Digitale Signalverläufe mit einem Analog-Mikrocontroller programmieren

Dieser Tipp beschreibt, auf welche Arten man ein Taktsignal mit dem analogen Mikrocontroller ADuC702x erzeugen kann und welche Vor- und Nachteile die einzelen Varianten bieten.

Um ein Taktsignal mit dem analogen Mikrocontroller ADuC702x zu erzeugen, gibt es drei Möglichkeiten:
1. Toggeln von einem der General-Purpose-Ausgänge. Bei jedem Timer Overflow wird ein Interrupt erzeugt, der den General-Purpose-Ausgang ergänzt. Dies ermöglicht eine programmierbare Frequenz und Tastverhältnis, wobei die variable Interrupt-Latenz des ARM7-basierten ADuC702x die Geschwindigkeit und Genauigkeit begrenzt und Jitter am Ausgang erzeugt. Außerdem muss der Timer Interrupt mit hoher Priorität bedient werden, um das korrekte Timing beizubehalten. Im Idealfall sollte der Core in die Erzeugung des digitalen Signalverlaufs nicht involviert sein.

2. Einsatz eines integrierten Pulsweitenmodulators. Die Taktauflösung ergibt sich aus der Größe des PWM-Schaltfrequenzregisters und der Core-Taktfrequenz. Die CPU wird nicht belastet und es lassen sich Frequenzen in einem großen Bereich erzeugen – von wenigen Hz bis zu mehreren 10 MHz. Die Familie ADuC702x enthält einen PWM-Block (Bild 1). Leider ist die Genauigkeit des erzeugten Taktes abhängig von der Präzision des internen Taktes und es ist ein kompletter 3-Phasen-PWM-Block erforderlich. Die Genauigkeit lässt sich erhöhen, indem man statt des integrierten Oszillators einen externen 32-kHz-Quarz einsetzt. Dies erhöht jedoch die Kosten, den Platzbedarf und das Power-Budget.

3. Einsatz eines Gates und Flip Flops. Die Familie ADuC702x enthält ein programmierbares Logik-Array (PLA), das zum Implementieren von Verbindungslogik verwendet werden kann. Das PLA besteht aus 16 per Software konfigurierbare Gates und Flip-Flops. Ein sehr einfaches Taktsignal lässt sich mit Hilfe eines Inverters und eines Flip Flops programmieren. Das Flip Flop kann mit dem Core-Takt, dem internen Oszillator, Timer1 oder über einen General-Purpose-Eingang getaktet werden. Die Taktfrequenz kann sehr flexibel sein, wobei sich das Tastverhältnis nicht programmieren lässt. Die frei verfügbaren Gates am ADuC702x ermöglichen eine hohe Flexibilität und der Takt benötigt nur einen sehr kleinen Block.

Alle drei Konzepte bieten Vor- und Nachteile. Welches der drei Konzepte als am besten geeignete Lösung verwendet wird, richtet sich nach der jeweiligen Anwendung.

Glätten gewandelter Daten durch Moving-Average-Filter

Nutzer von A/D-Wandlern legen mit ihrem Controller oder Prozessor oft Mittelwegalgorithmen an den Ausgang mehrerer Wandler-Samples. Ein gewandeltes Signal lässt sich somit glätten (Bild 1) und die effektive Auflösung steigt, da sich das Systemrauschen verringert.

Gewandelte Daten lassen sich glätten, indem man mehrere Signale bei konstanter Abtastrate erfasst. Bei einer vorbestimmten Gruppe oder Anzahl von Samples bildet man den Mittelwert und wiederholt diesen Prozess mit verschiedenen Gruppen über einen bestimmten Zeitrahmen. Die Gesamtsumme der Mittelwerte ergibt ein geglättetes Signal.

Diese Mittelwertbildung stellt einen Tiefpassfilter für die Wandler-Ausgangsdaten dar. Die Filtereffizienz lässt sich über die Wahl der Sample-Anzahl für die Mittelwertgruppen selektieren. Eine höhere Zahl Samples pro Gruppe ergeben eine bessere Glättung. Der Mittelwertprozess eliminiert Ausschläge bei den Rohdaten und verringert die Bandbreite des Endsignals.

Ein Nebeneffekt dieser Mittelwertbildung ist die höhere Wandlerauflösung. Idealerweise erhöht ein Durchschnitt von 4 Samples (41) eines DC-Signals die effektive Auflösung des Wandlers um den Wert 1. Der Signal-Rauschabstand (SNR) erhöht sich damit um 6 dB. 16 gemittelte Samples (42) erhöhen die Auflösung um den Faktor 2 und den SNR um 12 dB. Theoretisch steigert eine Gruppengröße von 4n die Anzahl der effektiven Bits seitens der Wandlung um n – in der realen Welt treten allerdings Einschränkungen auf.

Man kann die Zahl der effektiven Bits mit einem A/D-Wandler erhöhen, solange man das Ganze innerhalb realistischer Grenzen betreibt und sich der nicht idealen Bedingungen bewusst ist. So erfordert z.B. das Konvertieren eines 12-Bit-Ergebnisses auf 16 Bit 44 gemittelte Samples, d.h. 256 Samples. Hier stellt sich die Frage nach der Rentabilität. Wenn die Endauflösung höher als 16 Bit ist, steigt die Sampleanzahl rapide. Im Übrigen sollte der 12-Bit-Wandler in diesem Beispiel ein paar Bit Ausgangsrauschen behalten, um sicher zu stellen, dass die Mittelung effektiv ist. Dieses Ausgangsrauschen sollte die Form einer Gauß-Verteilung haben.

Nicht ideale Bedingungen können die Gruppengröße beeinflussen. Dazu zählen Driftvorgänge, Stromschwankungen, Spannungsreferenzänderungen und Temperaturänderungen. Die Sample-Anzahl eines nicht idealen Systems kann von 2000 (mit einem idealen driftfreien System) bis zu mehreren hundert Samples variieren. Je höher die Zahl ist, desto größer ist das Ausgangsrauschen. Um die Mittelwertbildung zu optimieren, verwendet man Methoden der Allan-Varianz. Letztendlich sollte anhand des Eingangssignal immer überprüft werden, dass die Wandlung nicht an einem Signal mit Einschwingfehler oder Interferenzen durchgeführt wurde.

Um Zeit zu sparen, können FIFOs implementiert werden. Dazu fügt man einen neuen Datenwert zu und subtrahiert diesen Wert dann von der Gesamtsumme.

Die Vorteile der indirekten Stromrückkopplung

Bei elektrischen Verstärkern werden Spannungs- und Stromrückkopplung eingesetzt, um Übertragungskennlinien zu linearisieren und um gewünschte Verstärkungsfaktoren einzustellen. Dies ist nicht nur bei einzelnen Verstärkern, wie zum Beispiel bei Operationsverstärkern, sondern auch bei zusammengefügten Verstärkergruppierungen möglich. Ob Strom- oder Spannungsrückkopplung zur Anwendung kommt, hängt von der gewählten Schaltungstechnik ab.

Die Arten von Spannungs- und Stromrückkopplung

Bei der Gegenkopplung wird ein Teil des Ausgangssignals auf den Verstärkereingang zurückgeführt und vom Eingangssignal subtrahiert. Dadurch erhält der Verstärker einen fest vorgegeben Verstärkungsfaktor. Während die direkte Spannungsrückkopplung durch Rückführung eines Teils der Ausgangsspannung mit einem Widerstandsspannungsteiler leicht durchgeführt werden kann – und zum Alltag analoger Schaltungsentwicklung gehört – ist die Stromgegenkopplung vorzugsweise bei Verstärkern für hohe Frequenzen anzutreffen und hinsichtlich der externen Beschaltung enger begrenzt.

 Bild 1: Gegenüberstellung der Funktionsschaltbilder der möglichen Operationsverstärker-Grundschaltungen
Bild 1: Gegenüberstellung der Funktionsschaltbilder der möglichen Operationsverstärker-Grundschaltungen

Direkte Spannungsrückkopplung ist bei hochohmigen und direkte Stromrückkopplung bei niederohmigen invertierten Verstärkereingängen möglich. Die jeweilige Ausführung des Verstärkers bestimmt somit die Art der einsetzbaren Gegenkopplung. Insgesamt unterscheidet man vier Ausführungsarten von Verstärkern: Normal-, Transkonduktanz-, Transimpedanz-, und Strom-Operationsverstärker (Bild 1).

Wie in Bild 1 zu sehen ist, haben der Normal- und der Transkonduktanz-Operationsverstärker hochohmige Eingänge und sind somit für Spannungsgegenkopplung bestimmt. Stromrückkopplung ist folgerichtig den Transimpedanz- und Strom-Operationsverstärkern zugeordnet.

Vor- und Nachteile der Operationsverstärker-Grundschaltungen

Besonderheiten, Vorzüge, Anwendungs- und Bauteilbeispiele der vier Operationsverstärker-Grundschaltungen sind in Tabelle 1 unter Angabe der möglichen Gegenkopplung aufgelistet.

 Tabelle 1: Besonderheiten, Vorzüge, Anwendungs- und Bauteilbeispiele der vier verschiedenen OPV-Grundschaltungen unter Angabe der möglichen Gegenkopplung
Tabelle 1: Besonderheiten, Vorzüge, Anwendungs- und Bauteilbeispiele der vier verschiedenen OPV-Grundschaltungen unter Angabe der möglichen Gegenkopplung

Allen Grundschaltungen ist gemeinsam, dass die Gegenkopplung die Eingänge mit Widerständen belastet. Sollen Spannungen gemessen werden, darf in den Verstärkereingang kein nennenswerter Strom fließen. Dies lässt sich erreichen, wenn vor den Differenzverstärker zusätzliche Spannungsfolger (Puffer) oder Verstärker geschaltet werden.

Potenzialdifferenzen, die zwischen den Rails der Versorgungsspannung liegen, lassen sich mit Instrumentenverstärkern auf die gewünschte Ausgangsspannung bringen. Sie sind als fertig aufgebaute integrierte Schaltungen erhältlich und bestehen aus drei zusammengeschalteten Verstärkern. Auch hier kommen intern direkte Spannungs- und Stromrückkopplung zum Einsatz.

 Bild 2: Prinzipskizze eines klassisch aufgebauten Instrumentenverstärkers und der dazugehörige Aussteuerbereich
Bild 2: Prinzipskizze eines klassisch aufgebauten Instrumentenverstärkers und der dazugehörige Aussteuerbereich

Instrumentenverstärker, wie in Bild 2 gezeigt, werden schon seit langer Zeit für Anwendungen eingesetzt, die hohe Präzision, Verstärkung und Gleichtaktunterdrückung erfordern. Zu den Einsatzbereichen gehören die Verstärkung von Spannungsdifferenzen in Brückenschaltungen (Dehnungsmessstreifen, Piezoelemente, Thermosensoren), das Messen kleinster bipolarer Spannungspotenziale im medizintechnischen Bereich oder das Ermitteln von Spannungsabfällen an Strommesswiderständen.

Wer bereits Schaltungen mit Instrumentenverstärkern aufgebaut und sie mit unipolarer Spannung versorgt hat, kennt die damit verbundenen Einschränkungen: der Eingangsspannungsbereich ist eingeengt und die Verstärker übersteuern leicht. Grundsätzlich ließe sich das Problem mit Rail-to-Rail Verstärkern lösen, doch treten dann andere unerwünschte Effekte auf.

Limitierungen bei Rail-to-Rail Eingangsstufen

Rail-to-Rail Eingangsstufen sind besonders schwer zu entwerfen, wenn eine hohe Genauigkeit gefordert wird. Der Übergang vom Betrieb bei UCC-naher Gleichtaktspannung zum Betrieb bei Masse-naher Gleichtaktspannung kann niemals perfekt sein, da während dieses Übergangs Offsetspannungen zwischen den N- und den P-Typ-Paaren in der differenziellen Eingangsstufe auftreten können.

Eine niedrige Offsetspannung (UOS) und ein hohes Gleichtaktunterdrückungsverhältnis (CMRR) sind die entscheidenden Spezifikationen für einen gut konstruierten Präzisionsinstrumentenverstärker. Weil CMMR = ΔUOS / ΔUCM ist, bewirkt eine Änderung bei UOS beim Übergang von einem Gleichtaktbereich zum anderen eine massive Verschlechterung der CMRR-Werte.

Deshalb werden die meisten Präzisionsinstrumentenverstärker als Typen ohne Rail-to-Rail Eingänge entwickelt, auch wenn sie noch die negative Versorgungsspannung (0 V) als Gleichtakt-Eingangsspannung erlauben. Wenn der Präzisionsverstärker nur mit Rail-to-Rail Ausgängen versehen ist, kann das Ausgangssignal nie die Spannungsrails erreichen, sondern der Aussteuerbereich reduziert sich wie in Bild 2 gezeigt.

Prinzip der Indirect-Current-Feedback Architektur

 Bild 3: Prinzipskizze der Indirect-Current-Feedback Architektur des Bausteins MAX4208 und dazugehöriger Aussteuerbereich
Bild 3: Prinzipskizze der Indirect-Current-Feedback Architektur des Bausteins MAX4208 und dazugehöriger Aussteuerbereich

Die Indirect-Current-Feedback-Architektur ist eine relativ neue Methode Instrumentenverstärker zu konstruieren. Durch die vielen Vorteile, die sie bietet, wurde sie sehr populär. Bild 3 zeigt die Indirect-Current-Feedback-Architektur wie sie in den Instrumentenverstärkern MAX4462 und MAX4208/9 benutzt wird.

Diese neue Struktur beinhaltet einen Verstärker mit großem Verstärkungsfaktor (C) und zwei Transkonduktanzverstärker (A und B). Jeder Transkonduktanzverstärker wandelt seine differenzielle Eingangsspannung in einen Ausgangsstrom um und unterdrückt seine gesamte Gleichtakt-Eingangsspannung.

Am stabilen Arbeitspunkt des Verstärkers entspricht der Ausgangsstrom der gm-Stufe A dem Eingangsstrom der gm-Stufe B. Dieser Abgleich wird durch die Rückkopplungseinwirkung des Verstärkers C erreicht, der die differenzielle Spannung am Eingang des Rückkoppelungsverstärkers B auf den gleichen Wert wie die differenzielle Eingangsspannung am Verstärker A zwingt.

Die Schaltung stellt dann einen definierten Strom (UDIFF / R1) in der Serienschaltung der Ausgangswiderstände ein. Dieser Strom fließt ebenso durch R2. Dadurch ist die Ausgangsspannung an OUT einfach die Verstärkung der differenziellen Eingangsspannung mit dem Verstärkungsfaktor 1+ R2 / R1. Der Offset des Ausgangs kann durch Anlegen einer Spannung an REF gesteuert werden, ähnlich wie bei einem herkömmlichen 3-OpAmp-Instrumentenverstärker.

Vorteile der Indirect-Current-Feedback-Architektur

 Bild 4: oben: Funktionsmodell eines klassischen Instrumentenverstärkers; unten: Funktionsmodell des Instrumentenverstärkers mit Indirect-Current-Feedback
Bild 4: oben: Funktionsmodell eines klassischen Instrumentenverstärkers; unten: Funktionsmodell des Instrumentenverstärkers mit Indirect-Current-Feedback

Die Abstraktion des Aufbaus eines klassischen Instrumentenverstärkers (Bild 2) führt zu einem Funktionsmodell wie in Bild 4 oben gezeigt. Der Vergleich mit Bild 4 unten macht den entscheidenden Vorteil dieses Systems deutlich. Das Zwischensignal in dem klassischen 3-OpAmp-Instrumentenverstärker enthält nicht nur die verstärkte differenzielle Eingangsspannung sondern auch die Gleichtaktspannung.

Im Gegensatz dazu enthält die Indirect-Current-Feedback-Architektur lediglich eine Ableitung der differenziellen Eingangsspannung. Die erste Stufe sorgt für die gesamte Gleichtaktunterdrückung. Die zweite Stufe bewirkt eine differenzielle Verstärkung bei gleichzeitiger, weiterer Gleichtaktunterdrückung, sodass das Ausgangssignal, wenn nötig, durch eine Referenzspannung mit einem Offset versehen werden kann. Dadurch können bei der Indirect-Current-Feedback-Architektur Einschränkungen des Gleichtakt-Eingangsspannungsbereichs wie bei den 3-OpAmp-Instrumentenverstärkern gar nicht erst entstehen.

 

Der Autor: Gerhard Winkler ist Pensionär.

Operationsverstärker mit Strom- oder Spannungsrückkopplung, das ist hier die Frage!

Antwort: Wenn es um die Wahl des richtigen Operationsverstärkers geht, mögen einige vielleicht behaupten, dies sei eine Art persönliche Präferenz oder Geschmacksache. Genau wie im richtigen Leben neigen wir dazu, Dinge unseren persönlichen Erfahrungen entsprechend zu wählen (dies gilt auch für OPVs). Das ist möglicherweise der Grund, warum Ingenieure recht häufig Operationsverstärker mit Spannungs- statt mit Stromrückkopplung wählen. Aber warum ist das so?

Sicher gibt es viele Gründe dafür. Einer davon mag die bloße Anzahl sein. Es stehen mehr Operationsverstärker mit Spannungs- als mit Stromrückkopplung zur Verfügung. Ein anderer Grund ist die Ausbildung. An den Hochschulen wird meist der Operationsverstärker mit Spannungsrückkopplung gelehrt. Bei vielen Operationsverstärker-Beispielen in Lehrbüchern, Labors oder Simulationen geht es um Spannungsrückkopplung. In den Lehrbüchern findet man nur wenige Beispiele von Operationsverstärkern mit Stromrückkopplung. Und falls doch, werden sie nur kurz erwähnt.

An dieser Stelle können nicht alle Unterschiede und Optionen von Operationsverstärkern mit Strom- und Spannungsrückkopplung abgedeckt werden. Einige Punkte sollen aber diskutiert werden.

Zunächst einmal funktionieren für Operationsverstärker mit Spannungs- und Stromrückkopplung die gleichen Schaltungsgleichungen – man muss also an dieser Stelle nichts Neues lernen. Operationsverstärker mit Spannungsrückkopplung weisen ein festes Verstärkungs-Bandbreiten-Produkt auf. Operationsverstärker mit Stromrückkopplung hingegen nicht. Damit kann man bei einem Operationsverstärker mit Stromrückkopplung eine hohe Verstärkung und eine hohe Bandbreite haben.

Operationsverstärker mit Spannungsrückkopplung haben zwei Punkte mit hoher Eingangsimpedanz – Operationsverstärker mit Stromrückkopplung nur einen, den nichtinvertierenden Eingang.

Der invertierende Eingang hat eine niedrige Impedanz. OPVs mit Spannungsrückkopplung haben eine „Open Loop Gain”, Operationsverstärker mit Stromrückkopplung hingegen eine „Open Loop Transimpedanz”.

Operationsverstärker mit Stromrückkopplung haben gegenüber Operationsverstärkern mit Spannungsrückkopplung sehr große Bandbreiten und sehr hohe Spannungsanstiegsgeschwindigkeiten (Slew Rates). Der Rückkopplungswiderstand spielt bei Operationsverstärkern mit Stromrückkopplung gegenüber Operationsverstärkern mit Spannungsrückkopplung eine große Rolle für die Stabilität. Dies begrenzt die Auswahl des Rückkopplungswiderstands (den Wert kann man dem Datenblatt des Herstellers entnehmen) und kann ferner den Wert des Widerstands zu Verstärkungseinstellung limitieren.

Operationsverstärker mit Spannungs- oder Stromrückkopplung betreffend ist das hier Gesagte nur die Spitze des Eisbergs.

Operationsverstärker mit Stromrückkopplung geben Ingenieuren eine weitere leistungsstarke Option zur Schaltungsentwicklung an die Hand. Wenn Ihnen das nächste Mal nach einem Operationsverstärker mit Spannungsrückkopplung ist, dann sollten Sie sich einen Augenblick Zeit nehmen, und noch einmal überlegen – vielleicht finden Sie eine andere tolle Alternative.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.

Drehpotentiometer: Es muss etwas Besseres geben

Antwort: Zunächst einmal muss erwähnt werden, dass man beim Einsatz von Potis in Rückkopplungsschleifen, speziell bei höheren Frequenzen, vorsichtig sein muss. Potis mit Drahtwicklungen haben hohe Induktivitäten und können Instabilitäten bewirken. Aufpassen sollte man auch bei Karbon-Potis – diese verursachen Rauschen. Die folgenden Dinge kann man jedoch versuchen.

Je nach Situation kann man einen Serienwiderstand einbauen und das Poti zur Feinabstimmung verwenden. Richtig dimensioniert, wird sich die Poti-Empfindlichkeit deutlich reduzieren. Man kann auch das Poti parallel zum Rückkopplungswiderstand schalten. Auch hier muss der Rückkopplungswiderstand richtig und in Hinblick auf den Beitrag, den das Poti leistet, dimensioniert werden. Der Vorteil dieser Möglichkeit besteht darin, dass man bis hinunter auf null Ohm gehen kann.

Eine bessere Option sind digital steuerbare Potentiometer, so genannte „digiPOTs“. Diese sind extrem genau und vermeiden typische Potentiometerprobleme wie Abnutzung, Vibration, Drift, Abmessungen, mechanische Einstellung und umweltbedingte Probleme. Mehrere Optionen zur digitalen Steuerung sind möglich (SPI, I2C, Knopfdruck und Up/Down-Schnittstelle). Die Einstellung ist genau und wiederholbar. Ein digiPOT kann auch als Rheostat verwendet werden. Ein Rheostat ist ein Poti, bei dem einer der Anschlüsse mit dem Schleifer verbunden ist, um einen variablen Widerstand zu erhalten.

digiPOTs arbeiten in nichtinvertierenden und in invertierenden Operationsverstärker-Konfigurationen. Die Bandbreite dieser Bauteile deckt als Funktion des Widerstandswertes einen großen Bereich ab. Zum Beispiel weist ein auf 1 kΩ eingestellter digiPOT eine Bandbreite von etwa 5 MHz auf, während eine Widerstandseinstellung von 10 kΩ eine Bandbreite von 500 kHz hat. digiPOTs sind äußerst vielseitig und geben Entwicklern ein neues Werkzeug für ihre Toolbox an die Hand. Eigenschaften wie geringe Stromaufnahme, kleine Grundfläche und die Zuverlässigkeit von Halbleitern machen digiPOTs zu einer sehr attraktiven Alternative gegenüber „altmodischen“ Drehpotentiometern.

Obwohl es sich bei digiPOTs um einfache Funktionsblöcke handelt (was die meisten Komponenten sind), sind einige Informationen zu beachten. Die Datenblätter für digiPOTs enthalten eine Vielzahl umfassender Informationen. Zur Optimierung von Schaltungen sollte man diese Infos unbedingt lesen.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.

Stromversorgungsschaltungen selbst gemacht

Eine Stromversorgungsschaltung zu entwickeln, das kann eine ziemlich aufwändige Aufgabe sein. Diese beginnt damit, die Komplexität der Schaltung zu verstehen und reicht bis zu Hilfestellungen seitens des Chip-Distributors. Der Artikel beschreibt, wie Sie mit den verfügbaren Hilfsmitteln schnell Ihr eigenes Netzteil entwerfen können – ohne Unterstützung durch den Hersteller.

Der Entwurf eines Netzteils ist durchaus anspruchsvoll, aber dank der mittlerweile verfügbaren Hard- und Software-Tools ist es heute einfacher als je zuvor. Sie können mittlerweile den Entwurf Ihrer Stromversorgungs-Schaltungen selbst in die Hand nehmen.

Lassen Sie uns mit dem Entwurf eines Abwärtswandlers oder im alten Sprachgebrauch Tiefsetzstellers beginnen. Ein erstklassiges Beispiel für eine solche Schaltung ist der TPS54331 für einen Ausgangsstrom von 3 A und eine Eingangsspannung von 28 V.

Der asynchrone Swift-Abwärtswandler mit Eco-mode verfügt über einen integrierten High-Side-MOSFET mit geringem RDS(on). Um den Wirkungsgrad bei niedriger Ausgangsleistung anzuheben, wird im Bedarfsfall automatisch der Eco-mode aktiviert, in dem Impulse übersprungen werden (Pulse Skipping). Die Hysterese der eingangsseitigen Unterspannungs-Sperre wird mit einem resistiven Spannungsteiler programmiert.

Der Hersteller dieses Bausteins bietet umfangreiche Unterstützung an. So enthält das Datenblatt zahlreiche Informationen über das Produkt – von den typischen Eigenschaften über eine Beschreibung des Bausteins bis hin zu Hinweisen für den Schaltungsentwurf [1]. Neben diesem detaillierten Datenblatt gibt es auch ein Evaluationsmodul [2].

 Bild 1: Layout des Evaluationsmoduls zum TPS54331
Bild 1: Layout des Evaluationsmoduls zum TPS54331

Dieses stellt eine Hardwareplattform (Bild 1) zum Durchmessen und Modifizieren der Schaltung zur Verfügung (Bild 2), wenn man sich dem finalen Schaltungsentwurf nähert.

 Bild 2: Schaltbild des Evaluationsmoduls zum TPS54331
Bild 2: Schaltbild des Evaluationsmoduls zum TPS54331

Bevor Sie sich jedoch endgültig für eine bestimmte Gleichspannungswandler-Schaltung entscheiden, sollten Sie ein Tool wie die Software SwitcherPro von Texas Instruments zu Rate ziehen. Wie Sie an diese Software kommen, erfahren Sie am besten bei Ihrem Distributor [3].

SwitcherPro Step by Step

Die als Online- und Desktopversion verfügbare Software ist für den Entwurf des Netzteils mit Bauelementen von Texas Instruments gedacht. Die Software gibt Ihnen die Gelegenheit, EVM-Referenzdesigns als Ausgangspunkt für Ihre eigenen Netzteil-Lösungen zu verwenden. Die Desktop-Version der Software räumt jetzt sogar noch mehr Flexibilität beim Erarbeiten von Stromversorgungs-Designs ein, da keine Internetverbindung mehr erforderlich ist. Sie können deshalb mit Ihrem ganz persönlichen Tempo an Ihrem Design arbeiten.

 Bild 3: Layout-Vorschlag der Software SwitcherPro für den TPS54331
Bild 3: Layout-Vorschlag der Software SwitcherPro für den TPS54331

SwitcherPro erstellt ein Schaltbild für den Netzteilentwurf und macht Layoutvorschläge. Nach dem Start der Software erkennen Sie auf der linken Seite des Fensters die Option ‚EVM Designs‘. Auch das im obigen Beispiel erwähnte EVM zum TPS54331 findet sich auf der hier erscheinenden Liste. Der Layout-Vorschlag für den DC-DC-Wandler TPS54331 ist in Bild 3 zu sehen. Beide Layouts, also sowohl das in Bild 1 als auch das in Bild 3, sind übrigens bereits getestet und erprobt.

SwitcherPro bietet Ihnen auch Gelegenheit, die Vorgaben an die Schaltung zu verändern oder auf einen anderen Baustein zu wechseln. Sie müssen hierzu nur das EVM-Design kopieren und die Option ‚Edit Circuit‘ wählen. In dieser Darstellung ist es möglich, die Maximal- und Minimal-Werte für den Eingang des Gleichspannungswandlers zu verändern und auch die Ausgangsspannung und den Ausgangsstrom zu modifizieren. Die Analysen ‚General‘, ‚Stress‘, ‚Efficiency‘ und ‚Loop‘ stehen zur Verfügung.

 Bild 4: Von SwitcherPro erstelltes Schaltbild für den TPS54331
Bild 4: Von SwitcherPro erstelltes Schaltbild für den TPS54331

Zum Abschluss des Designzyklusses können Sie zu Ihrem Evaluation Modul zurückkehren, die von SwitcherPro vorgeschlagenen Werte verändern und Ihre neue Schaltung verifizieren. Wenn Sie online arbeiten, können Sie Ihre Schaltung zudem recht einfach mit anderen Personen teilen.

Mir ist durchaus bewusst, dass die Aussagen in diesem Artikel das Risiko bergen, dass meine Dienste als Applikationsingenieur künftig weniger gefragt sind. Was zählt, ist jedoch, dass Sie künftig sagen können: „Ich kann mein Netzteil selbst entwerfen!“

Referenzen

  1. 3A 28V INPUT STEP DOWN SWIFT™ DC/DC CONVERTER WITH Eco-mode™ (Rev. C),  SLVS839C, Texas Instruments, March 2010.
  2. TPS54331EVM-232 3-A, SWIFT™ Regulator Evaluation Module,” SLVU247, Texas Instruments, July 2008.
  3. SwitcherProTM Switching Power Supply Design Tool

Von Bonnie Baker, Texas Instruments.

Durchflusswandler mit Snubbern beschalten

 Bild 1: Die Streuinduktivität verlangsamt das Abschalten von D2 Bild 1: Die Streuinduktivität verlangsamt das Abschalten von D2

Bild 1 zeigt die Leistungsstufe eines Durchflusswandlers. Dieser Wandler arbeitet mit einem Transformator, der die Eingangsspannung in den Sekundärkreis induziert, wo sie gleichgerichtet und gefiltert wird. Ein Snubberglied wird häufig benötigt, wenn D2 gezwungen wird, durch einen Kreis mit niedriger Induktivität, der aus der reflektierten Primärspannung und der Streuinduktivität des Transformators gebildet wird, in den Aus-Zustand umzuschalten.

D2 kann beispielsweise eine p-n-Siliziumdiode mit einer Sperrverzögerungsladung sein, die abgebaut werden muss, bevor die Diode abschaltet. Hierdurch baut sich ein Überstrom in der Streuinduktivität auf, der zu hochfrequentem Nachschwingen und einer Spannungsüberhöhung an der Diode führt. Eine ähnliche Situation ergibt sich bei Schottky-Dioden wegen ihrer größeren Sperrschichtkapazität und selbst bei Synchrongleichrichtern wegen ihrer Abschaltverzögerungszeiten.

 Bild 2: D2 verursacht übermäßiges Nachschwingen beim Abschalten Bild 2: D2 verursacht übermäßiges Nachschwingen beim Abschalten

Bild 2 zeigt einige Signalverläufe in der Schaltung. Die obere Kurve ist die Drain-Spannung von Q1, die mittlere ist die Spannung an der Verbindung von D1 und D2, und die untere ist der Strom durch D1. In der oberen Kurve ist zu sehen, dass beim Einschalten von Q1 die Drain-Spannung unter die Eingangsspannung sinkt, so dass der Strom durch die Diode D1 steigt.

Wenn in D2 keine Sperrverzögerungsladung vorhanden wäre, würde die Sperrschichtspannung steigen, sobald der Strom durch D1 ebenso groß wie der Ausgangsstrom ist. Da sie aber eine Sperrverzögerungsladung hat, steigt der Strom durch D1 weiter und beginnt mit dem Abbauen der Ladung.

Ist die Ladung abgebaut, so schaltet die Diode aus und bewirkt, dass die erhöhte Sperrschichtspannung steigt. Zu beachten ist, dass der Strom so lange zunimmt, bis die Sperrschichtspannung ebenso groß wie die reflektierte Eingangsspannung ist, weil über der Streuinduktivität eine positive Spannung liegt. Während sie steigt, lädt dieser Strom parasitäre Kapazitäten auf, was zu weiterem Nachschwingen und zusätzlichen Verlusten in der Schaltung führt.

 Gleichung 1 Gleichung 1

Diese Nachschwingsignale sind in vielen Fällen inakzeptabel, da sie ein Störungen hervorrufen oder die Diode mit inakzeptablen Überspannungen beaufschlagen können. Ein RC-Snubberglied über D2 kann dieses Nachschwingen wesentlich dämpfen, ohne dass der Wirkungsgrad nennenswert darunter leidet. Die Nachschwingfrequenz lässt sich mit Hilfe von Gleichung 1 ermitteln.

Woher aber bekommen Sie die Werte von L und C in Ihrer Schaltung? Der Trick besteht darin, die Nachschwingfrequenz durch Hinzufügen einer bekannten Kapazität über D2 zu senken – dann haben Sie zwei Gleichungen und zwei Unbekannte. Sie können sich das Leben sogar noch leichter machen, wenn Sie die zusätzliche Kapazität nur gerade so groß machen, dass sich die Nachschwingfrequenz halbiert. Bei der halben Frequenz benötigen Sie eine Gesamtkapazität, die gleich dem Vierfachen der parasitären Anfangskapazität ist. Anschließend brauchen Sie nur die zusätzliche Kapazität durch 3 zu dividieren, um die parasitäre Kapazität zu bestimmen.

 Bild 3: Ein Verdoppeln der Nachschwingfrequenz ermöglicht die Berechnung der parasitären Elemente Bild 3: Ein Verdoppeln der Nachschwingfrequenz ermöglicht die Berechnung der parasitären Elemente

Bild 3 zeigt nochmals die Signalverläufe, nun jedoch mit 470 pF über D2 und bei der Hälfte der ursprünglichen Nachschwingfrequenz. Somit beträgt die parasitäre Kapazität der Schaltung etwa 150 pF. Das bloße Hinzufügen einer Kapazität hat auf die Nachschwingamplitude wenig Einfluss.

Die Schaltung erfordert vielmehr einen bestimmten Widerstand um das Nachschwingen zu dämpfen. Auch deshalb ist der Faktor 3 beim Kondensator für den Anfang ein guter Wert. Bei richtiger Wahl des Widerstandwertes stellt sich ein gutes Dämpfungsverhalten mit minimalen Einbußen beim Wirkungsgrad ein. Der optimale Wert für den Dämpfungswiderstand ist fast gleich dem Wellenwiderstand der parasitären Elemente (Gleichung 2).

 

 Gleichung 2 Gleichung 2

Unter Rückgriff auf Gleichung 1 errechnet sich bei einer Nachschwingfrequenz von 35 MHz und einer parasitären Kapazität von 150 pF die Streuinduktivität zu 150 nH. Setzt man 150 nH in Gleichung 2 ein, ergibt sich für den Widerstand des Snubberglieds ein Wert von ca. 30 Ohm.

 

 Bild 4: Durch geeignete Wahl des Dämpfungswiderstands lässt sich das Nachschwingen praktisch eliminieren Bild 4: Durch geeignete Wahl des Dämpfungswiderstands lässt sich das Nachschwingen praktisch eliminieren

Bild 4 veranschaulicht, wie sich die Hinzunahme des Dämpfungswiderstands auswirkt. Das Nachschwingen ist praktisch eliminiert, und die Überspannung hat sich von 60 auf 40 V verringert. Somit kann eine Diode mit niedrigerer Nennspannung gewählt werden, was die Effizienz verbessert. Der letzte Schritt dieses Prozesses besteht in der Berechnung der Verluste im Dämpfungswiderstand.

 

 

 

 Gleichung 3 Gleichung 3

Dies erfolgt durch Auflösen von Gleichung 3, in der f die Betriebsfrequenz ist.Nach der Berechnung müssen Sie noch entscheiden, ob die Schaltung die Verluste in der Snubber-Beschaltung verkraftet. Wenn nicht, geht es darum, einen Kompromiss zwischen dem Nachschwingen und den Snubber-Verlusten zu finden. Wie Sie den optimalen Dämpfungswiderstand ermitteln, haben wir bereits im Power-Tipp Nr. 4 (siehe dort Bild 3) erörtert.

Zusammengefasst ist die Beschaltung eines Durchflusswandlers mit einem Snubberglied ein simpler Vorgang:

1) Hinzufügen der Kapazität, die eine Halbierung der Nachschwingfrequenz bewirkt.

2) Berechnen der parasitären Kapazität und Induktivität.

3) Berechnen des Dämpfungswiderstands.

4) Ermitteln, ob die in der Schaltung entstehenden Verluste akzeptabel sind.

Der nächste Tipp beschäftigt sich mit weiteren Snubber-Bauelementen für Stromversorgungen.

Literatur

[1] Middlebrook, R. D.; Cuk, S.: „Advances in Switched-Mode Power Conversion“, Bd. I und II, 2. Auflage, TESLAco, 1983, 533 Seiten. Erhältlich bei TESLAco, 10 Mauchly, Irvine, CA 92718, Tel. +1 (714) 727-1960. (Erste Auflage C 1981.)

Von Robert Kollman, Texas Instruments.