Unbeabsichtigte Resonanzerscheinungen beim Einschalten und Hot-Swapping

Ähnliche Probleme können auch auftreten, wenn Sie einen Strom, der durch induktive Bauelemente fließt, plötzlich unterbrechen. Typischerweise kommt es zu solchen Problemen beim Umgang mit Hot-Swap- oder Hot-Plug-Baugruppen oder beim Versuch, den Eingang zu einem Funkentstörfilter zu öffnen.

 Bild 1: Das Ansprechverhalten eines Filters kann Überspannungen verursachen, die nachgelagerte Elektronikbaugruppen beschädigen können Bild 1: Das Ansprechverhalten eines Filters kann Überspannungen verursachen, die nachgelagerte Elektronikbaugruppen beschädigen können

Bild 1 zeigt das vereinfachte Schaltbild eines Filters mit geschaltetem Eingang. Die Induktivität in dieser Schaltung kann bewusst dort angeordnet sein; sie kann aber auch unbeabsichtigt wirksam werden, etwa in Form von langen Zuleitungen in einem Power-over-Ethernet-System (PoE-System).

Ebenfalls abgebildet ist der Verlauf der Eingangsspannung, die eingeschaltet wird, sowie der resultierenden Ausgangsspannungen für den Fall, dass der Dämpfungsfaktor kleiner als 1 ist (Dämpfungsfaktoren über 1 bewirken kein Überschwingen). Die zum niedrigeren Dämpfungsfaktor gehörende Funktion hat die in Gleichung 1 beschriebene Form:

Gleichung 1    (Gl. 1)

Darin sind: ζ der Dämpfungsgrad, der auch gleich 1/(2*Q) ist, ωn die durch die Induktivität und die Kapazität gegebene Eigenfrequenz und ϕ der Arcuskosinus von ζ.

Für den hier gezeigten Serienresonanzkreis lässt sich die Güte Q leicht ermitteln. Sie ist gleich dem Wellenwiderstand, dividiert durch den Serienwiderstand wie in Gleichung 2 beschrieben.

 

Gleichung 2

(Gl. 2)

 

 

Ein System mit einer hohen Güte Q (d.h. mit geringer Dämpfung) ist ungedämpft, wodurch sich die Filterausgangsspannung bis auf das Doppelte der Eingangsspannung (Uin) aufschwingen kann. In einem System mit einem niedrigeren Q wird die maximale Nachschwingspannung niedrig gehalten.

Bild 2 zeigt das prozentuale Überschwingen als Funktion des Dämpfungsgrades. Mit einem Dämpfungsgrad von 0,4 (einem Q von 1,25) lässt sich die Nachschwingspannung auf 130% der Eingangsspannung begrenzen. Dies ist unter Umständen keine praxisgerechte Lösung, da zusätzliche Verluste im Dämpfungswiderstand oder die Filterungsverluste aufgrund einer Widerstands-Kondensator-Serienschaltung inakzeptabel sein können. Wenn diese Verluste in dem jeweiligen Design nicht zu tolerieren sind, müssen möglicherweise weitere Bauelemente hinzugefügt werden.

 Bild 2: Eine Erhöhung des Dämpfungsgrades (also eine Verringerung der Güte Q) setzt das Überschwingen herab Bild 2: Eine Erhöhung des Dämpfungsgrades (also eine Verringerung der Güte Q) setzt das Überschwingen herab

So kann die Schaltung beispielsweise zusätzlich mit einem Serienwiderstand und einem Kondensator gedämpft werden, die parallel zum Filterkondensator (C1) geschaltet werden. Sie können auch eine Hot-Swap-Schaltung einsetzen, um Spitzenströme im Filter zu begrenzen, oder Sie können eine Diode parallel zur Induktivität schalten, so dass der Kondensator über eine niedrige Impedanz geladen wird.

So ungünstig wie die Verhältnisse erscheinen, sind sie allerdings meistens nicht, denn der Strom durch die Induktivität führt zu deren magnetischer Sättigung und das Laden des Kondensators lässt sich auch mit einer Serieninduktivität bewerkstelligen, die weitaus kleiner als erwartet ist. Kommt es zur magnetischen Sättigung, dann sinkt der Wellenwiderstand des Filters und mit ihm Q, wodurch sich das Überschwingen reduziert.

Um zu ermitteln, ob dies in einem System mit hohem Q der Fall ist, berechnen Sie den Spitzenstrom, indem Sie den Spannungssprung durch den Wellenwiderstand des Systems dividieren. Dem Datenblatt zur Induktivität können Sie anschließend entnehmen, ob diese durch den Strom in Sättigung gerät.

Zusammenfassend lässt sich sagen, dass das Nachschwingen eines Filters beim Einschalten der Eingangsspannung zu Überspannungen führen kann, die nachgelagerte Elektronikbaugruppen zerstören können. Dies ist insbesondere in Systemen wie z.B. PoE-Systemen ein Problem, die tendenziell eine hohe Güte aufweisen, da sie mit verlustarmen Keramikkondensatoren und Induktivitäten, die nicht in Sättigung geraten, bestückt sind.

Wenn die Spannung ein inakzeptabel hohes Niveau erreicht, benötigt man bei diesen Systemen eine zusätzliche Dämpfung, eine Strombegrenzung oder ein anderes Begrenzungsverfahren.

Nach der folgenden simplen Methode können Sie ermitteln, ob mit Problemen zu rechnen ist:

Aufzählung Power-Tipp, Teil 20

 

 

 

 

 

Von Robert Kollman, Texas Instruments.

 

Die DC-Parameter von Operationsverstärkern messen

Antwort: Mein englischer Kollege  hat berichtet, das er im Restaurant „La Cognette” in Issoudun in Zentralfrankreich und nicht viel später, in einem Lokal, das vermutlich das beste Restaurant in Afrika ist – Le Quartier Français” in Franschhoek im südafrikanischen Weinanbaugebiet gegessen hat. In beiden Restaurants hatte er die Gelegenheit, den Küchenchef zu fragen, wie ein bestimmtes Gericht zubereitet wird. Und in beiden Lokalen gab man ihm alle Details, die er sich nur wünschen konnte. Der Durchschnittliche versucht, alles zu verbergen, während der wahrhaft Große sein Wissen preisgibt.

Analog Devices ist ein weltweit führender Anbieter von Analogtechnologie. Wir glauben an den Ausspruch „Wenn man es nicht messen kann, ist es keine Wissenschaft” [1]. Außerdem sind wir froh, Einzelheiten darüber, wie wir die Parameter unserer Produkte messen, weiterzugeben. Viele Lehrbücher zeigen das Diagramm eines Operationsverstärkers mit Eingängen auf Masse und einer Closed-Loop-Verstärkung von 1 bis 10.000, der einen Spannungsmesser treibt, welcher den von 1 bis 10.000 verstärkten Offset anzeigt. Diese Technik funktioniert unter der Voraussetzung, dass man die thermoelektrischen Spannungen und die Einflüsse von Biasströmen sorgfältig minimiert. Allerdings wird so nur der Offset gemessen.

Eine leicht komplexerer Aufbau, bei dem ein zweiter Operationsverstärker verwendet wird, erlaubt die Messung von Offsetspannung, Biasstrom, Open-Loop-Verstärkung, Gleichtaktunterdrückung (CMR) und Unterdrückung von Störungen auf der Spannungsversorgung (Power Supply Rejection) mit minimalen Änderungen der Schaltung und ohne Low-Level Signal-Switching (welches Rauschen und Fehler bewirken kann).

Mit zwei zusätzlichen Widerständen und zwei weiteren Kondensatoren sind auch AC-Messungen möglich. Darüber hinaus muss es sich bei dem zweiten Operationsverstärker nicht um einen Hochleistungs-OPV handeln, um hochgenaue Messungen (z.B. die Messung sehr kleiner Offsets und sehr hoher Verstärkungen) durchzuführen.

Das Grundprinzip der Schaltung ist, dass der Hilfs-Operationsverstärker eine Rückmeldung zum DUT (Device Under Test) liefert. Dies bringt seinen Ausgang auf ein Potenzial, welches die differenzielle Spannung an den Eingängen des Hilfs-Operationsverstärkers auf (fast) Null bringt.

[1] In „The Door into Summer” von Robert A. Heinlein (Kapitel 9), sagt Dr. Twitchell: „Falls man es nicht messen kann, ist es keine Wissenschaft.” Dies ist eine Umkehrung der Aussage „Falls es Wissenschaft ist, kann man es messen.“ Populär Lord Kelvin zugeschrieben, ist dies eine ungenügende Synopsis von dem was er eigentlich sagte, was näher an Dr. Twitchells Beobachtung ist. „In der Physik als Wissenschaft besteht der erste wichtige Schritt bei der Erarbeitung eines neuen Themengebiets, mathematisch fassbare Grundsätze und Möglichkeiten zu finden, diese mit Messungen nachzuweisen. Ich sage oft, dass, wenn man das, worüber man spricht, messen und es in Zahlen ausdrücken kann, man etwas über es weiß; wenn man es jedoch nicht messen kann und es nicht in Zahlen fassen kann, ist das Wissen mager und nicht befriedigend. Es mag der Beginn von Wissen sein, doch man hat sich dann in seinem Denken kaum in Richtung hin zur Wissenschaft weiterentwickelt, ganz gleich, um welches Thema es geht.“ [Popular Lectures & Addresses, Vol. 1 „Electrical Units of Measurement” 1883-05-03]

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.

Präzisions-Spannungsreferenz und Operationsverstärker kombiniert

Dieser Tipp zeigt eine effiziente Möglichkeit, wie man in Schaltungen mit Operationsverstärkern mit nur einer Versorgungsspannung das Rauschen verringert und die Schaltkreisstabilität verbessert.

Schaltungen mit Operationsverstärkern mit nur einer Versorgungsspannung weisen Probleme auf, die es bei Schaltungen mit symmetrischer Versorgung nicht gibt. Eine Referenzspannung in der Mitte des Operationsverstärker-Ausgangsbereichs erlaubt symmetrische Ausgangssignale in Bezug auf die Gleichtaktspannung. Erreicht wird dies, indem man die Versorgungsspannung mit einem Spannungsteiler halbiert. Diese einfache Lösung (Bild 1) reduziert die Stabilität und die Unterdrückung von Störungen auf der Versorgungsspannung.

Der Eingang wird durch R8/R9 auf Us/2 vorgespannt. Eine kapazitive Kopplung sorgt für eine virtuelle Null, reduziert die Gleichspannungs-Rauschverstärkung auf 1 und hält den Gleichspannungs-Ausgang auf dem Niveau der eingestellen Vorspannung. Dadurch werden Verzerrungen in Folge übermäßiger Verstärkung des Eingangsoffsets verhindert. Phasenverschiebungen, verursacht durch die „Break“-Frequenzen, erhöhen jedoch die Möglichkeit von Schwingungen.

Eine weitere Einschränkung ist das Unterdrücken von Störungen auf der Versorgungsspannung. Falls C2 fehlt, wirken sich Änderungen der Versorgungsspannung direkt auf die Vorspannung aus. Bei Gleichspannungen ist dies kein Problem. Allerdings wird ein Rauschen an den Versorgungspins zusammen mit dem Eingang verstärkt. C2 verbessert die Störunterdrückung, reduziert aber die niederfrequente Gleichtaktunterdrückung und erlaubt eine Rückkopplung über die Stromversorgung unter 320 Hz. Größere Kondensatoren sind erforderlich, um „Motor Boating“ und andere Stabilitätsprobleme zu verhindern.

Noch schlechter ist es, wenn der Operationsverstärker einen hohen Ausgangsstrom liefert und dadurch auf der Versorgungsleitung eine beachtlich hohe Signalspannung auftritt. Dadurch, dass der nicht-invertierende Eingang sich auf die Versorgungsspannung bezieht, wird dieses Signal direkt in den Operationsverstärker eingespeist und durch die Phasenbeziehung entstehen Schwingungen.

 Bild 2: Blockschaltbild der ADR821
Bild 2: Blockschaltbild der ADR821

Eine effiziente Möglichkeit eine Vorspannung in solchen Anwendungen bereit zu stellen, besteht im Einsatz einer ADR821 (Bild 2). Dieses Bauteil enthält in einem einzigen Gehäuse eine präzise 2,5-V-Spannungsreferenz mit geringem Stromverbrauch und einen, bei einer Verstärkung von 1, stabilen Operationsverstärker.

Das führt zu reduzierten Kosten, geringerem Stromverbrauch, weniger externen Bauteilen und kleineren Platinenflächen. Die Referenz mit niedriger Impedanz verbessert das Rauschen der Versorgungsspannung und die Schaltkreisstabilität. Sie kann auch als Referenz für A/D-Wandler oder D/A-Wandler verwendet werden. Mit einer Genauigkeit von 0,2% und einem Temperaturkoeffizienten von 15 ppm/°C verbraucht der Chip weniger als 400 μA.

Der Autor: Reza Moghimi, Analog Devices.

EMV-konforme RS-485-Schutzschaltungen

 

 

 

 Bild 1: EVAL-CN0313-SDPZ – Drei EMV-konforme Schutzschaltungen mit dem Transceiver ADM3485E (vereinfachte Blockschaltungen). (Bild: Analog Devices) Bild 1: EVAL-CN0313-SDPZ – Drei EMV-konforme Schutzschaltungen mit dem Transceiver ADM3485E (vereinfachte Blockschaltungen). (Bild: Analog Devices)

Das EVAL-CN0313-SDPZ ist eine getestete EMV-konforme Lösung, die RS-485-Schnittstellen in Verbindung mit dem Transceiver ADM3485E vor Störungen schützt.

Die Schaltung stellt sicher, dass das dynamische Zusammenspiel zwischen dem Transceiver und den Komponenten der Schutzschaltungen störungsfrei funktioniert und Schutz vor elektrostatischer Entladung, Transienten und Überspannungen gemäß den Normen IEC 61000-4-2, IEC 61000-4-4 und IEC 61000-4-5 gewährleistet ist.Denn damit sicher gestellt ist, dass RS-485-Schnittstellen auch in Umgebungen mit elektromagnetischen Störungen wie geplant arbeiten, sind die relevanten EMV-Vorschriften zu erfüllen. Innerhalb dieser EMV-Vorschriften gibt es für Datenkommunikationsleitungen Hochvolt-Transienten der drei folgenden Typen:  

–        IEC 61000-4-2: Störfestigkeit gegen elektrostatische Entladungen (ESD),

–         IEC 61000-4-4: Festigkeit gegenüber schnellen Transienten (EFT) und

–        IEC 61000-4-5: Störfestigkeit gegen Überspannungen (Surge Immunity).

Bild 1 zeigt drei verschiedene Möglichkeiten, die Daten-Schnittstellen zu schützen. Zu sehen ist das Blockschaltbild des EVAL-CN0313-SDPZ. Beim ADM3485E handelt es sich um einen für 3,3 V ausgelegten Daten-Transceiver mit geringer Stromaufnahme, der für Half-Duplex-Kommunikation auf Multipoint-Übertragungsleitungen geeignet ist. Der Tranceiver bietet eine Datenrate bis zu 12 MBit/s mit einem Gleichtaktbereich an den Bus-Anschlüssen (A und B) von −7 bis 12 V.

In der ersten Schutzschaltung (in Bild 1 mit TVS bezeichnet) wird das Bauteil CDSOT23-SM712 von Bourns verwendet. Dabei handelt es sich um ein TVS-Array (Transient Voltage Suppressor), das für den Schutz von RS-485-Schnittstellen optimiert ist. Dieses Konzept bietet ESD-Schutz bis zu 8 kV (Kontakt) bzw. 15 kV (Luftstrecke), Schutz vor schnellen Transienten (EFT) bis 2 kV sowie vor Überspannungen bis 1 kV.

Im zweiten Konzept (in Bild 1 als TVS/TBU/TISP dargestellt) bieten das TVS den sekundären, der TISP4240M3BJR-S von Bourns den primären Schutz. Beim TISP4240M3BJR-S handelt es sich um einen komplett integrierten Überspannungsschutz (TISP). Der TISP ist ein Thyristor. Die Transient Blocking Unit TBU-CA065-200-WH von Bourns ist eine nichtlineare Überstrom-Schutzkomponente zwischen den primären und sekundären Schutzbauteilen, die für die Koordination sorgt.

Dieses Schutzkonzept schützt bis zu 8 kV (Kontakt) bzw. 15 kV (Luftstrecke) gegenüber ESD, bis 2 kV vor EFT und bis 4 kV vor Überspannungen. Das dritte Schutzkonzept (in Bild 1 als TVS/TBU/ GDT bezeichnet) arbeitet ähnlich wie das Schutzkonzept 2. Eine Gasentladungsröhre (GDT) bietet zum Schutz vor Überspannungstransienten einen Massepfad nach Masse mit niedriger Impedanz. Gewählt wurde das Modell Bourns 2038-15-SM-RPLF.

Schutz bis 8 kV am Kontakt und 15 V Luftstrecke

Dieses dritte Schutzkonzept schützt bis zu 8 kV (Kontakt) bzw. 15 kV (Luftstrecke) gegenüber ESD, bis 2 kV vor EFT und bis 6 kV vor Überspannungen. Die hier beschriebenen Schutzschaltungen demonstrieren drei verschiedene EMV-konforme Lösungen für RS-485-Schnittstellen. Sie geben Entwicklern Optionen für den jeweils erforderlichen Schutz an die Hand. Alle hier beschriebenen Schutzschaltungen wurden von einem unabhängigen externen EMV-Testlabor verifiziert. Das EVAL-CN0313-SDPZ ist das industrieweit erste EMV-konforme RS-485-Entwicklungswerkzeug, das Schutz vor elektrostatischer Entladung, schnellen Transienten und Überspannungen bis Level 4 bietet.

Den ausführlichen Tipp mit weiteren Bildern finden Sie hier Der Autor: James Scanlon ist Senior Evaluation Engineer bei Analog Devices in Limerick/Irland.

Leiterplattenlayout für Schaltungen mit schnellen Wandlern: Das E-Pad tief unten

Frage: Welche wichtigen Regeln muss man beim Layout der Leiterplatte in Verbindung mit schnellen Wandlern beachten?
Antwort: Das „Exposed Pad” (E-Pad) ist ein weiterer wichtiger, oft übersehener Bestandteil eines Wandlers, der wichtig für die bestmögliche Leistungsfähigkeit und optimale Ableitung der Verlustwärme ist.

Das E-Pad (Pin 0) ist das „Paddel”, welches man unter den meisten modernen schnellen ICs findet. Eine wichtige Verbindung, die alle internen Massepotenziale vom „Die“ auf einem zentralen Punkt unter dem Bauteil bringt. Das E-Pad ist verantwortlich für das Fehlen von Massepins bei vielen Wandlern und Verstärkern. Wichtig ist, dieses „Paddel“ mit der Leiterplatte zu verlöten und so eine robuste elektrische und thermische Verbindung herzustellen.

Falls dies nicht gemacht wird, kann Chaos im System entstehen. Drei Schritte helfen, die beste elektrische und thermische Verbindung zum E-Pad herzustellen. Erstens, falls möglich, dupliziere man das E-Pad auf jeder Lage der Leiterplatte. So entsteht eine solide thermische Verbindung zu allen Massepotenzialen und die Verlustwärme kann schnell abgeführt werden. Dies ist besonders wichtig bei Bauteilen mit hoher Leistungsaufnahme.

Elektrisch gesehen ergibt dies auch eine gute Verbindung zu allen Masselagen. Durch eine Wiederholung des E-Pads auf der unteren Lage der Leiterplatte kann es als Massepunkt zur Entkopplung und als Stelle zur Befestigung eines Kühlkörpers verwendet werden.

Zweitens unterteilt man das E-Pad in gleiche Segmente. Ein Schachbrettmuster funktioniert am besten und lässt sich mit Hilfe eines Musters im Siebdruck oder einer Lötmaske implementieren. Es gibt keine Garantie, wie die Lötpaste fließt, um das Bauteil während des Reflow-Löt-Prozesses mit der Leiterplatte zu verbinden. Somit kann die Verbindung zwar vorhanden, aber nicht gleichmäßig verteilt sein. Oder noch schlimmer, klein sein und sich in einer Ecke befinden.

Durch eine Unterteilung des E-Pad in kleinere Partitionen wird in jeden separaten Bereich ein Verbindungspunkt platziert. Dies sorgt für eine robuste, gleichmäßige Verbindung zwischen Bauteil und Leiterplatte.

Zum Schluss sollte man sicherstellen, dass jede Partition „Via“-Verbindungen mit Masse hat. Die Partition ist normalerweise groß genug für mehrere „Vias“. Auch ist darauf zu achten, dass alle „Vias“ vor der Bestückung mit Lötpaste oder Epoxidharz gefüllt sind. Dieser wichtige Schritt sorgt dafür, dass die E-Pad Lötpaste nicht in die „Via“-Hohlräume fließt. Dies würde die Chance verringern, eine einwandfreie Verbindung zu erhalten.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.

Mehrere negative Ausgangsspannungen erzeugen

Im Zusammenhang mit der VoIP (Voice over Internet Protocol)-Telefonie entstand ein Bedarf an passenden Schaltungen, die mehrere hohe negative Ausgangsspannungen erzeugen können. Diese Spannungen dienen zum Ansteuern der Telefonleitungen. Allgemein liefert eine –24-V-Ausgangsspannung den Schleifenstrom, wenn sich die Leitung im Sprechmodus befindet.

Daneben sind gewöhnlich ein oder zwei weitere negative Ausgänge vorhanden, die den Rufstromgeber ansteuern. Interessanterweise schließen sich die an eine Telefonleitung angeschlossenen Lasten gegenseitig aus, d. h. eine gleichzeitige Übermittlung von Rufstrom und Sprachinformationen ist nicht möglich. In einem System können allerdings viele Telefonleitungen vorhanden sein, was zu zahlreichen Lastszenarien führt.

Diese Systeme werden häufig an einer 12-V-Spannungsquelle betrieben, die bereits von der Eingangsspannung galvanisch getrennt ist, so dass eine zweite Isolationsstufe in der Regel nicht benötigt wird. Die Leistungen, mit denen in diesem Bereich gearbeitet wird, liegen meist unter 25 W, und die Anforderungen an die Regelung bewegen sich allgemein in der Größenordnung von 3 bis 10%

Für diesen Anwendungsfall bietet sich die Sperrwandler-Topologie an. So ist bei diesem Wandlertyp das Leistungsniveau gleichbleibend, mehrere höhere Ausgangsspannungen lassen sich leicht herstellen, und die Wirkungsweise des Sperrwandlers ist gut bekannt.

Beim Sperrwandler sind aber auch einige Schwierigkeiten zu meistern: Zur Topologie gehören unter anderem Leistungsschalter-Spannungen, die nicht begrenzt werden und entsprechend starkes Nachschwingen verursachen. Es wird normalerweise ein zweistufiges Ausgangsfilter benötigt, und die gegenseitige Beeinflussung der Ausgänge (Kreuzregelung) wird über den gesamten Bereich von Null bis Volllast nicht bei 3% liegen.

 Bild 1: Diese Sperrwandler-Topologie (Cuk) zeichnet sich durch eine sehr gute Kreuzregelung aus. Bild 1: Diese Sperrwandler-Topologie (Cuk) zeichnet sich durch eine sehr gute Kreuzregelung aus.

Bild 1 zeigt ein alternatives Konzept. Kommt Ihnen die Topologie bekannt vor? Betrachten wir einige der vorteilhaften Merkmale dieser Topologie unter der Annahme, dass die gesamte Last nur am –27-V-Ausgang anliegt.

Beim Ausschalten des Schalters begrenzt C16 den Leistungsschalter (Q1). Der Ausgangsgleichrichter (D2) wird über C16 begrenzt, wenn der Leistungsschalter den Zustand „Ein“ hat. Daher ist das für den Sperrwandler typische Nachschwingen hier nicht vorhanden.

Außerdem können der Eingangs- und der Ausgangsstrom durch die gekoppelte Induktivität kontinuierlich fließen, was sowohl das Eingangs- als auch das Ausgangsfilter wesentlich vereinfacht.

Diese Topologie ist als Cuk-Wandler bekannt. Die Herausforderung bei der Implementierung dieser Topologie besteht darin, dass der typische Entwickler mit ihrer Funktionsweise nicht besonders gut vertraut ist. Das liegt in erster Linie daran, dass das Cuk-Wandlerprinzip nur gelegentlich angewandt oder vom Entwickler meist gar nicht erst in Betracht gezogen wird.

Eine Stromversorgung für ein VoIP-Telefon ist außerordentlich kostensensibel, reagiert empfindlich auf Stromausfälle und muss eine ausreichende Kreuzregelung (besser als 5 %) bieten. Solche Systeme werden in großen Stückzahlen hergestellt und unterliegen einem hohen Preisdruck. Sie arbeiten typisch akkugepuffert, so dass jedes Watt kostbar ist. Jeder Ausgang muss unter dem Aspekt ungleichmäßiger Belastungen (Cross-Loading) und zum Schutz nachgelagerter Verstärker gut geregelt sein.

Diese Anforderungskombination ist für einen Sperrwandler aufgrund des Nachschwingens eine echte Herausforderung und macht entweder vorgeschaltete Lasten oder zusätzliche Schaltungen zur Leistungsregelung erforderlich. Der Cuk-Wandler eignet sich für diese Anwendung bestens, wie Tabelle 1 zeigt.

 Tabelle: Die Genauigkeit der Ausgangsspannung ist beim Cuk-Wandler für alle Lastkombinationen besser als 5% Tabelle: Die Genauigkeit der Ausgangsspannung ist beim Cuk-Wandler für alle Lastkombinationen besser als 5%

In dieser Tabelle sind die Ergebnisse für die Kreuzregelung bei extremen Belastungen und unter ungünstigsten Bedingungen zusammengestellt. In unserem Beispiel werden die Ausgangsspannungen mit den gewichteten Strömen durch R17, R18 und R20 gleichmäßig geregelt. Hierdurch konnten die Fehler zentriert und eine Kreuzregelung von besser als 5% unter den Extrembedingungen erzielt werden, ohne dass Grundlasten oder zusätzliche Regelungsschaltungen eingesetzt werden müssen. Darüber hinaus konnte die Regelung eines Ausgangs verbessert werden, indem seine Gewichtung erhöht wurde, auch wenn dadurch die Regelung des anderen Ausgangs beeinträchtigt wird.

Der Wirkungsgrad lag um 2% über dem eines Sperrwandlers, und das selbst unter der Annahme, dass bei diesem keine vorgeschaltete Last vorhanden war. Möglich wurde dies durch die Verwendung von Schaltern und Dioden mit niedrigeren Nennspannungen, die wegen des nicht vorhandenen Nachschwingens in der Schaltung gewählt werden konnten.

Als Fazit lässt sich festhalten, dass der sonst eher selten in Betracht gezogene Cuk-Wandler eine ausgezeichnete Wahl in diesem Anwendungsfall ist, bei dem die Anforderungen wie folgt lauten: 1) keine galvanische Trennung, 2) Umwandlung von positiven Spannungen in negative Spannungen, 3) mehrere Ausgänge, 4) gute Kreuzregelung, 5) hoher Wirkungsgrad, 6) niedrige Kosten und minimale Zahl von Bauelementen.

Von Robert Kollman, Texas Instruments.

Hybrid-Interface steuert Digitalpotentiometer

Dieser Analogtipp zeigt, wie in Applikationen mit Drehschaltern und Knöpfen Digitalpotentiometer mit digitalem Up/Down-Interface eingesetzt werden können.

Aufgrund ihrer Eigenschaften wie hohe Genauigkeit, kleine Baugröße und hohe Zuverlässigkeit sowie der Verfügbarkeit vielfältiger Schnittstellen sind Digitalpotentiometer in zahlreichen Applikationen die optimale Alternative zu rein mechanischen Potentiometern.

Herkömmliche mechanische Potentiometer wie Drehschalter oder Knöpfe lassen sich mit mechanischen Encodern emulieren. Diese haben normalerweise drei Anschlüsse: Masse und zwei Anschlüsse mit phasenverschobenen Rechtecksignalen. Dieser Tipp zeigt, wie Applikationen, die diese Art von manuellem Controller benötigen, Digitalpotentiometer wie den AD511x mit digitalem Up/Down-Interface nutzen können.

Die nichtflüchtigen Digitalpotentiometer AD5111/AD5113/AD5115 bieten eine Auflösung mit 128/64/32 Positionen, eine maximale Widerstandstoleranz von ±8% und eine Strombelastbarkeit von ±6 mA. Sie eignen sich somit als Ersatz für mechanische Potentiometer.

Aufgrund der Stromaufnahme von 750 nA, der Versorgungsspannung von 2,3 bis 5,5 V und dem kleinen Gehäuse sind sie für portable und batteriegespeiste Applikationen geeignet.

Das Up/Down-Interface, das so entwickelt wurde, dass es den linearen Widerstand bei Taktfrequenzen bis 50 MHz erhöht oder senkt, hat drei Eingänge: Chip Select (CS), Up/Down (U/D) und Clock (CLK). Wenn CS auf „Low“-Potenzial gezogen wird, wird der interne Zähler bei jeder fallenden Signalflanke von CLK und je nach Status von U/D erhöht oder verringert.

Manuell-digitale Steuerung über Up/Down-Schnittstelle

 Bild 1: Hybrid-Interface-Verbindung mit dem Zweifach-DPDT-Schalter des Typs ADG636
Bild 1: Hybrid-Interface-Verbindung mit dem Zweifach-DPDT-Schalter des Typs ADG636

Das Up/Down-Interface erlaubt auch eine hybride manuell-digitale Steuerung. Das Hybrid-Interface kann implementiert werden, indem man einen Zweifach-DPDT-Schalter des Typs ADG636 verwendet, um entweder den mechanischen Encoder oder den Mikrocontroller zu selektieren (Bild 1).

Vier GPIO-Pins sind für die digitale Schnittstelle erforderlich. Ein Stift ist für die Wahl des Steuerkonzepts vorgesehen und drei Stifte zum Treiben von CS, U/D und CLK.

Chip Select (CS) schaltet das Digitalpotentiometer ab, um eine kontrollierte Umgebung sicherzustellen, wenn der Multiplexer seinen Zustand ändert. Das Hybrid-Interface ermöglicht, dass die Shutdown-Betriebsart des Digitalpotentiometers und das On-Chip-EEPROM verwendet werden können.

Mechanische Encoder ziehen ihre Ausgänge nicht auf High-Potenzial. Daher sind Pull-up Widerstände am manuellen Interface erforderlich. Normalerweise kann der Eingang Up/Down (U/D) nur aktualisiert werden, wenn sich der Eingang Clock (CLK) auf Low-Potenzial befindet. Diese Anforderung wird, wie in Bild 1 gezeigt, mit einem zusätzlichen D-Flip-Flop gelöst.

Autor: Miguel Usach Merino arbeitet als Applikationsingenieur in der Arbeitsgruppe Precision DAC von Analog Devices in Limerick, Irland.

Urlaubszimmerbörsen wie AirBnB geraten unter Druck

Weltweit sind so genannte Urlaubszimmerbörsen als Plattform im Internet im Vormarsch. Insbesondere junge Leute nutzen sie häufig um, preiswert in einer anderen Stadt übernachten zu können beziehungsweise Wohnraum für eine kurze Zeit in Anspruch zu nehmen. In Deutschland dürfte es nach Branchenschätzungen eine sechsstellige Zahl von Wohnungen sein, die an Gäste über derartige Plattformen vermittelt werden. Städte und insbesondere Hoteliers sehen dies kritisch. Ihnen entgehen Einnahmen beziehungsweise Kunden. Auch in New York gibt es eine heftige Debatte um entgangene Steuereinnahmen der Kommune.

Auf der anderen Seite beleben solche Urlaubszimmerbörsen den Tourismus, aber auch die Zusammenkunft von Menschen. Gerade die weichen Standortfaktoren sind es, die junge Menschen an Orte ziehen, um dort zum Beispiel Start-Ups zu gründen. Eine solche wirtschaftliche Komponente sollte nicht unterschätzt werden.

Die Entscheidung des Bundesgerichtshofes gilt für Mietverhältnisse, nicht aber für die Bereitstellung von kurzfristigem Wohnraum von Eigentümern. Grenzwertig ist sicher auch die Frage der Überlassung an Freunde ohne eine Erwerbstätigkeit mit der Vermietung zu verbinden. Würde man beispielsweise den Freundschaftsbegriff von Facebook zu Grunde legen, wäre damit ein wahrlich großer Personenkreis verbunden. Insbesondere Großstädter haben die Sorge, dass ganze Straßenzüge zweckentfremdet werden und aus ihrer Sicht dem Markt Wohnraum entzogen wird. So arbeitet Berlin an einem Zweckentfremdungsverbot. Nach eigenen Angaben des Airbnb-Betreibers wird der Wirtschaftsfaktor dieses Services allein in Berlin mit 100 Millionen Euro im Jahr 2012 angegeben. Auch in Frankreich liegt ein Gesetzesvorschlag zur Reglementierung von Airbnb-Praktiken auf dem Tisch der Regierung.

Man muss sicherlich unterscheiden, ob es sich bei dieser Art der Wohnraumüberlassung um eine überwiegend gewerbliche Angelegenheit handelt, also mit Gewinnerzielungsabsichten, oder ob mehr der Mobilitätseffekt und damit ein Kennenlernen anderer Orte, Menschen oder Kulturen im Vordergrund steht. Nicht zuletzt ist der Zuwachs solcher Urlaubszimmerbörsen ein Ergebnis der Sharing Economy. Nutzen statt Besitzen ist ein wichtiger Teil eines neuen Lebensstils. Das Teilen von Dingen wird in den nächsten Jahren weiter zunehmen.

2-Kanal-Colorimeter mit Transimpedanz-PGAs und synchronen Detektoren

 

 

 

 Bild 1: Zweikanaliges Colorimeter mit Transimpedanzverstärker und synchronen Detektoren (vereinfachtes Schaltbild) Bild 1: Zweikanaliges Colorimeter mit Transimpedanzverstärker und synchronen Detektoren (vereinfachtes Schaltbild)

In diesem Tipp beschreiben wir ein zweikanaliges Colorimeter mit einem Transmitter für eine modulierte Lichtquelle und einem synchronen Detektor als Empfänger. Indem man die modulierte Quelle und den synchronen Detektor nutzt, werden Messfehler aufgrund von Umgebungslicht und niederfrequentem Rauschen eliminiert.

Bei der Schaltung in Bild 1 handelt es sich um ein zweikanaliges Colorimeter mit einem Transmitter für eine modulierte Lichtquelle und einem synchronen Detektor als Empfänger. Die Fotodiodeneingangsstufe enthält einen Transimpedanzverstärker, einen synchronen Detektor und einen 16-Bit-Sigma/Delta-ADC. Indem man die modulierte Quelle und den synchronen Detektor nutzt, werden Messfehler aufgrund von Umgebungslicht und niederfrequentem Rauschen eliminiert.

Die Schaltung misst das Verhältnis von Licht, das von den Mess- und Referenzbehältern bei drei verschiedenen Wellenlängen absorbiert wird. Dies ist die Basis für viele chemische Analysen sowie für Messgeräte, mit denen Konzentrationen gemessen und mit Hilfe der Absorptionsspektroskopie Materialien charakterisiert werden.

Ein Takt von 5 kHz moduliert eine der LEDs mit einem Konstantstromtreiber, aufgebaut um den Vierfach-Operationsverstärker AD8618 und den Schalter ADG633. Der Beam Splitter schickt die Hälfte des Lichts durch den Messbehälter und die andere Hälfte durch den Referenzbehälter. Der Transimpedanzverstärker wandelt den Strom der Fotodiode in eine rechteckförmige Ausgangsspannung, deren Amplitude proportional zu dem durch die Mess- oder Referenzbehälter übertragenen Licht ist. Der AD8615 eignet sich aufgrund seines niedrigen Biasstromes (1 pA), seiner Eingangsoffsetspannung (100 μV) und seines Rauschens (8 nV/√Hz) gut als Fotodiodenverstärker.

Dieser Verstärker nutzt die SPDT-Schalter des Typs ADG633, um eine von zwei Transimpedanzverstärkungen zu wählen. Indem man die Schalter in der Konfiguration von Bild 1 nutzt, eliminiert man Verstärkungs- und Verzerrungsfehler aufgrund ihres Durchlasswiderstands. Da sich einer der Schalter außerhalb der Rückkopplungsschleife befindet, entspricht die Ausgangsimpedanz dieser Stufe dem Durchlasswiderstand des ADG633 (typisch 52 Ω).

Der ADR4525 stellt eine Referenzspannung für den A/D-Wandler zur Verfügung und spannt die Fotodiode und Verstärker auf 2,5 V vor. Ein 5-V-Linearregler versorgt die analogen und digitalen Bereiche des Boards. Die zweite Stufe nutzt ebenfalls den Operationsverstärker AD8615 zur AC-Kopplung und zum Puffern der resultierenden Ausgangsrechteckspannung. Die dem AC-Koppelfilter nachgeschaltete Schaltung ist ein synchroner Gleichrichter, aufgebaut mit dem differenziellen Verstärker AD8271 und dem SPDT-Schalter ADG733.

Wenn sich der Takt, der die LEDs treibt, im Zustand „High“ befindet, konfigurieren die Schalter im ADG733 den AD8271 als Eins-Verstärker. Wenn sich der Takt im „Low“-Zustand befindet, konfigurieren die Schalter den AD8271 für eine Übertragungsfunktion von U0= 2 Uref– Uin. In dieser Konfiguration hat der synchrone Gleichrichter eine Verstärkung von –1, vorgespannt um die 2,5-V-Referenz. Am Ausgang des synchronen Gleichrichters liegt eine DC-Spannung an. Diese variiert von 2,5 V (kein Licht) bis 3,75 V.

Die Schaltung unterdrückt Signale mit Frequenzen, die nicht synchron zum LED-Takt sind (oder seiner ungeraden Harmonischen). Der Tiefpassfilter am Ausgang des AD8271 arbeitet wie ein Bandpassfilter um die LED-Taktfrequenz. Die Grenzfrequenz dieses Filters ist auf 16 Hz eingestellt. Die Bandbreite des Filters liegt etwa beim LED-Takt; falls der LED-Takt 5 kHz beträgt, liegt der 3-dB-Durchlassbereich des synchronen Detektors zwischen 4,984 und 5,016 kHz.

Die letzte Stufe ist der A/D-Wandler AD7798. Indem man die 2,5-V-Referenzspannung an den AIN−Anschluss anschließt und die Verstärkung des PGA auf ×2 einstellt, lässt sich der Ausgang 2,5 bis 3,75 V des Gleichrichters auf Full Scale mit 16 Bit abbilden.

Den ausführlichen Tipp mit Testegebnissen finden Sie im Internet unter http://www.elektronikpraxis.vogel.de/design-tipps/analogtechnik/articles/419172/

Der Autor: Luis Orozco ist Applikationsingenieur bei Analog Devices im Bereich Industrial and Instrumentation in Wilmington/ USA.

Stromschleifen gespeistes Feldgerät mit HART-Schnittstelle

Die hier vorgestellte Schaltung ist eine Beispielanwendung für integrierte Sensorik mit 4/20-mA-Analogausgang und HART-Schnittstelle.

Bei der Schaltung in Bild 1 handelt es sich um ein industrietaugliches Stromschleifen gespeistes Feldgerät mit 4/20-mA-Analogausgang und einer HART-Schnittstelle (Highway Addressable Remote Transducer). Die HART-Technologie ist eine digitale Zweiwege-Kommunikation, bei der ein FSK-Signal (Frequency-Shift-Keyed) mit 1 mAss auf das Standard-Analogsignal (4/20 mA) moduliert wird. Dies erlaubt Funktionen wie ferngesteuerte Kalibrierung, Fehlerabfrage und die Übertragung von Prozessvariablen, die in Anwendungen wie Temperatur- und Drucksteuerungen erforderlich sind.

Die Schaltung hat einen Compliance-Test durchlaufen, wurde getestet, verifiziert und bei der HART Communication Foundation (HCF) registriert.

Die Schaltung besteht aus dem ADuCM360, einem analogen Präzisions-Mikrocontroller mit geringem Energieverbrauch, dem AD5421, einem 16-Bit-D/A-Wandler, der aus der 4/20mA-Schleife versorgt wird, und dem AD5700, einem HART-konformen Modem-IC.

Analoge Front-End-Schnittstelle

Die analoge Eingangsstufe ADuCM360 enthält einen Zweifach Sigma/Delta-A/D-Wandler mit 24 Bit. Ebenfalls enthalten sind Instrumentenverstärker mit programmierbarer Verstärkung, eine Präzisions-Band-Gap-Referenz, programmierbare Stromquellen, ein flexibler Multiplexer und viele weitere Funktionen. Der direkte Anschluss an Analogsensoren wie Drucksensorbrücken, Widerstandthermometer, Thermoelemente und andere Sensortypen ist möglich.

Die Schaltung in Bild 1 zeigt eine Beispielverbindung für einen primären Brückensensor und ein sekundäres Widerstansthermometer. Die flexible Eingangsstufe des ADuCM360 ermöglicht jedoch viele andere Konfigurationen zur Entwicklung beliebiger und präziser Sensoranwendungen.

Primärer Sensoreingang

Der auf dem Chip des ADuCM360 befindliche ADC0 misst den primären Sensor des Feldgerätes, in Bild 1 als Brückenwandler dargestellt. Der Sensor ist für eine höhere elektromagnetische Störfestigkeit über ein RC-Filternetzwerk an die analogen Eingangspins AIN0 und AIN1 angeschlossen. Die Gleichtakt-Filterbandbreite beträgt etwa 16 kHz, die differenzielle Bandbreite 800 Hz.

Die Referenzspannungseingänge UREF+ und UREF− am ADuCM360 erfassen die Brückenanregungsspannung und eine ratiometrische Messung durch. Damit wird die Messung unabhängig vom exakten Wert der Sensor-Versorgungsspannung. Der integrierte Masseschalter trennt die Brückenanregung dynamisch und spart so Energie, falls die Anwendung dies verlangt.

Sekundärer Sensoreingang

Die Schaltung nutzt einen Pt-100-Widerstandsthermometer als sekundären Sensor. Das Widerstandsthermometer (RTD) misst die Temperatur des primären Sensors und ermöglicht somit eine Temperaturkompensation des primären Sensors, falls erforderlich.

Die programmierbare Stromquelle ADuCM360 versorgt das Widrestandsthermometer über den Anschluss AIN4. Der ADC1 auf dem ADuCM360 misst die Spannung über dem RTD mit Hilfe der als differenziellen Eingang konfigurierten Anschlüsse AIN3 und AIN2. Die genaue Höhe des Stromes, der durch das Widerstandsthermometer fließt, wird über einen Präzisionswiderstand (RREF) ermittelt und mit dem ADC1 über den Anschluss AIN7 gemessen. Der ADC1 nutzt die integrierte Band-Gap-Spannungsreferenz.

Digitale Datenverarbeitung, Algorithmus und Kommunikation

Der ADuCM360 enthält einen 32 Bit ARM Cortex M3 RISC-Prozessor mit integriertem 128 kByte nichtflüchtigem Flash/EE Memory, 8 kByte SRAM und einem 11-kanaligen DMA-Controller, der Kommunikationsperipherie (2× SPI, UART, I²C) unterstützt.

Die Demonstrationssoftware führt die Initialisierung und Konfiguration aus, verarbeitet Daten von den Analogeingängen, steuert den Analogausgang und übernimmt die HART-Kommunikation.

Analogausgang

Im AD5421 befindet sich ein 16-Bit-Präzisions-D/A-Wandler mit 4/20mA schleifenversorgtem Ausgangstreiber. Das Bauteil stellt alle Funktionen bereit, die für den Analogausgang des Feldgerätes erforderlich sind.

Der AD5421 wird über die SPI-Schnittstelle mit dem Controller ADuCM360 verbunden.

Ebenfalls im AD5421 enthalten sind eine Reihe von Diagnosefunktionen für die 4/20-mA-Schleife. Der Hilfs-ADC misst mit einem Widerstandsteiler 20 MΩ/1 MΩ am Anschluss VLOOP die Spannung über den Schleifenanschlüssen des Gerätes. Der A/D-Wandler detektiert über den integrierten Sensor auch die Chiptemperatur. Der Controller ADuCM360 konfiguriert und liest die gesamte Diagnose des AD5421 aus. Alternativ kann der AD5421 auch unabhängig arbeiten.

Ein Beispiel: Falls die Kommunikation zwischen dem Controller und dem AD5421 versagt, setzt der AD5421 nach einer bestimmten Zeit seinen Analogausgang automatisch auf einen Alarmstrom von 3,2 mA. Dieser Alarmstrom signalisiert dem Host, dass das Feldgerät nicht funktioniert.

Die Software steuert jede Änderung des Ausgangsstromes von einem Wert zum anderen, um Störungen der HART-Kommunikation zu vermeiden.

HART-Kommunikation

Der AD5700 enthält ein komplettes HART-FSK-Modem. Das Modem ist über eine Standard-UART-Schnittstelle an den Controller ADuCM360 angeschlossen, komplementiert durch RTS (Request to Send) und das CD-Signal (Carrier Detect).

Die Amplitude der Spannung am HART-Ausgang ist durch den kapazitiven Teiler (0,068 μF/0,22 μF) auf den erforderlichen Wert eingestellt und an den Pin CIN des AD5421 gelegt. Dort wird die Spannung mit dem DAC-Ausgang kombiniert, um den Ausgangsstrom zu treiben und zu modulieren.

Der HART-Eingang wird von LOOP+ über einen einfachen passiven RC-Filter in den ADC-IP-Pin des AD5700 eingekoppelt. Der RC-Filter arbeitet als erste Stufe als Bandpassfilter für den HART-Demodulator und verbessert die elektromagnetische Störfestigkeit des Systems. Dies ist wichtig für robuste Anwendungen, die in rauen Industrieumgebungen arbeiten müssen.

Der Oszillator AD5700 mit geringem Energieverbrauch erzeugt das Taktsignal für das HART-Modem. Verwendet wird ein externer 3,8664-MHz-Quarz, der direkt an die Pins XTAL1 und XTAL2 angeschlossen ist.

Ausgangsschutz

Ein Überspannungsbegrenzer schützt die 4/20-mA-HART-Schnittstelle vor Überspannung. Er ist so dimensioniert, dass die maximal zulässige Spannung von 60 V am Pin REGIN des AD5421 nicht überschritten wird. Der Leckstrom des Überspannungsbegrenzers kann die Genauigkeit des Ausgangsstromes beeinträchtigen; deshalb sollte man den Leckstrom bei der Auswahl des Überspannungsbegrenzers im Auge behalten.

Ein externer FET (Verarmungstyp) kann in Verbindung mit dem AD5421 verwendet werden, um die maximale Schleifenspannung zu erhöhen.Die Schaltung wird mit einem Diodenpaar in Serie mit dem Schleifenausgang gegen Verpolung geschützt.

Die Ferritperlen in Reihe mit der Schleife verbessern zusammen mit dem 4700-pF-Kondensator den Störschutz des Systems. Ein Kondensator mit höherer Kapazität sollte aufgrund der HART-Netzwerkspezifikation über den Schleifenanschlüssen nicht verwendet werden.

Die Zener-Diode (4,7 V) mit geringem Leckstrom schützt den auf dem Chip des AD5421 befindlichen 50-Ω-Schleifenwiderstand im Fall einer extern anliegenden Spannung zwischen dem COM-Pin des AD5421 und dem LOOP−Pin (zum Beispiel bei der Programmierung des ADuCM360 oder beim Debuggen der Schaltung).

Stromversorgungen und Power-Management

Die komplette Schaltung einschließlich des Sensortreibers muss mit der begrenzten Energie aus der 4/20-mA-Schleife arbeiten. Dies ist bei allen Stromschleifen gespeisten Feldgeräten eine übliche Herausforderung. Die Schaltung in Bild 1 zeigt eine Lösung, die mit wenig Energie auskommt und dennoch sehr leistungsfähig ist. Alle drei in der Anwendung verwendeten integrierten Schaltungen sind auf einen niedrigen Energieverbrauch optimiert. Die Schaltung nutzt ihre integrierten Funktionen, um eine flexible Power-Management-Struktur und eine optimale schleifengespeiste Lösung zu realisieren.

Der AD5421 wird von der Schleifenspannung der 4/20-mA-Schleife versorgt und stellt der restlichen Schaltung eine geregelte Spannung zur Verfügung. Die Spannung REGOUT des AD5421 ist über den Anschluss-Pin programmierbar. Je nach Anforderung der Schaltung kann sie 1,8 bis 12 V betragen. Die Schaltung in Bild 1 nutzt die 3,3-V-Versorgungsspannungsoption. Die Bauteile ADuCM360 und AD5700 haben jedoch einen größeren Versorgungsspannungsbereich; daher kann eine andere, für die Anwendung passende Versorgungsspannung genutzt werden.

Der REGOUT-RC-Filter (10 μF/10 Ω/10 μF) unterdrückt Interferenzen, die aus der Schleife kommen und das analoge Front-End beeinträchtigen. Der Filter verhindert auch, dass von der Schaltung, speziell vom Controller und dem digitalen Bereich erzeugte Störungen in die Schleife gelangen. Dies ist für eine zuverlässige HART-Kommunikation wichtig.

Das HART-Modem AD5700 wird über einen zusätzlichen RC-Filter (470 Ω/1 μF) versorgt. Dieser Filter ist in einer schleifengespeisten Anwendung sehr wichtig, da er verhindert, dass Stromrauschen vom AD5700 in den 4/20-mA-Schleifenausgang eingekoppelt wird und so die HART-Kommunikation beeinträchtigt. Das Rauschen der 4/20-mA-Schleife wird speziell durch das HART-In-Band Rauschen während des Rauschtests gemessen. Das Modem nutzt den externen Quarz mit 8,2-pF-Kondensatoren nach Masse an den Pins XTAL1 und XTAL2. Diese Option benötigt die wenigste Energie.

Der ADuCM360 verfügt über ein sehr flexibles internes Power-Management mit vielen Optionen zur Versorgung und Taktung aller internen Blöcke und ermöglicht eine ausgewogene Balance zwischen der benötigten Funktion, der Leistungsfähigkeit und dem Energiebedarf für die spezielle Instrumentierung.

Die AVDD des analogen Front-Ends wird von einem anderen Filter (10 μF/Ferritperle/1,6 Ω/10 μF) bereitgestellt, um das Stromversorgungsrauschen zu minimieren und die Leistungsfähigkeit für Sensorsignale mit niedrigen Pegeln zu erhöhen.

Der Masseschalter-Pin GND_SW des ADuCM360 steuert die Anregung/Stromversorgung für den primären Sensor. Beim Einschalten des Geräts steht der Schalter auf der Stellung „Aus”. Diese Voreinstellung erlaubt die komplette Konfiguration des Systems einschließlich geeigneter Power-Betriebsarten vor dem Einschalten des Sensors. So lassen sich mögliche Einschaltstromspitzen am 4/20-mA-Schleifenausgang minimieren.

Auf ähnliche Weise wird der sekundäre Sensor von der programmierbaren Stromquelle des ADuCM360 versorgt. Daher wird seine Versorgung komplett über die Software gesteuert.

Den ausführlichen Beitrag mit Testergebnissen und weiteren Bildern finden Sie im Internet unter http://www.elektronikpraxis.vogel.de/sensorik/articles/425841/ Der Autor: Michal Brychta ist Applikationsingenieur bei Analog Devices in Irland.