-Taktquelle dient zum Zeitstempeln bei Manipulationsversuchen (Tamper Detection). Als Schnittstellen stehen UART, IrDA und SPI zur Verfügung. Zwei Komparatoren und zwei D/A-Wandler ergänzen die Analogausstattung. Ein ADC mit 10 Bit Auflösung, der nach dem SAR-Verfahren wandelt, gehört ebenfalls dazu. Mit diesen Eigenschaften eignet sich der RX21A besonders für 1- und 3-Phasen-Elektrizitätsmessgeräte sowie Laborgeräte und Waagen.

Den RX21A gibt es in den Gehäusevarianten 64-, 80- und 100-Pin-LQFP. Das integrierte Flash ist in Renesas’ eigener MONOS-Technologie ausgeführt. Sie ermöglicht, dass der RX21A über seinen gesamten Taktbereich bis 50 MHz Code ohne Waitstates ausführen kann. Die Speicherausstattung reicht von 256 bis 512 KByte Flash. Für den Ersatz eines EEPROMs dient ein 8 KByte großer Bereich an Datenflash mit mindestens 100.000 spezifizierten Lösch-/Schreibzyklen.

STMicroelectronics STM32F373 mit Cortex-M4F-Core

 Bild 2: STM32F373 von STMicroelectronics mit ARM Cortex-M4F-Core und FPU
Bild 2: STM32F373 von STMicroelectronics mit ARM Cortex-M4F-Core und FPU

Der STM32F373 gehört zur populären 32-Bit-Mikrocontrollerfamilie mit dem CPU-Kern ARM Cortex-M4F mit Fließkommaeinheit (FPU). Die Bausteine bieten bis zu drei separate Delta-Sigma ADCs mit Auflösungen von 16 Bit. Je nach Betriebsart lassen sich Wandlungsraten von 16,6 bis 50 KSamples/s erreichen. Dazu kommen noch ein SAR-A/D-Wandler mit 12 Bit Auflösung, bis zu drei D/A-Wandler, die ebenfalls mit 12 Bit auflösen und zwei Rail-to-Rail-Komparatoren. Der STM32F3 bietet eine reichhaltige Schnittstellenausstattung und lässt sich über USB oder CAN vernetzen.

Die USARTs verfügen über Steuersignale für Modems, unterstützen aber auch IrDA und die Übertragung nach ISO7816 für Smartcards. An den eingebauten Touchsense-Controller lassen sich bis zu 24 Berührflächen anschließen. Die Echtzeit-Taktquelle und einige RAM-Zellen liegen in einem eigenen Stromkreis mit herausgeführtem Pin zur Spannungsversorgung über eine Stützbatterie. Damit eignet sich der STM32F3 in Applikationen aus den Bereichen Mess- und elektrischer Antriebstechnik. Besonders das 3,8 mm x 4,3 mm messende Gehäuse WLCSP66 passt gut in miniaturisierte Sensoren.

STMicroelectronics bietet den STM32F3 in Gehäusen zwischen 48 und 100 Pins an. Der Speicherbereich reicht von 64 bis 256 KByte Flash ROM. Das RAM ist mit Parity-Bits ausgerüstet womit Bitfehler automatisch erkannt werden. Im Gehäuse mit 100 Pins sind die Leitungen der Embedded Trace Macrocell nach außen geführt, die für erweiterte Debugmöglichkeiten sorgt.

Infineon XMC4500 mit DS-Demodulator

 Bild 3: XMC4500-Mikrocontroller von Infineon: Cortex-M4-basiert mit FPU und DSP-Zusatz als CPU-Kern; DS-Demodulator inklusive
Bild 3: XMC4500-Mikrocontroller von Infineon: Cortex-M4-basiert mit FPU und DSP-Zusatz als CPU-Kern; DS-Demodulator inklusive

Auch Infineon setzt bei der Baureihe XMC4500 auf den ARM Cortex-M4 mit FPU und DSP-Zusatz als CPU-Kern. Besonderheit des XMC4500 ist, dass bei ihm kein vollständiger DS-Wandler (Direct Stream, hochauflösende Audiosignalspeicerung) implementiert ist, sondern nur der Demodulatorteil (DSD, Direct Stream Digital). Dieser befindet sich als Peripherie gleich in vierfacher Ausfertigung auf dem Mikrocontroller.

Ein DS-Demodulator besteht aus hintereinandergeschalteten Tiefpassfiltern, kombiniert mit Unterabtastung zur Reduktion der Datenrate. Beim XMC4500 können mittels Software-Einstellungen bis zu drei dieser si-Filter (auch als SINC-Filter oder Küpfermüller Tiefpass bezeichnet, idealer Tiefpass) kaskadiert werden. Auch die Unterabtastrate kann über ein „Special-Function-Register“ konfiguriert werden. Am Ende stellt jeder DSD ein 16 Bit breites Ergebnis zur Verfügung.

Die DS-Modulatorteile müssen in externen Bauelementen lokalisiert sein. So bieten sie mehr mit weniger, denn diese clevere Anordnung eröffnet einige Vorteile: Erster Vorteil ist die einfache galvanische Trennung zwischen Modulator und Demodulator/Mikrocontroller, da pro Kanal nur die zwei digitalen Signalleitungen Takt und Bitstrom isoliert werden müssen. Zweitens wird die Angriffsfläche für Störungen auf dem Übertragungsweg vom Sensor zum Mikrocontroller klein gehalten. Denn die Digitalisierung findet bereits im externen Modulatorteil und damit nah am Messort statt.

Mit diesem Lösungsansatz lassen sich Netzströme als Spannungsabfall über Strommesswiderstände (Shunts) ermitteln. Besonders in der elektrischen Antriebstechnik wird dieses Prinzip genutzt. Aber auch bei Verbrauchsmessgeräten führt das zum dritten Vorteil, der Manipulationssicherheit. Denn die Strommessung über Shunts ist unempfindlich gegen Manipulationsversuche mit starken Magnetfeldern von außen. Leistungsendstufen mit integrierten DS-Modulatoren sind z.B. Infineons 3-Phasen IGBT-Brücken der Baureihe MIPAQ-sense. Zielapplikationen der XMC4500-Serie sind Inverter, Schaltnetzteile, Sensoren und Industriesteuerungen.

Microchip PIC18F87J72 für Bediensysteme und Anzeigen

 Bild 4: PIC18F87J72 von Microchip mit 2-Kanal-AFE aus PGAs und Delta-Sigma-Wandlern mit synchronisierter Abtastung bei 24 Bit Auflösung
Bild 4: PIC18F87J72 von Microchip mit 2-Kanal-AFE aus PGAs und Delta-Sigma-Wandlern mit synchronisierter Abtastung bei 24 Bit Auflösung

Hohe Integration zeichnet dieses System-in-a-Package von Microchip aus. Im Gehäuse befinden sich ein 8-Bit-Mikrocontroller aus der PIC18-Reihe und ein Analoges Front End (AFE) ähnlich dem MCP3901. Das AFE ist zweikanalig, bestehend aus PGAs, zwei Delta-Sigma-Wandlern mit synchronisierter Abtastung bei 24 Bit Auflösung und einstellbarer Phasenkorrektur. Die interne Referenzspannungsquelle weist eine Temperaturdrift von 12 ppm/°C auf. Mikrocontroller und AFE kommunizieren über eine SPI-Schnittstelle.

Durch Verwendung der Charge Time Measurement Unit (CTMU) als kapazitiven Touchcontroller und dem LCD-Treiber für bis zu 33×4 Segmente auf dem Mikrocontroller deckt dieser mit einem Low-Cost-Ansatz zusätzlich noch die Funktionen Bedienen und Anzeigen ab. Eine Uhr mit Kalender, A/D-Wandler mit 12 Bit Auflösung nach dem SAR-Prinzip und serielle Schnittstellen sind ebenfalls verfügbar.

Durch die hohe Integration profitiert der Entwickler von einem kompakten Design mit kurzer Stückliste. Das spart Platinenfläche und hält die Kosten für Lager und Bestückung gering. Der PIC18F87J72 wird im TQFP80-Gehäuse mit den Speichervarianten 64 oder 128 KByte Flash ausgeliefert. Parametrierdaten können per Self-Write im Programmspeicher hinterlegt werden. Microchip sieht den PIC18F87J72 in Applikationen wie einphasige Energiezähler, Leistungsmesser, tragbare Messinstrumente und medizinische Diagnosegeräte.

Der Autor: Ralf Hickl arbeitet bei Rutronik Elektronische Bauelemente.

Sigma Delta A/D-Wandler mit LCD-Treiber aus dem Messpfad versorgen

Der hochauflösende Sigma-Delta A/D-Wandler mit integriertem Treiber für LCD-Panels, MAX1493, ist eine kompakte Lösung für industrielle Messanwendungen. Der Baustein kann mit Spannungen von 2,7 bis 5,25 V betrieben werden und hat bereits eine interne Referenzspannungsquelle.

Der Eingangsspannungsbereich ist zwischen ±200 mV und ±2 V wählbar. Eine automatische Offsetkalibrierung ist integriert. Die Eingangsstufe ermöglicht einen Betrieb an hochohmigen Signalen. Die Schaltung ist zum Betrieb an 4½-stelligen Digitalanzeigen geeignet.

Aufgrund des geringen Strombedarfs des Bausteins und der Verwendung eines LCD-Panels eignen sich auf diese Art aufgebauten Module gut zum Messeinsatz in Bereichen, wo nur wenig Energie zur Versorgung der Anzeige zur Verfügung steht. Hierbei wurde speziell an den industriellen Einsatz von Messanzeigen im Bereich 4 bis 20 mA gedacht.

Im folgenden Beispiel (Bild 1) wurde der MAX1493 mit einigen externen Bauelementen zu einem solchen Messmodul erweitert.

Um die benötigte Spannung über der Messanordnung so klein wie möglich zu halten, empfiehlt es sich, den Eingangsbereich auf ±200 mV einzustellen und über einem Widerstand von 10 Ω zu messen. Der minimal fließende Strom von 4 mA wird zum Erzeugen der Betriebsspannung verwendet. Hierzu wird eine Zenerdiode seriell in den Messpfad geschaltet.

Da das Modul bereits ab 2,7 V arbeitet, empfiehlt sich eine 3-V-Referenz, um die notwendige Spannung zum Treiben der Stromschleife möglichst klein zu halten. Im Beispiel ist eine 5-V-Referenz mit einem Strombeipass vorgesehen. Die Widerstandswerte müssen beim Betrieb mit einer 3-V-Referenz entsprechend angepasst werden.

Der Bypass besteht aus Widerständen von 68 und 560 Ω und dem PNP-Transistor BC557. Die Anordnung sorgt bei Strömen größer 10 mA für eine Entlastung der Referenzdiode. Als Verpolschutz wurde eine Schottkydiode parallel zur Messanordnung vorgesehen, um die Spannung über dem Messmodul nicht unnötig zu vergrößern.

Die schwarze Kunst der analogen Schaltungsentwicklung

Trotz steigender Zahl von digitalen Systemen ist die analoge Schaltungsentwicklung heute wichtiger denn je. Elektronikentwickler von Consumer- bis Industrieapplikationen müssen ihre analogen Systeme kennen. Oder sie brauchen das von Bob Dobkin und Jim Williams herausgegebene Buch „Analog Circuit Design: Immersion in the Black Art of Analog Design“. Wir stellen das Buch vor und verlosen fünf Exemplare.

 Analog Circuit design. Dobkin, Williams
Analog Circuit design. Dobkin, Williams

Die analoge Schaltungsentwicklung ist heute wichtiger denn je und es werden mehr Analogschaltungen entwickelt und eingesetzt als je zuvor. Elektronikentwickler von Consumer- bis Industrieapplikationen müssen ihre analogen Systeme kennen. Zudem stehen Designer mit der Verbreitung drahtloser Kommunikationstechniken sowie stetig komplexer werdenden Industrie- und Automotive-Systemen vor der Herausforderung immer anspruchsvollere Analogschaltungen zu entwickeln, die nicht vom digitalen Part verdrängt werden.

In den vergangenen drei Jahrzehnten sind in den Applikationslaboren von Linear Technology zahlreiche Analogschaltungen entwickelt worden. Mitbegründer und Vice President Bob Dobkin und der 2011 ums Leben gekommene Chefentwickler Jim Williams haben unter den zahlreichen Ingenieuren sicher den größten Anteil an den Innovationen. Sie haben 2011 auch eine Auswahl der Arbeiten im Buch „Analog Circuit Design: A Tutorial Guide to Applications and Solutions“ veröffentlicht. Der zweite Teil des Buches mit dem Untertitel „Immersion in the Black Art of Analog Design“ ist dieses Jahr bei Elsevier erschienen und stellt auf 1250 Seiten Schaltungen aus dem Power Management, der Datenwandlung, Signalkonditionierung und HF-Technik sowie ausgewählte Schaltungssammlungen von Referenzdesigns vor. Ein umfangreiches Glossar erleichtert die Suche. Neben Williams und Dobkin haben Gurus wie Carl Nelson und Bob Widlar Beiträge geschrieben.

Analogentwickler finden hier neben Grundlagen zahlreiche ebenso praktische wie elegante Lösungen, die sie bei der täglichen Arbeit unterstützen. Sofern Sie nicht selbst ein Analog-Guru sind, lernen Sie auf jeder Seite mit Sicherheit etwas.

Jeder Beitrag ist mit praktischen Schaltungsbeispielen und zahlreichen Tipps, Messdiagrammen, Fotos, Skizzen, Layouts sowie Literaturhinweisen angereichert. Großer Wert wurde auch auf die zugehörigen Tests gelegt, so dass man genauso gut versteht, was die Schaltung tut und wie die Abtastung das Signal verändert.

Den Anfang bilden Power Management Tutorials, gefolgt vom Schaltregler-Design, Linearregler-Beispielen, Hochspannungs- und Hochstrom-Anwendungen, Lighting-Applikationen sowie Industrie- und Automotive-Anwendungen.

Der zweite Teil behandelt Datenwandlung, Signalkonditionierung und HF-Technik. Neben bekannten Schaltungen werden auch einige neue Entwicklungen vorgestellt.

Im dritten Teil, der Schaltungssammlung, werden u.a. zahlreiche Mess- und Steuerschaltkreise, Schaltregler, differenzielle Temperaturmesssysteme, Video-Schaltkreise, Datenwandlersysteme, Interface- und Signalverarbeitungschips, Systeme zur Signalkonditionierung und Leistungswandlung, Power- und Signalquellen sowie eine „Current sense“-Schaltkreissammlung präsentiert.

Das gebundene Hardcover-Buch (1. Edition 2013) ist im Verlag Elsevier / Newness erschienen  und unter der ISSBN-Nummer 978-0-12-397888-2 zu beziehen. Kosten bei Amazon: 57,95 € gebundene Ausgabe, 42,69 € Kindle-Version. Bei Bestellung über die Internetseite von Linear Technology gibt es möglicherweise eine Rabattierung.

Sind Sie auf den Geschmack gekommen? Wir verlosen fünf Exemplare des Buches.

Wollen Sie gewinnen? Dann senden Sie bitte umgehend eine E-Mail mit Ihren kompletten Kontaktdaten an kristin.rinortner@vogel.de und geben Sie als Betreff Analog Circuit Design an.

Viel Glück!

 

 

Dreifacher Spannungsinverter aus einer Ladungspumpe

Ladungspumpen als integrierte Schaltungen werden häufig als Spannungsverdoppler oder als Inverter eingesetzt. Weitere Spannungsvielfacher sind jedoch selten als Standardapplikation zu finden. Die hier vorgestellte Schaltung macht sich die Spannungsvervielfachung über eine Diodenkaskade zu Nutze. So wird beispielsweise aus einem einfachen Inverter ein dreifacher Inverter.

Die Abbildung zeigt den Baustein MAX871 mit seiner üblichen Außenbeschaltung C1 und C2. Dabei dient C1 als sogenannter fliegender Kondensator: Er wird periodisch von der internen Beschaltung während der Ladephase auf den Wert der Versorgungsspannung aufgeladen und im zweiten Schritt verpolt an den Ausgang geschaltet. Das führt zur invertierten Spannung -Vin am Ausgang (Pin 1). Die zusätzliche Beschaltung bewirkt, dass sich die Spannung in jeder Stufe der Kaskade nochmals um rd. -Vin reduziert. Die Kondensatoren C3 bis C6 sorgen zusammen mit den Dioden D1 bis D4 insgesamt zu einer Verdreifachung.

Nun ein Blick zur Zusatzbeschaltung: Es wird davon ausgegangen, dass am Ausgang bereits -Vin anliegt. Die Außenbeschaltung aus C5, D1 und D2 arbeitet wie folgt: Während der Ladephase wird auch C5 geladen, da am Pin 5 +Vin anliegt. C5 ist über D1 an –Vin vom Ausgang verbunden und lädt sich folglich auf annähernd 2 x Vin auf. Im zweiten Schritt liegt Pin 5 wieder auf Massepotential, zwischen D1 und D2 ergibt sich annähernd das Potential –2 x Vin. Über Diode D2 wird C3 nun auf –2 x Vin abzüglich beider Diodenstrecken geladen. Die zweite Stufe (C6, D3, D4) verhält sich dementsprechend, so dass sich die Ausgangsspannung mit –3 x Vin + 4 x Vd errechnet. Als Vd ist der Spannungsabfall einer Schottky-Diode (typ. 0,3 bis 0,4 V) einzusetzen.

Der MAX871 arbeitet hier bei einer Versorgung Vin von 5 V, somit ergeben sich im unbelasteten Zustand annähernd –14 V am Ausgang. Bei Belastung sinkt die Ausgangsspannung – bei 5 mA Ausgangslast ließen sich noch –12 V messen. Aufgrund der hohen Schaltfrequenz von 500 kHz beim MAX871 reichen externe 470-nF-Kapazitäten und Schottky-Dioden BAT41 für die Beschaltung aus.

Autor: Martin Baumbach, Maxim.

Temperaturanstieg bei SMD-Bausteinen abschätzen

Früher war es für den Entwickler relativ einfach, den Temperaturanstieg bei Halbleitern abzuschätzen: Man brauchte sich nur anzusehen, wie viel Leistung ein Bauelement in Wärme umwandelte, und konnte dann über das elektrische Ersatzschaltbild des Wärmestroms ermitteln, welcher Kühlkörper nötig war. Das ist heute weitaus komplexer.

Bei modernen Baugruppen ist man aus Platz- und Kostengründen bestrebt, den Einsatz von Kühlkörpern zu vermeiden. Sind Halbleiter in thermisch optimierten Gehäusen untergebracht, muss die Leiterplatte die Funktion des Kühlkörpers übernehmen und die gesamte erzeugte Wärme abführen.

 Bild 1: Die Wärme breitet sich seitlich aus und wird dann von der Leiterplattenoberfläche an die Umgebung abgegeben
Bild 1: Die Wärme breitet sich seitlich aus und wird dann von der Leiterplattenoberfläche an die Umgebung abgegeben

Wie Bild 1 zeigt, strömt die Wärme durch eine metallische Kühlfahne und das Gehäuse in die Leiterplatte. Anschließend wird sie seitlich über die Leiterbahnen weitergeleitet und dann durch natürliche Konvektion von der Leiterplattenoberfläche an die Umgebungsluft abgegeben. Die für den Temperaturanstieg des Halbleiterchips entscheidenden Faktoren sind die Menge des in der Leiterplatte enthaltenen Kupfers und die Größe der Fläche, die für den konvektiven Wärmeübergang zur Verfügung steht.

In den Datenblättern von Halbleiterbauelementen wird üblicherweise ein Wärmewiderstand von der Sperrschicht zur Umgebung angegeben, der für eine bestimmte Leiterplattenkonfiguration gilt. Der Entwickler müsste somit nur die Verlustleistung mit diesem Wärmewiderstand multiplizieren, um den Temperaturanstieg zu berechnen. Problematisch wird die Sache aber, wenn das Design nicht der vorgegebenen Konfiguration entspricht oder der Wärmewiderstand weiter verringert werden muss.

 Bild 2: Das elektrische Ersatzschaltbild für den Wärmestrom vereinfacht das Abschätzen des Temperaturanstiegs
Bild 2: Das elektrische Ersatzschaltbild für den Wärmestrom vereinfacht das Abschätzen des Temperaturanstiegs

Bild 2 zeigt zur Veranschaulichung ein vereinfachtes elektrisches Ersatzschaltbild für die Problematik des Wärmestroms. Die im IC umgesetzte Leistung wird hier durch eine Stromquelle repräsentiert, und die Wärmewiderstände sind als elektrische Widerstände dargestellt. Diese Schaltung lässt sich nach den Spannungen auflösen, die die Ersatzgrößen für die Temperaturen bilden.

Die Ersatzschaltung enthält den Wärmewiderstand von der Sperrschicht zur Montagefläche und anschließend eine Kettenschaltung aus den zur Seite hin durch die Leiterplatte hindurch wirksamen Widerständen (RL1, RL2, RL3) sowie aus den Widerständen von der Leiterplattenoberfläche zur Umgebung (RSA1, RSA2). Bei diesem Modell wird davon ausgegangen, dass 1) die Leiterplatte vertikal eingebaut wird, dass 2) keine Kühlung durch Zwangskonvektion oder Wärmestrahlung erfolgt, sondern die gesamte Wärme durch das Kupfer innerhalb der Leiterplatte abgeführt wird, und dass 3) zwischen den beiden Leiterplattenseiten nur ein geringer Temperaturunterschied besteht.

 Bild 3: Die Chiptemperaturen lassen sich maßgeblich senken, wenn die Dicke der Leiterbahnen erhöht wird
Bild 3: Die Chiptemperaturen lassen sich maßgeblich senken, wenn die Dicke der Leiterbahnen erhöht wird

Bild 3 zeigt, wie sich der Wärmewiderstand bei Erhöhung der Kupfermenge in der Leiterplatte verbessert. So ist eine Verbesserung um den Faktor 3 möglich, wenn statt einer 1,4-milli-inch-Kupferbeschichtung (doppelseitig, Leiterbahndicke 17,5 µm ) eine 8,4-milli-inch-Beschichtung (vierlagig, Leiterbahndicke 52,5 µm ) verwendet wird (1 milli-inch = 25,4 µm). Die blaue Kurve gibt die Verhältnisse für ein kleines Gehäuse an, bei dem sich die in die Leiterplatte abgeführte Wärme auf eine Fläche von 0,2 Zoll (0,508 cm; 1 Zoll = 2,54 cm) verteilt, während die rote Kurve für ein größeres Bauteil gilt, bei dem die Wärme auf eine Fläche von 0,4 Zoll (1,016 cm) übergeht.

Beide Fälle beziehen sich auf eine neun Quadratzoll (522,6 cm2) große Leiterplatte. Diese Kurven korrelieren recht gut mit veröffentlichten Daten und können bei der Beantwortung der Frage helfen, wie sich die thermischen Verhältnisse ändern, wenn die Leiterplatte anders aufgebaut ist als dies im Datenblatt vorausgesetzt wird. Allerdings sind diese Informationen mit Vorsicht zu genießen. Es wird nämlich vorausgesetzt, dass innerhalb der neun Quadratzoll der Leiterplatte keine andere Wärmeabfuhr erfolgt, was in der Praxis möglicherweise nicht der Fall ist.

Literatur
1) Kollman, R.: „Power Supply Layout Considerations“, TI Unitrode Power Supply Seminar, SEM1600, Topic 4, 2004-5: http://focus.ti.com/docs/training/catalog/events/event.jhtml?sku=SEM405006

2) Kummerl, S.: „Power Pad Thermally Enhanced Package – SLMA002D“, Texas Instruments, Oktober 2008: http://focus.ti.com/lit/an/slma002g/slma002g.pdf
Von
Robert Kollman, Texas Instruments.