Ist Ihr Verstärker abgeschaltet oder befindet er sich nur im Stromsparbetrieb?

Bei Analog Devices beschreiben die Begriffe „Power-Down“ und „Shutdown“ den Zustand eines Verstärkers, in dem der versorgungsseitig aufgenommene Ruhestrom von seinem normalen Betriebspegel abgesenkt wird. Der Versorgungsstrom wird normalerweise gedrosselt, indem der Strom in der internen Biasschaltung des Verstärkers reduziert wird. So kann zum Beispiel ein Verstärker, der im normalen Betrieb einen Ruhestrom in der Größenordnung Milliampere aufnimmt, in der Power-Down-Betriebsart nur einige Mikroampere oder sogar Nanoampere aufnehmen. Die Ausgangsspannung des Verstärkers ist sowohl in der Power-Down- wie auch in der Shutdown-Betriebsart undefiniert.

Den Begriff „Disable“ nutzt man bei Analog Devices, um den Zustand eines Verstärkers zu beschreiben, dessen Ruhestrom wie oben vom normalen eingeschalteten Zustand reduziert wird. Allerdings mit der zusätzlichen Eigenschaft, dass der Ausgang in einen Hochimpedanz-Zustand gelangt, wenn das Bauteil in den „Disable“ Zustand versetzt wird. Diese äußerst nützliche Betriebsart sorgt für die galvanische Trennung zwischen Ein- und Ausgang und erlaubt zudem das Multiplexen von Ausgängen durch „Oder“-Verknüpfungen.

Datenblatt immer sorgfältig lesen

Man sollte das Datenblatt sorgfältig lesen. Für eine einfache „Power-Down”-Funktion enthält die Tabelle mit den Spezifikationen vielleicht ein paar Zeilen, die auf die Leistungsparameter eingehen. Oder es gibt eine Kurve, welche die Stromaufnahme im normalen Betrieb der Stromaufnahme im „Power-Down“-Zustand gegenüber stellt. Auch kann das Datenblatt eine Kurve enthalten, die den Strom im „Power-Down“-Zustand gegenüber der Temperatur zeigt.

Bei einer „Disable“-Funktion (Hochimpedanz-Zustand) kann man die gleichen Tabelleninhalte erwarten. Man kann aber auch eine Kurve vorfinden, welche die Ausgangsimpedanz der Frequenz gegenüber stellt. Dies macht man, weil die hohe Ausgangsimpedanz über die Frequenz nicht konstant ist. Auch gibt es manchmal ein Schaltungsbeispiel, welches die Hochimpedanz-Fähigkeit des Bauteils in einer Multiplexing-Anwendung zeigt.

Beachten sollte man ebenfalls die „Power-Down“-Schwellenspannungen. Operationsverstärker haben keine Masseanschlüsse. Daher sind die meisten „Power-Down”-Schaltungen intern auf eine der Versorgungsleitungen referenziert. Die Schaltpegel sind eventuell nicht zu herkömmlichen Logiksignalen kompatibel und man braucht daher vielleicht eine Möglichkeit zur Pegelanpassung.

Nicht alle Hersteller nutzen die gleiche Nomenklatur. Was ein Hersteller als „Disable” bezeichnet, kann bei einem anderen Hersteller „Shutdown“ heißen. Daher sollte man im Datenblatt des Herstellers nachsehen, wie „Power-Down“, „Shutdown“ oder „Disable“ definiert sind.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.

Den Wirkungsgrad von Stromversorgungen maximieren

 Gleichung 1 Gleichung 1

Im Power-Tipp Nr. 11 wurde vorgeschlagen, die Leistungsverluste als Funktion des Ausgangsstromes gemäß Gleichung 1 zu berechnen.

 

 Gleichung 2 Gleichung 2

Der nächste Schritt besteht nun darin, diesen einfachen Ausdruck in die Gleichung für den Wirkungsgrad einzusetzen, wie es in Gleichung 2 dargestellt ist.

 Gleichung 3 Gleichung 3

Anschließend lässt sich der Wirkungsgrad hinsichtlich des Ausgangsstromes optimieren (der Beweis sei dem Lernenden überlassen). Die Optimierung liefert ein interessantes Ergebnis. Ein maximaler Wirkungsgrad stellt sich ein, wenn der Ausgangsstrom gleich dem Ausdruck in Gleichung 3 ist.

Als Erstes fällt auf, dass der Term a1 keinen Einfluss auf den Strom hat, bei dem der Wirkungsgrad seinen Spitzenwert erreicht. Das liegt daran, dass er sich auf Verluste bezieht, die proportional zum Ausgangsstrom sind, z.B. auf  Verluste durch Diodenstrecken. Mit zunehmendem Ausgangsstrom steigen also diese Verluste und die Ausgangsleistung direkt, wodurch der Wirkungsgrad nicht beeinflusst wird.

Die zweite interessante Tatsache ist, dass sich der optimale Wirkungsgrad an einem Punkt einstellt, an dem die Bauelementeverluste und die Leitungsverluste gleich groß sind. Daraus folgt, dass eine Optimierung des Wirkungsgrades möglich sein muss, da man ja die Bauelemente wählen kann, durch welche die Werte von a0 und a2 festgelegt sind.

Gleichwohl sollte man sich auch bemühen, den Wert von a1 zu senken, um den Wirkungsgrad zu steigern. Was man damit gewinnt ist für alle Lastströme gleich, d.h. es findet keine Optimierung wie mit den anderen Termen statt. Das Ziel beim Term a1 liegt darin, ihn möglichst zu minimieren und zugleich die Kosten der Lösung unter Kontrolle zu behalten.

 Tabelle 1: Verlustkoeffizient und zugehörige Stromversorgungsverluste Tabelle 1: Verlustkoeffizient und zugehörige Stromversorgungsverluste

Tabelle 1 zeigt eine Zusammenfassung der verschiedenen Terme, die für die Verluste in Stromversorgungen relevant sind, und ihrer jeweiligen Verlustkoeffizienten. Sie soll einen Eindruck davon vermitteln, welche Kompromisse bei der Maximierung des Wirkungsgrades von Stromversorgungen unter anderem geschlossen werden müssen.

So wirkt sich beispielsweise die Wahl des Ein-Widerstands des Leistungs-MOSFETs auf den erforderlichen Gate-Ansteuerungsstrom, auf die Verluste durch die Ausgangskapazität (Coss) und möglicherweise auf die Verluste durch Überspannungs-Ableitelemente aus. Ein niedrigerer Ein-Widerstand bedeutet eine inverse Zunahme des Gate-Ansteuerungsstroms sowie der Coss- und Ableitelementeverluste. Man kann also a0 und a2 durch die MOSFET-Auswahl beeinflussen.

 Gleichung 4 Gleichung 4

Die nächste Algebra-Aufgabe besteht darin, den optimalen Strom wieder in die Wirkungsgradgleichung einzusetzen und diese nach dem maximalen Wirkungsgrad aufzulösen. Siehe hierzu Gleichung 4.

Zum Maximieren des Wirkungsgrades müssen die letzten beiden Terme in diesem Ausdruck minimiert werden. Beim Term a1 ist das einfach – minimieren Sie ihn. Beim letzten Term bietet sich eine Möglichkeit zur Optimierung. Unter der Annahme, dass die Ausgangskapazität Coss und die Gate-Ansteuerungsleistung eines MOSFETs mit seiner Fläche zusammenhängen und sein EIn-Widerstand umgekehrt proportional zur Fläche ist, lässt sich eine optimale Fläche (und damit ein optimaler Widerstand) auswählen.

Bei kleinen Chipflächen wird der On-Widerstand des MOSFETs zum begrenzenden Faktor

 Bild 1: Durch die richtige Wahl der MOSFET-Chipfläche werden die Leistungsverluste unter voller Last minimiert Bild 1: Durch die richtige Wahl der MOSFET-Chipfläche werden die Leistungsverluste unter voller Last minimiert

Bild 1 zeigt die Ergebnisse einer Optimierung der Chipfläche. Bei kleinen Chipflächen wird der Ein-Widerstand des MOSFETs zum begrenzenden Faktor für den Wirkungsgrad. Mit steigender Chipfläche nehmen die Ansteuerungs- und Coss-Verluste zu und werden an einem bestimmten Punkt zum dominierenden Verlustelement.

Das Minimum ist relativ breit, so dass der Entwickler die Kosten für den MOSFET gegenüber der erreichten Senkung der Verluste flexibel abwägen kann. Ein minimaler Verlust stellt sich ein, wenn die Ansteuerungsverluste gleich den Leitungsverlusten sind.

 Bild 2: Der Spitzenwert des Wirkungsgrades stellt sich vor Erreichen des vollen Nennstroms ein Bild 2: Der Spitzenwert des Wirkungsgrades stellt sich vor Erreichen des vollen Nennstroms ein

Bild 2 zeigt den Verlauf des Wirkungsgrades für drei mögliche Schaltungen um den optimalen Arbeitspunkt von Bild 1 herum. Dargestellt sind die normierten Chipflächen der Größe 1, 2 und 3. Bei geringen Lasten wird der höhere Wirkungsgrad durch die größere Chipfläche teilweise durch höhere Ansteuerungsverluste aufgezehrt, während bei hohen Lasten die kleinere Chipfläche unter höheren Leitungsverlusten zu leiden hat.

Es sei ausdrücklich darauf hingewiesen, dass diese Kurven eine Variation der Chipfläche und der Kosten im Verhältnis 3:1 wiedergeben. Die Schaltung mit der normalisierten Chipfläche der Größe 1 hat einen nur geringfügig niedrigeren Wirkungsgrad als die größere Schaltung bei Volllast, weist aber dafür einen höheren Wirkungsgrad bei geringen Lasten auf, mit denen es vielleicht typischerweise am häufigsten betrieben wird.

Von Robert Kollman, Texas Instruments.

Die schwarze Kunst der analogen Schaltungsentwicklung

Elektronikentwickler von Consumer- bis Industrieapplikationen müssen ihre analogen Systeme kennen. Oder sie brauchen das von Bob Dobkin und Jim Williams herausgegebene Buch „Analog Circuit Design: Immersion in the Black Art of Analog Design“. Die Gewinner der Verlosung.

Der im Englischen wohlklingende Titel „Analog Circuit Design: Immersion in the Black Art of Analog Design“ ließe sich ins Deutsche als „Die schwarze Kunst der analogen Schaltungsentwicklung“ übertragen.Vor einigen Wochen hatten wir dieses schwergewichtige,  wirklich gut gemachte und hilfreiche Buch für die praktische Arbeit vorgestellt und versprochen, einige Exemplare davon zu verlosen.

Aus den mehr als 100 Interessenten hat unsere Glücksfee Martina fünf Gewinner gezogen, die in der nächsten Woche ihre Bücher per Post zugeschickt bekommen.

Die Gewinner sind:

Jens Kielmann, Turck,

Martin Rüttel, Johnson Matthey Catalysts,

Daniel Hohnloser, Uni Erlangen,

Marc Schneider, KIT und

Wolfgang Bihlmayr, Freescale.

Herzlichen Glückwunsch!

Im übrigen wurden wir gefragt, wann das Buch – sowohl Teil 1 als auch Teil 2 – auf Deutsch erscheinen. Es ist zwar eher unwahrscheinlich und vielleicht sollte man solche Klassiker auch wirklich nur im Original genießen, aber wir werden uns bei Linear trotzdem mal erkundigen, was sie davon halten. Und wenn wir gerade dabei sind, auch bei Texas Instruments zu „Troubleshooting Analog Circuits“ vom legendären Robert (Bob) Pease. Besonders tragisch für alle Analogleute ist, dass Pease bei einem Autounfall auf dem Rückweg von der Beerdigung von Jim Williams starb.

Ingenieure brauchen eine Alternative zum „On-the-Job“-Training

Die heutige Entwicklungsumgebung ist wesentlich komplexer als vor einem Jahrzehnt. Sie erstreckt sich über verschiedene Fachrichtungen und verlangt von Ingenieuren, dass sie auch auf Gebieten arbeiten, mit denen sie nicht vertraut sind. Die gleichen Technologiesprünge, die Fabriken, die bildgebende Medizintechnik, die Sicherheit im Automobilbereich und viele andere Anwendungen revolutionieren, bereiten Ingenieuren Kopfzerbrechen, weil man von ihnen erwartet, dass sie bahnbrechende Produkte schneller und mit kleineren Entwicklungsteams zur Marktreife bringen.

Noch vor kurzem konnten Ingenieure darauf vertrauen, in ihren individuellen Entwicklungsdisziplinen zu arbeiten. Sei es Analogtechnik, Powerdesign, Digitaltechnik oder Softwaremodellierung. Da diese Bereiche jedoch zunehmend verschmelzen, entstehen bei der Kombination einzelner komplexer Technologien in integrierte Subsysteme neue Herausforderungen für den Designer. Dies bedeutet, dass Entwickler nicht nur das fundierte technische Verständnis ihrer eigenen Disziplin haben müssen, sondern zur Realisierung ihrer Produkte interdisziplinär entwickeln müssen.

Keine Branche ist gegenüber diesem Trend geschützt, von der Kommunikationstechnik über den Bereich Motorsteuerungen bis hin zur Test- und Messtechnik. Hinzu kommt, dass Ingenieure oft zur Validierung jedes Funktionsblockes ihrer Signalkette separate Evaluation-Kits nutzen. Dabei hoffen sie, dass die verschiedenen Kits miteinander funktionieren und gewährleisten, dass sie schnell von der Simulation zur Evaluierung und zum Prototypen gelangen. Dies ist aber oft nicht der Fall.

Einheitlich über die gesamte Signalkette entwickeln

Aus diesen Gründen brauchen Elektronik-Ingenieure bessere Möglichkeiten, einheitlich über die gesamte Signalverarbeitungskette zu entwickeln.

Analog Devices arbeitet mit Firmen wie Xilinx und MathWorks zusammen, um den Ingenieuren zu helfen, Entwicklungslösungen schnell zu realisieren. Die Unternehmen bringen Experten aus den Bereichen Hochleistungs-Analogtechnik, FPGA und Simulationswerkzeuge zusammen, um komplette Signalketten- und systemfertige Lösungen für komplexe Entwicklungsherausforderungen zu erarbeiten. Die Zusammenarbeit verfolgt das Ziel, Entwicklungsrisiken zu reduzieren und die Grundlage für wertvolle Entwicklungslösungen anzubieten.

Software-defined Radio ist ein gutes Beispiel für einen Bereich, in dem Hochleistungs-Analogtechnik benötigt wird, um ein Signal mit hoher Frequenz zu erfassen, eine analoge Filterung bzw. Verstärkung oder Dämpfung durchzuführen und dann das digitalisierte Ausgangssignal an ein FPGA zur weiteren Verarbeitung weiterzuleiten.

 Bild 1: Beispiel eines Boards für SDR mit 14 verschidenen Analogbauteilen wie sie heute in der Schaltungsentwicklung üblich sind.
Bild 1: Beispiel eines Boards für SDR mit 14 verschidenen Analogbauteilen wie sie heute in der Schaltungsentwicklung üblich sind.

Im Beispiel von Bild 1 gibt es 14 verschiedene Analogbauteile. Selbst kleine Bauteiländerungen können sich enorm auf die HF-Leistungsfähigkeit des Boards auswirken.

Mit dem gemeinsamen Konzept der Firmen braucht ein Ingenieur keine 45 Jahre Erfahrung im Analogbereich. Außerdem muss er nicht 14 Datenblätter durcharbeiten. Stattdessen kann er sein Board direkt an ein Xilinx FPGA anschließen und die modellbasierten Entwürfe aus MathWorks nutzen, um die Schaltung aufzubauen. So lassen sich funktionierende Prototypen viel schneller fertigstellen.

Indem sie das vollständige Kommunikationssystem verbinden und Hardware sowie modellbasierte Simulation nutzen, können Ingenieure spezifische Algorithmen zur Übertragung oder zum Empfang von Signalen entwickeln und dann evaluieren, wie sich unterschiedliche Konfigurationen auf die gesamten Eigenschaften des Systems auswirken.

Zwar muss sich der Ingenieur noch immer mit allen Systemelementen befassen, braucht aber auf jedem einzelnen Gebiet kein Experte zu sein, um effizient zu entwickeln und Prototypen zu erstellen. Auch wenn dieses Konzept eventuell nicht die optimale Lösung für eine spezielle Schaltung bietet, lassen sich durch den beschleunigten Entwicklungsprozess Designrisiken reduzieren. Außerdem muss man bei dieser Vorgehensweise nicht langwierig Bauteile verschiedener Hersteller suchen.

Es ist unwahrscheinlich, dass Entwicklerteams in absehbarer Zeit größer oder Projektzeiten länger werden. Indem man künstliche Hürden überwindet und beim Systemdesign ein auf Zusammenarbeit ausgerichtetes Konzept verfolgt, hat die Industrie die Mittel, um besser auf den heutigen Druck in der Branche zu reagieren.

Einen Einblick in die Lösungen, die aus der Zusammenarbeit von Analog Devices mit Xilinx und MathWorks entstanden sind, geben die DC 13 Light-Konferenzen von Analog Devices, die im Herbst in Stuttgart, Köln und Berlin stattfinden. Die Teilnahme ist kostenlos. Die Termine: Stuttgart: 5.11.2013, Köln: 6.11.2013 und Berlin: 7.11.2013

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.

Echtes Rail-to-Rail-Verhalten eines Operationsverstärkers mit unipolarer Versorgungsspannung

Der folgende Tipp stellt eine preiswerte Lösung vor, wie man bei Operationsverstärkern mit einer unipolaren Versorgungsspannung einen Ausgang mit echtem Rail-to-Rail-Verhalten erhält.

Schnelle Verstärker, die an einer unipolaren Versorgungsspannung arbeiten, sind wesentliche Funktionsblöcke von Systemen mit geringem Stromverbrauch. Der Betrieb mit nur einer Versorgungsspannung kann große Herausforderungen bei der Entwicklung mit sich bringen. Der Grund ist die Tatsache, dass zwar die Eingänge von Verstärkern für unipolare Versorgungsspannungen auf Massepotenzial oder darunter gelangen können, nicht aber ihre Ausgänge. Um bei Operationsverstärkern mit unipolarer Versorgungsspannung einen Ausgang mit echtem Rail-to-Rail-Verhalten zu erhalten, gibt es eine pfiffige Möglichkeit.

Pseudo-Composite-Verstärker

In dieser Anwendung werden der ADA4851-1 und der sehr preiswerte SD-Video-Filter (Standard Definition) ADA4431-1 mit geringem Stromverbrauch verwendet. Zusätzlich zu Filter, Pufferverstärker und Last-Detektor enthält der ADA4431-1 eine Ladungspumpe, welche der einzige Block ist, der in dieser Anwendung verwendet wird. Die Ladungspumpe, die etwa –900 mV erzeugt, ist über den Substrat-Pin zugänglich. Die Kombination des ADA4851-1 und der ADA4431-1 Ladungspumpe zeigt Bild 1.

Die Spannung von –900 mV, die der ADA4431-1 erzeugt, ist mit dem –Vs-Pin des ADA4851-1 verbunden. Dies ermöglicht, dass der Ausgang des ADA4851-1, der an einer unipolaren Versorgungsspannung von 3,6 V betrieben wird, ohne Verzerrungen bis hinunter auf Massepotenzial arbeiten kann. Durch die Kombination aus ADA4851-1 und ADA4431-1 entsteht so eine preiswerte Lösung für einen echten Rail-to-Rail-Betrieb mit nur einer Versorgungsspannung.

Verluste in Stromversorgungen reduzieren

Haben Sie auch schon einmal detaillierte Berechnungen der Bauelementeverluste in einem Schaltungsentwurf durchgeführt, mussten dann aber feststellen, dass sich Ihre Labormessungen massiv von diesen Werten unterscheiden?

In diesem Tipp stellen wir ein einfaches Verfahren vor, mit dem sich Differenzen zwischen Berechnungen und realen Messungen leichter ausräumen lassen. Es basiert auf der Taylor-Reihenentwicklung, die besagt, dass (im Wesentlichen) eine beliebige Funktion in ein Polynom der folgenden Art aufgelöst werden kann:

ƒ (x) = ao + a1
x + a2
x
2 + a3
x
3 +…

Verluste in einer Stromversorgung stehen zum Ausgangsstrom in Bezug.  Ersetzt man x im Polynom durch den Ausgangsstrom, korrelieren die Koeffizienten gut mit den verschiedenen Quellen, aus denen Leistungsverluste resultieren. Beispielsweise entspricht ein ao den vom Laststrom unabhängigen Verlusten wie den Gateansteuerungs-, Vorspannungs- und Ummagnetisierungsverlusten sowie den Verlusten beim Laden und Entladen der Leistungstransistor-Ausgangskapazität (CAss).

Diese Verluste sind vom Ausgangsstrom unabhängig. Die dem zweiten Term a1 entsprechenden Verluste sind unmittelbar mit dem Ausgangsstrom gekoppelt und können als Ausgangsdiodenverluste und Umschaltverluste typisiert werden. In der Ausgangsdiode werden die meisten Verluste durch die Übergangsspannung verursacht, so dass die Verluste proportional zum Ausgangsstrom zunehmen.

 Bild 1: Leistungsverluste lassen sich durch die quadratischen Terme einer Taylor-Reihe beschreiben. Bei Volllast werden die Verluste durch Leitungsverluste dominiert.
Bild 1: Leistungsverluste lassen sich durch die quadratischen Terme einer Taylor-Reihe beschreiben. Bei Volllast werden die Verluste durch Leitungsverluste dominiert.

In ähnlicher Weise lassen sich die Umschaltverluste durch das Produkt aus einem ausgangsstrombezogenen Term und einer fixen Spannung approximieren. Der dritte Term entspricht leicht erkennbar den Leitungsverlusten. Dies sind die Verluste, die in den FET-Widerstandsstrecken, in den Transformatorwicklungen und in den Verbindungen entstehen. Terme höherer Ordnung können nützlich sein, wenn auch nichtlineare Verluste wie z. B. Ummagnetisierungsverluste zu berücksichtigen sind. Aussagefähige Ergebnisse sind jedoch schon durch Betrachtung dieser ersten drei Terme erzielbar.

Eine Möglichkeit zum Berechnen der drei Koeffizienten besteht darin, Verlustmessungen in drei Arbeitspunkten vorzunehmen und die daraus resultierenden Matrizen zu lösen. Die Lösung vereinfacht sich, wenn eine der Verlustmessungen dem lastfreien Fall entspricht, weil dann alle Verluste gleich dem ersten Koeffizienten a0 sind. Somit reduziert sich das Problem auf zwei Gleichungen mit zwei Unbekannten, die sich leicht lösen lassen.

Sind die Koeffizienten berechnet, kann man eine Verlustkurve ähnlich der in Bild 1 konstruieren, der die drei Verlusttypen entnommen werden können. Dies kann eine wertvolle Hilfe sein, wenn es darum geht, Diskrepanzen zwischen gemessenen und berechneten Werten auszuräumen und Bereiche zu identifizieren, die Potential zur Steigerung des Wirkungsgrades bieten. Unter Volllast beispielsweise werden die Verluste in Bild 1 durch die Leitungsverluste dominiert. Zur Steigerung des Wirkungsgrades muss der Widerstand verringert werden, den der FET, die Induktivität und die Verbindungen hervorrufen.

 Bild 2: Zusammenhang zwischen gemessenen Daten und theroretischen Werten für einen synchronen Abwärtsregler.
Bild 2: Zusammenhang zwischen gemessenen Daten und theroretischen Werten für einen synchronen Abwärtsregler.

Zusammenhang zwischen gemessenen Daten und den theoretischen Werten für einen synchronen Abwärtsregler.

Zusammenhang zwischen gemessenen Daten und den theoretischen Werten für einen synchronen Abwärtsregler

Die Korrelation zwischen den realen Verlusten und einem aus drei Termen bestehenden Polynomausdruck ist in der Tat recht hoch. Bild 2 zeigt den Zusammenhang zwischen gemessenen Daten und den theoretischen Werten für einen synchronen Abwärtsregler. Bekanntlich gibt es auf den Kurven drei zusammenfallende Punkte, basierend auf der Lösung für ein Gleichungssystem mit drei Unbekannten.

Für den Rest der Funktion beträgt die Differenz zwischen beiden Kurven weniger als zwei Prozent. Bei anderen Stromversorgungstypen ist die Übereinstimmung unter Umständen nicht so eng, was auf Einflüsse wie z. B. andere Betriebsarten (kontinuierlicher oder diskontinuierlicher Betrieb), Pulse-Skipping (Überspringen einzelner Impulse im Schwachlastbetrieb) oder den Betrieb mit variabler Frequenz zurückzuführen ist. Dieses Verfahren ist sicherlich nicht unfehlbar. Es sollte aber dem Entwickler von Stromversorgungen nützliche Erkenntnisse zu den tatsächlichen Schaltungsverlusten vermitteln.

Der nächste Beitrag beschreibt, wie dieses Verfahren zum Optimieren des Wirkungsgrades in einem bestimmten Arbeitspunkt angewandt werden kann.


Von

Robert Kollman,
Texas Instruments.

Leistungsfähiger Addierer nutzt Instrumentenverstärker

 Bild 1: Der Referenzpin eines Instrumentenverstärkers kann verwendet werden, um mehrere Signale in einer Addierer-Konfiguration zu kaskadieren.
Bild 1: Der Referenzpin eines Instrumentenverstärkers kann verwendet werden, um mehrere Signale in einer Addierer-Konfiguration zu kaskadieren.

Addierer auf Basis von Operationsverstärkern haben einige Nachteile: Sie weisen eine geringe bis mittlere Eingangsimpedanz auf, die durch die Eingangswiderstände vorgegeben ist. Dies verursacht Verstärkungsfehler. Sie bieten keine Gleichtaktunterdrückung; daher müssen Eingänge massebezogen sein. Die System-Leistungsfähigkeit wird durch den Kanal mit der größten Verstärkung begrenzt. Eine höhere Verstärkung auf einem Kanal resultiert in einer niedrigeren Bandbreite, einer höheren Verzerrung und erhöhtem Rauschen auf allen Kanälen.

Die aktuellen leistungsfähigen und preiswerten Instrumentenverstärker bieten eine Alternative, die viele Probleme löst. Die Ausgangsspannung eines Instrumentenverstärkers, erzeugt zwischen Referenzpin und Ausgangspin, ist proportional zur Spannungsdifferenz zwischen den Eingängen In+ und In–. Der Referenzpin kann verwendet werden, um mehrere Signale in einer Addierer-Konfiguration zu kaskadieren (Bild 1). Bei jedem Instrumentenverstärker kann eine andere Verstärkung eingestellt werden.

Dieses System hat gegenüber dem einfachen Operationsverstärker-Addierer mehrere Vorteile:

  • Jeder Eingang hat eine sehr hohe Eingangsimpedanz.
  • Jedes Signal hat eine unabhängige Gleichtaktunterdrückung, festgelegt durch den Instrumentenverstärker. Je höher die Verstärkung ist, desto höher ist die Gleichtaktunterdrückung und umso kleiner ist der Fehler.
  • Signale können leicht addiert oder subtrahiert werden; dies geschieht, indem man die invertierenden oder nicht-invertierenden Anschlüsse des Instrumentenverstärkers verwendet.
  • Der Instrumentenverstärker ermöglicht die Nutzung verschiedener Eingangssignale, falls gewünscht.
  • Verzerrung, Rauschverstärkung und Bandbreite jedes Signals sind unabhängig von den anderen Signalen. Dies führt zu kleineren Werten für Offsetspannung, Verstärkungsfehler, Rauschen und Verzerrung.

Die Autoren: Moshe Gerstenhaber und Michael O’Sullivan, Analog Devices.

Flüssigkeitspegel mithilfe eines Thermistors erfassen

Für einen Thermistor mit positivem Temperaturkoeffizienten bedeutet eine Temperaturerhöhung einen Anstieg des Widerstands. Dies lässt sich mit dem preiswerten Halb-Duplex-Transceiver ADM4850 mit Differenzausgang einfach erfassen.

Beim Eintauchen in eine Flüssigkeit bleibt der Widerstand eines Thermistors, der an einer Spannungsquelle anliegt, so lange konstant bis sich die Temperatur ändert. Sobald der Flüssigkeitspegel unterhalb des Thermistors absinkt, erhöht sich die Temperatur des Thermistors.

Um festzustellen, ob sich die Flüssigkeit in einem Behälter ober- oder unterhalb eines bestimmten Pegels befindet, wird ein Thermistor wie in Bild 1 gezeigt positioniert. Befindet sich der Thermistor unter der Oberfläche der Flüssigkeit, weist er einen relativ niedrigen Widerstand auf. Das Verhältnis Rt/RA wird so gewählt, dass die Spannung am Treibereingang als logische „0” interpretiert wird.

Sobald der Flüssigkeitspegel sinkt und der Thermistor an die Oberfläche gelangt, steigt die Eingangsspannung schnell an, durchläuft eine Eingangsschaltschwelle und wird als logische “1” interpretiert. Der Empfängerausgang kann über den Widerstand RB mit dem Treiberausgang verbunden werden, falls eine Hysterese gewünscht wird.

Die zuverlässige Funktion dieser Schaltung hängt von der Stabilität der Eingangsschaltschwelle und der durch Rt und RA produzierten Spannungsabweichung ab, die beim Überschreiten des kritischen Flüssigkeitsspiegels entsteht.

Der ADM4850 erkennt eine Eingangsspannung von ≤1,15 V als logische „0“ und eine Eingangsspannung von ≥1,42 V als logische „1“. Der Widerstand des Keramik-Kaltleiters (PTC) D1010 (Epcos) folgt genau der thermischen Leitfähigkeit des Umgebungsmediums. Seine R/T-Kurve steigt extrem steil an, sobald die Schwellwerttemperatur erreicht ist. Der Thermistor wird in einem Gehäuse aus rostfreiem Stahl angeboten und ist damit vor Korrosion in Treibstoffen, Lösungsmitteln und anderen Flüssigkeiten, die in rauen Umgebungen vorkommen, geschützt.

Der Wert von RA hängt von der Temperatur der Flüssigkeit und der Umgebungsluft ab. Das Worst-Case-Szenario tritt ein, wenn die Flüssigkeit heiß und die Umgebungsluft kalt ist. Im Datenblatt des D1010 wird für RA ein Standardwert von 909 Ω angegeben, der sich für Flüssigkeiten mit bis zu 50°C und für Umgebungstemperaturen bis zu –25°C eignet. Muster des D1010 messen etwa 149 Ω bei Raumtemperatur und ohne Ansteuerung.

Massebezogene DAC-Ausgänge in Differenz-Ausgänge wandeln

In vielen Schaltungen für genaue Pegelanpassungen sind Differenz-Ausgänge erforderlich. Preiswerte D/A-Wandler haben jedoch meist massebezogene Ausgänge. Dieser Schaltungstipp beschreibt eine Möglichkeit, Differenz-Ausgänge an einem D/A-Wandler mit Stromausgang zu realisieren.

Der 8-Bit-D/A-Wandler AD5424 mit Stromausgang ist mit einer Verstärkerstufe beschaltet, die seinen massebezogenen Ausgang in einen Differenz-Ausgang wandelt. Damit der D/A-Wandler mit optimaler Leistung arbeitet, wird er an einer unipolaren Spannung betrieben. Da sich die Ausgangs-Impedanz mit dem Code ändert, ist eine Pufferung erforderlich.

Der DAC kann mit einer AC-Referenz im Bereich ±10 V arbeiten. In diesem Fall wird eine negative Spannung verwendet, um eine positive Ausgangsspannung zu erzeugen. Der Wandler wird mit 5 V versorgt und arbeitet in diesem Fall mit einer maximalen Update-Rate von 5 MSample/s. Die Widerstände R1 und R2 sind nur dann erforderlich, wenn die Verstärkung eingestellt werden soll.

Die Schaltung zum Umsetzen massebezogener in Differenz-Signale besteht aus zwei kreuzverschalteten Operationsverstärkern, die über die Rückkoppelwiderstände R5 und R6 als „Unity-Gain Follower“ konfiguriert sind. In diesem symmetrischen Schaltkreis treiben beide Operationsverstärker den jeweils anderen OPV über die Widerstände R7 und R8 als Inverter mit Eins-Verstärkung. Die Spannung am positiven Anschluss des Verstärkers A2 stellt die Gleichtaktspannung ein. Über die Widerstände R3 und R4 wird die Differenz-Amplitude gesteuert. Besondere Aufmerksamkeit muss der Bauhöhe des Operationsverstärkers und der Last-Impedanz gewidmet werden.

In Anwendungen mit nur einer Versorgungsspannung lassen sich D/A-Wandler mit Stromausgang im Reverse-Mode betreiben. Dabei wird eine 0,8-V-Referenz an IOUTA gelegt und an VREF steht eine Ausgangsspannung von 0 bis 0,8 V zur Verfügung. In dieser Konfiguration ergibt sich mit einer positiven Referenzspannung eine positive Ausgangsspannung. VIN ist auf weniger als etwa 1 V begrenzt, da die Schalter in der DAC-Leiter keine identischen Source/Drain-Spannungen mehr aufweisen. Daraus resultiert, dass sich ihr Durchlasswiderstand verändert und höhere Spannungen die Linearität des D/A-Wandlers herabsetzen.

Der Ausgangsverstärker kann eine zusätzliche Verstärkung erzeugen. Der Rückkoppelwiderstand RFB wird in dieser Schaltung nicht verwendet. Er ist deshalb mit IOUTA verbunden, um Einflüsse durch Streukapazitäten zu verhindern. Da die Referenz eine variable Impedanz „sieht”, ist ein Puffer erforderlich. Die maximale Update-Rate ist auf 1,5 MSample/s begrenzt. Ein Zweifach-Oerationsverstärker kann verwendet werden, um den DAC-Eingang zu puffern und seine Ausgangsspannung zu verstärken.

Für Präzisionsanwendungen, die mit niedriger Geschwindigkeit arbeiten, sind ein niedriger Biasstrom, geringe Offsetspannung und Versorgung mit einer einzigen Spannung wichtig. Hierfür eignet sich der AD8628.

Für extrem schnelle Anwendungen sind Spannungsanstiegsgeschwindigkeit (Slew Rate) und Bandbreite von Bedeutung. In diesen Fällen ist der AD8042 mit einer Bandbreite von 170 MHz und einer Anstiegsgeschwindigkeit von 225 V/μs am besten geeignet.

Der Autor: Liam Riordan, Analog Devices

Sieben Tipps zum Entwurf von Schaltreglern mit Speicherdrosseln

Schaltregler gewinnen dank ihrer hohen Wirkungsgrade zunehmend an Bedeutung. Der Trend geht hier zu Reglern mit Ausgangsspannungen kleiner als 1 V und Lastströmen bis zu 60 A und Taktfrequenzen bis zu 2 MHz. Gleichzeitig fordern Anwender kleinstmögliche Bauformen.

Das Schaltreglerdesign wird durch entsprechende Software zum Beispiel von Texas Instruments (Webench/SWIFT/TPS40K Designer) oder Linear Technology (Switcher CAD III) bis hin zu individuell bestückten Demoboards unterstützt. Passende SMD-Speicherdrossel-Musterkits von Würth Elektronik bieten einen schnellen Zugriff auf verschiedene Bauteile für eigene Musteraufbauten oder Optimierungen. Doch was ist beim Einsatz von Speicherdrosseln zu beachten?

Die Schaltfrequenz marktüblicher Wandler-IC liegt heute im Bereich 100 kHz bis 2 MHz. Regler der ersten Generation arbeiten im Bereich 30 kHz bis 55 kHz. Daraus resultieren folgende Empfehlungen, die wir in sieben Punkten zusammengefasst haben.

Tipp 1:

Geeignete Kernmaterialien für Schaltfrequenzen <100 kHz sind Eisenpulver und Ferrit. Für Schaltfrequenzen >100 kHz eignet sich als Kernmaterial nur Ferrit.

Der Induktivitätswert

Steht keine Software zur Berechnung zur Verfügung, kann die Induktivität anhand folgender Praxis-Formeln berechnet werden.

Abwärtsregler:


Abwärtsregler_neu

 

 

Aufwärtsregler:


Aufwärtsregler_neu

 

 

Mit den Ripplestrom-Faktoren 0,2 bis 0,4 (hier zu 0,2 bzw. 0,3 gewählt). Iout ist der Betriebsstrom der zu versorgenden Schaltung, Uout die Ausgangsspannung und Uin die Eingangsspannung, f ist die Schaltfrequenz des Regler-IC. Anhand des errechneten Wertes werden entsprechende Normwerte ausgesucht, daraus ergibt sich zu Beispiel die folgende Berechnung:

37,36 µH so wählt man für Tests die Normwerte 33 µH, 39 µH und ggf. noch 47 µH.

Tipp 2:
Induktivitätswert

Eine größere Induktivität führt zu einem kleinerer Ripplestrom, eine kleinere Induktivität bedingt einen größeren Ripplestrom.  Der Ripplestrom bestimmt maßgeblich die Kernverluste. Daher ist er neben der Schaltfrequenz ein wichtiger Parameter zur Minimierung der Verlustleistung der Speicherdrossel.

Die Spulenströme

Die Strombelastung der Speicherdrosseln kann über die Simulationssoftware der Hersteller sehr genau nach DC-Strombelastung und Ripplestrombelastung (Kernverluste) berechnet werden. Als überschlägige Rechnung können Sie folgenden Ansatz wählen:

Abwärtswandler:

Nennstrom der Induktivität: IN = Iout

Maximaler Spulenstrom: Imax = 1,5 x IN
Aufwärtswandler:

Nennstrom der Induktivität:  IN = (Uout/Uin) Iout

Maximaler Spulenstrom: Imax = 2 x IN
Tipp 3:

Bitte beachten Sie die Definitionen zu den Datenblattangaben. Der Nennstrom von Speicherdrosseln ist in der Regel mit der Angabe der Eigenerwärmung bei DC-Strom verknüpft – hier sind Eigenerwärmungen von 40 °C bei Nennstrom üblich. Der Sättigungsstrom ist laut Forderung der Halbleiterhersteller der Punkt, bei dem der Induktivitätswert um 10% gefallen ist. Leider ist dies kein Normwert für Datenblattangaben zu Speicherdrosseln und führt beim Anwender häufig zu Fehlinterpretationen.

Der DC-Widerstand

Sind die geforderten Werte für Induktivität L und die Spulenströme berechnet, wählt man möglichst eine Speicherdrossel mit minimalem DC-Widerstand. Hier treffen dann häufig gegenläufige Forderungen aufeinander: Kleine Bauform, hohe Energiespeicherdichte und kleiner DC-Widerstand.

Durch geeignete Wicklungsmethoden und neue Baureihen wie zum Beispiel Flachdraht-Induktivitäten WE-HC von Würth Elektronik kommen Sie diesem Ideal schon sehr nahe. Zu beachten ist auch hier die Datenblattdefinition. Ist der DC-Widerstand als typischer Wert angegeben oder als maximaler Wert, der für die Berechnung der Schaltung unter worst-case-Bedingungen benötigt wird?

Tipp 4:
DC-Widerstand bei gleicher Baugröße

Eine größere Induktivität führt zu einem größerenr DC-Widerstand, eine kleinere Induktivität zu einem kleineren DC-Widerstand. Die gleiche Induktivität bei geschirmter Drossel bedingt einen kleineren DC-Widerstand.

Der DC-Widerstand bestimmt maßgeblich die Drahtwärmeverluste, dies ist auch ein Parameter zur Minimierung der Verlustleistung der Speicherdrossel.

Bauform und EMV

Für EMV-kritische Applikationen empfehlen sich magnetisch geschirmte Speicherdrosseln. Der außen aufgebrachte Schirmring verhindert die unkontrollierte magnetische Verkopplung der Wicklung mit benachbarten Leiterbahnen oder Bauteilen.

Tipp 5:

Wenn möglich setzen Sie magnetisch geschirmte Speicherdrosseln ein. Führen Sie keine Leiterbahnen unter dem Bauteil und platzieren Sie keine Platinen direkt über dem Bauteil, dadurch sind Verkopplungen über den Rest-Luftspalt möglich.

Für unkritische Anwendungen oder kleinere Schaltleistungen können auch ungeschirmte Speicherdrosseln verwendet werden. Viele Baureihen können sogar Lötpad kompatibel von geschirmter zu ungeschirmter Variante geändert werden.

Tipp 6:

Der Vorteil magnetisch geschirmter Drosseln in gleicher Baugröße liegt in einem höheren AL-Wert. Dadurch treten bei gleicher Induktivität kleinere DC-Widerstände, d.h. kleinere Drahtverluste auf.

Der Nachteil magnetisch geschirmter Drosseln besteht in  etwas erhöhten Kernverluste durch das größere Kernvolumen. Bei richtiger Dimensionierung bleiben die Kernverluste gering.

Der Ausgangs-L-C-Filter

Wird eine sehr saubere Ausgangsspannung benötigt, empfiehlt sich ein L-C-Filter am Ausgang des DC-Wandlers. Die Bauteile können folgendermaßen gewählt werden:

 

 Bild 1: L-C-Filter für eine saubere Ausgangsspannung
Bild 1: L-C-Filter für eine saubere Ausgangsspannung

Tipp 7:

– Eckfrequenz zu 1/10 der Schaltreglerfrequenz wählen

– Ausgangskondensator wählen (z.B. 22 µF)

– Induktivität berechnen:


Formel_3_neu_Induktivität