Digitalverarbeitung in Analog- und Mixed-Signal-Designs

Das Internet der Dinge (IoT; Internet of Things) – in dem Milliarden von Geräten (ob smart oder nicht) IP-fähig sind und vernetzt werden – bietet eine Fülle von Möglichkeiten für Geräte und Systeme, die physikalische und somit analoge Welt in der wir leben, mit Sensorik, Steuerungen, Aktuatoren und Kommunikation auszustatten. Ein weiterer wichtiger Trend in der gesamten Elektronikindustrie ist die Bereitstellung von Lösungen, die stromsparend sind und eine höhere Energieeffizienz auf Systemebene ermöglichen. Bietet das Vordringen der Digitaltechnik in den Bereich des analogen Chip-Designs die Antwort auf diese strategischen Trends?

 Bild 1: Repräsentativer Mixed-Signal-SOC: Analog- und Digitalfunktionen auf einem Chip vereint
Bild 1: Repräsentativer Mixed-Signal-SOC: Analog- und Digitalfunktionen auf einem Chip vereint

Analogdesign war und ist schon immer hohe Kunst, und die Kombination mit Digitaltechnik in Analog-Mixed-Signal-Designs ist ein sehr komplexer Prozess. Zum Glück ist dies in letzter Zeit einfacher geworden. Ein Faktor, der den Entwicklungsprozess vereinfacht und beschleunigt hat, ist der immer fortschrittlichere Mixed-Signal-Design-Flow mit EDA-Tools, mit denen Entwickler nun sowohl den analogen als auch den digitalen Teil in Mixed-Signal-Designs entwerfen und simulieren sowie gleichzeitig C-Code ablaufen lassen können.

Zuvor gab es unterschiedliche Trennungsgrade zwischen dem Design und der Simulation von Analog- und Digitalschaltkreisen. Bei der Zusammenlegung in einem Single-Chip-Layout kam es vor, dass das Design nicht gleich beim ersten Mal funktionierte. Doch dank der neuen Design-Tools verläuft dieser Prozess jetzt fast augenblicklich, anstatt in vielen extra Wochen an Entwicklungsarbeit.

Datenverarbeitung integrieren, Testmöglichkeiten verbessern

Wird nun noch die zunehmende kommerzielle Verfügbarkeit von Analog-IP zusammen mit digitalen Bibliotheken zu diesem Mix hinzugefügt, wird es für jeden Analog- oder Mixed-Signal-Chiphersteller einfacher und schneller, mit effizienten Designs auf den Markt zu kommen. Dies war noch vor ein paar Jahren unmöglich, vor allem für jene, die über wenig Erfahrung auf diesem Gebiet verfügten.

Die erweiterten Funktionen im Design Flow machen es zunehmend einfacher, einen Digitalprozessor in ein Analog- oder Mixed-Signal-Design zu integrieren. Es ergeben sich keine Nachteile, wenn zum Beispiel ein 32-Bit-Cortex-M0-Prozessor-Core in ein Design integriert wird. Der Core wird mit nur 12.000 Logikgattern implementiert und ist praktisch vernachlässigbar klein im Vergleich zu den umgebenden Analogschaltkreisen, die um den Faktor 10:1 größer sind. Die entsprechenden Kosten für die größere Die-Fläche sind deshalb äußerst gering.

Auch das Hinzufügen eines digitalen Subsystems verbessert die Testmöglichkeiten des Bausteines – ein immenser Vorteil, der bis heute noch nicht vollständig genutzt wird. Ein Digitalprozessor wird zu einer flexiblen Engine, die alle Arten von On-Chip-Tests und Kalibrierungen in Mixed-Signal-SoCs unterstützen kann. Damit vereinfacht sich die Validierung der Analog-Elektronik erheblich. Ein weiterer Vorteil ist die höhere Systemintegration und die damit einhergehenden niedrigeren Gesamtkosten für das Endsystem. Meist kommt bereits ein eigenständiger Mikrocontroller in einem Kundendesign zusammen mit einem Analog- oder Mixed-Signal-Chip zum Einsatz.

Die Energieeffizienz des Systems erhöhen

Anbieter von Analog-ICs sind nun in einer wesentlich besseren Position, eine höhere Integration anzubieten. Dies kann ganz natürlich geschehen oder aber auch nicht: einige Anbieter möchten den Digitalprozessor für On-Chip-Tests nutzen, diesen aber nicht unbedingt dem Kunden zur weiteren Entwicklungsarbeit zur Verfügung stellen. Insgesamt stellt dies aber einen klaren Mehrwert für Hersteller von Analog-ICs dar. Auf der anderen Seite wollen auch die Anbieter von Digital-ICs ihr Angebot an digitaler Signalverarbeitungstechnik mit analogen Bauteilen erweitern.

Die neue Generation von Mixed-Signal-Bausteinen hat die Fähigkeit, die Anforderungen des Internet der Dinge zu erfüllen. Entscheidend ist, dass die Integration eines Digitalprozessors die Effizienz und Performance des Gesamtsystems verbessert, was erhebliche Einsparungen beim Stromverbrauch mit sich bringt.

Wie kann die Digitaltechnik nun dazu beitragen, die Fähigkeiten analoger Bauteile zu verbessern, um den Stromverbrauch eines Systems zu verringern? Ein spezielles und weit reichendes Beispiel ist die Antriebssteuerung. Gerade hier ist die Leistungselektronik und Analogtechnik entscheidend. Ein Digitalprozessor kann ein wesentlich besseres Motormanagement hinsichtlich Drehzahl und/oder Drehrichtung ermöglichen, was zu einer Stromeinsparung von etwa 40% führt.

Dies trifft vor allem auf große Antriebe in industriellen Anwendungen zu, nicht unbedingt auf preiswerte Verbrauchsmaterialien wie Spielzeug. Die Digitaltechnik ersetzt nicht die Analogtechnik, oder nimmt ihr etwas weg – sie ermöglicht einfach nur die digitale Steuerung zur Qualitätsverbesserung des Gesamtsystems.

Analog Devices und Infineon mit Beispiel-ICs

Mit diesen erweiterten Funktionen und der erhöhten Integration kann sich der Return on Investment sehr schnell einstellen – und das durch einen kleinen und leistungsfähigen digitalen Prozessor-Core. Der Beweis dafür ist, dass Analog- und Mixed-Signal-Bausteine, die eine Digitalverarbeitung enthalten, nun auf den Markt kommen. Ein Beispiel ist ein Mixed-Signal-Prozessor von Analog Devices: der ADSP-CMX40X enthält einen Cortex-M4-Prozessor und ermöglicht Entwicklern von Antriebssteuerungen, mehr Funktionen auf den Chip zu integrieren.

Der Baustein zielt auf energieeffiziente Anwendungen in der Industrie ab und ermöglicht präzisere Antriebssteuerungen, Photovoltaik-Wechselrichter und Servosteuerungen mit geschlossenem Regelkreis. Ein zweites Beispiel ist die XMC4000-Serie von Infineon: die Bausteine enthalten ebenfalls einen Cortex-M4 und zielen auf energieeffiziente Anwendungen in der Industrie ab.

Als drittes Beispiel sei die Lizenzierung des Cortex-M0-Prozessors durch Dialog Semiconductor genannt. Das Unternehmen will den Core als Controller in einer Reihe von Power-Management-ICs für die Versorgungssteuerung und das Batteriemanagement in Smartphones oder Tablets einsetzen.

Digitale Intelligenz

In ein paar Jahren, oder sogar noch früher, könnte die überwiegende Mehrheit oder zumindest ein hoher Prozentsatz an Analog-Mixed-Signal-Chip-Designs ein hochleistungsfähiges digitales Verarbeitungssystem zur Steuerung enthalten. Entwickler können dann ihre eigene Software dazu schreiben. Die Hauptanwendung wird vor allem im Bereich der Antriebssteuerung und Leistungselektronik sein, da die Mehrheit dieser Lösungen heute im Wesentlichen noch nicht intelligent ist.

Mit digitaler Intelligenz können Motoren enorme Mengen an Strom einsparen. Schätzungen gehen davon aus, dass Elektromotoren 40% der weltweit genutzten Energie verbrauchen – der größte Anteil trifft dabei auf Antriebe in der Industrie zu. Eine kleine digitale Behandlung der Analogtechnik könnte also für erhebliche Umwelt- und Kostenvorteile sorgen.

Der Autor: Richard York, Director Embedded Processor Products, ARM.

Volvo CE und die LEGO Gruppe machen gemeinsam kleine Wunderwerke möglich

Auf der Nürnberger Spielwarenmesse 2014, die vom 29. Januar bis 3. Februar stattfand, präsentierte der Spielwarengigant LEGO® Gruppe sein neuestes Vorzeigemodell in der LEGO® Technic-Serie: den Volvo-Radlader L350F.           

Das ferngesteuerte Modell aus über 1.600 Einzelteilen ist das Ergebnis einer achtmonatigen Zusammenarbeit zwischen dem LEGO® Technic-Team und Volvo Construction Equipment (Volvo CE). Als wäre das noch nicht genug, ist das Modell aber noch mehr als die Summe seiner Teile: Es lässt sich – als zusätzliche Herausforderung – zu einem ebenso beeindruckenden knickgelenkten Dumper des Typs A25F umbauen.                                                                          

Mats Bredborg, Global Director Brand Management von Volvo CE, erklärte: „Als Premiumhersteller von Baumaschinen wollten wir natürlich auch mit einem Premiumhersteller von Spielzeug kooperieren. Volvo CE und die LEGO® Gruppe passen hervorragend zusammen – sowohl kulturell als auch im Hinblick auf die Ziele, die wir mit unseren Produkten verfolgen.“

LEGO® Technic ist eine seit 37 Jahren bestehende Untersparte der LEGO® Gruppe, die für ihre innovativen und technisch fortschrittlichen Modelle bekannt ist. Im Gegensatz zu den Hauptserien von LEGO werden hier die Steine durch eine Vielzahl von verbindenden Kunststoffstäben und ‑teilen, darunter Zahnräder, Achsen, Stifte und Träger, ergänzt, um komplexe bewegliche Elemente zu schaffen. Die Modelle sollen Form und Funktion ihrer realen Vorbilder möglichst genau nachbilden.   

Um eine verblüffende Ähnlichkeit mit dem Radlader L350F zu erzielen, haben die Designer von LEGO® Technic die Maschinen von Volvo ganz detailliert studiert und sich die Zeit für einen Werksbesuch genommen, um diese in natura zu sehen und auch zu bedienen.

Verbesserung des Ansprechverhaltens unter Last – Teil 1

 Bild 1: Die Verbindung zum Optokoppler über R8 verbessert das Ansprechverhalten Bild 1: Die Verbindung zum Optokoppler über R8 verbessert das Ansprechverhalten

Es wird eine Methode vorgestellt, nach der die Bandbreite der Stromversorgungs-Regelschleife vergrößert werden kann, um so das Ansprechverhalten unter Last zu verbessern. Bild 1 zeigt ein typisches Schaltbild eines Offline-Sperrwandlers mit galvanischer Trennung. Die Ausgangsspannung wird von einem Spannungsteiler heruntergesetzt und mit einer 2,5-Volt-Referenzspannungsquelle im TL431 verglichen. Ist die Ausgangsspannung zu groß, fließt Strom durch die Katode des TL431.

Ein Teil dieses Stromes fließt durch die Optokopplerdiode (U2) und wird im Optokoppler-Fototransistor gespiegelt. Der gespiegelte Strom erhöht die Spannung über R16, was wiederum den Spitzenstrom im Leistungs-MOSFET reduziert und bewirkt, dass die Ausgangsspannung der Stromversorgung abnimmt.

Interessanterweise sind dem Optokoppler zwei Rückkopplungspfade zugeordnet: Einer führt über den TL431, während ein zweiter über R8 zur Ausgangsspannung führt. Der TL431-Pfad ist insofern recht offensichtlich, als ein Abbild der Ausgangsspannung mit einer Referenz verglichen, verstärkt und zum Ansteuern des Optokopplers verwendet wird.

Auch die R8-Verbindung ist leicht zu erkennen, wobei der Strom durch R8 der Differenz zwischen der Ausgangsspannung und der Spannung an der Katode des TL431 entspricht. Der Strom durch R8 ändert sich proportional zur Ausgangsspannung und unabhängig von der TL431-Katodenspannung.

Wenn die Ausgangsspannung zu steigen versucht, erhöht sich der Strom durch den Widerstand und die Optokopplerdiode, was tendenziell eine Senkung der Ausgangsspannung bewirkt.

 Bild 2: Die Verbindung über R8 schafft zwei Rückkopplungspfade Bild 2: Die Verbindung über R8 schafft zwei Rückkopplungspfade

Ein vereinfachtes Blockschaltbild der Regelschleife für die Stromversorgung ist in Bild 2 dargestellt. Das System besteht aus zwei Subtrahierern, auf die jeweils ein Verstärkungsblock folgt. Im ersten Subtrahierer wird die Ausgangsspannung mit der Referenz verglichen und das Fehlersignal vom TL431 verstärkt. Anschließend wird die Ausgangsspannung von der verstärkten Fehlerspannung subtrahiert.

Diese Differenzspannung durchläuft anschließend den übrigen Verstärkungsteil des Systems – einschließlich der Spannungs-Strom-Konversion (R8), der stromgesteuerten Stromquelle (Optokoppler), der Strom -Spannungs-Konversion (R16) – und den restlichen Teil der Stromversorgung bis zum Ausgang.

Das Blockschaltbild weist mehrere Besonderheiten auf. Zunächst einmal enthält es zwei Regelschleifen, wo die meisten Spezialisten nur eine Schleife erwarten würden. Nun könnte man mit Recht einwenden, dass diese Schaltung sogar mehr als zwei Regelschleifen enthält, da die Kompensation um den Fehlerverstärker herum eine Schleife bildet und die stromgesteuert arbeitende Leistungsstufe eine weitere Schleife aufweisen könnte.

Dies ist hier nur vereinfacht dargestellt. Der zweite interessante Umstand ist, dass in der Rückkopplungsschleife keine Aufbereitung der Ausgangsspannung – etwa durch Widerstands-Spannungsteiler – stattfindet.

Bei der Regelschleife rechts ist genau das der Fall, da die Ausgangsspannung des TL431 direkt mit der Ausgangsspannung durch R8 verglichen wird. Im Fall links ist dies nicht ganz so klar. Die Ausgangsspannung wird geteilt, bevor sie mit einer Referenz verglichen wird. Wie jedoch schon im letzten Power-Tipp erwähnt wurde, gelangt diese Teilung nicht bis in den arithmetischen Ausdruck für die Verstärkung.

Warum also das Design durch eine zweite Regelschleife verkomplizieren? Die Antwort lautet: Um das Ansprechverhalten des Systems zu verbessern.

In einer Schaltung mit einer einzelnen Regelschleife muss jede Störung den Fehlerverstärker durchlaufen, bevor der Rest des Systems auf sie wirkt. Bei diesem Ansatz mit zwei Regelschleifen wird der Fehlerverstärker im oberen Frequenzbereich effektiv umgangen und in kürzester Zeit ein Fehlersignal für den Rest des Systems erzeugt.

Das Eliminieren dieser „inneren“ Schleife wird dadurch bewerkstelligt, dass das obere Ende von R8 mit einem Linearregler verbunden ist. Dies kann das Stabilisieren der Regelschleife vereinfachen, allerdings um den Preis zusätzlicher Bauelemente, höherer Kosten und einer langsameren Regelschleife.

Von Robert Kollman, Texas Instruments.

Rein und raus – oder: Warum ein Kondensator?

Antwort: Um HF drinnen und auch draußen zu halten.

 Defekte Kondensatoren. Foto: Rainer Knäpper, Lizenz Freie Kunst (http://artlibre.org/licence/lal/de)
Defekte Kondensatoren. Foto: Rainer Knäpper, Lizenz Freie Kunst (http://artlibre.org/licence/lal/de)

Es gibt zwei wichtige Gründe, warum jedes IC einen Kondensator braucht, der jeden Spannungsanschluss direkt am Bauteil mit Masse verbindet. Um es vor Rauschen zu schützen, das seine Leistungsfähigkeit beeinträchtigen kann, und um zu verhindern, dass Rauschen ausgesendet wird, was sich auf die Eigenschaften anderer Schaltkreise auswirken könnte.

Versorgungsleitungen verhalten sich wie Antennen und können HF-Rauschen aufnehmen. Dieses HF-Rauschen kann durch elektrische, magnetische oder elektromagnetische Felder und die direkte Leitung von anderen Teilen des Systems entstehen. Die Leistungsfähigkeit vieler Schaltkreise wird durch die Anwesenheit von HF-Rauschen auf den Versorgungleitungen beeinträchtigt. Daher muss jedes HF-Rauschen, das auf der Versorgung eines ICs vorhanden sein kann, nach Masse abgeleitet werden. Einen Leiter kann man für diese Aufgabe nicht verwenden, da er einen Kurzschluss verursachen und eventuelle Sicherungen zerstören würde. Ein Kondensator jedoch (normalerweise im Bereich 1 bis 100 nF) blockiert Gleichspannung und verhält sich zugleich wie ein Kurzschluss für HF.

Ein Draht oder eine Leiterbahn auf der Leiterplatte mit einer Länge von 1 cm hat eine Induktivität von ungefähr 8 nH (5 Ω bei 100 MHz). Dies ist als Kurzschluss nicht ausreichend. Ein Kondensator, der sich als HF-Kurzschluss verhält, muss niedrige Anschluss- und Leiterbahn-Induktivitäten aufweisen. Daher muss sich jeder Versorgungs-Kondensator in unmittelbarer Nähe der beiden Anschlüsse des zu entkoppelnden ICs befinden. Auch ist es wichtig, Kondensatoren mit geringer interner Induktivität zu wählen – normalerweise Keramikkondensatoren.

Viele ICs enthalten Schaltkreise, die HF-Rauschen an ihren Versorgungen erzeugen. Dieses Rauschen muss ebenfalls mit einem Kondensator über der Versorgung kurzgeschlossen werden, bevor es andere Systemteile beeinträchtigen oder beschädigen kann. Und noch einmal – die Länge der Anschlüsse und Leiterbahnen ist entscheidend.

Lange Anschlussleitungen verhalten sich nicht nur wie Induktivitäten und machen den Kurzschluss weniger perfekt, sondern wirken als Antennen, die HF-Rauschen, das durch elektrische und magnetische Felder und elektromagnetische Strahlung in andere Systemteile verursacht wird, übertragen.

Es ist daher sehr wichtig, dass jeder Versorgungsanschluss jedes ICs (oder Anschlüsse, die alle über breite Leiterbahnen mit niedriger Induktivität verbunden werden müssen, damit kein Widerstand und keine Induktivität entsteht, und so verhindert wird, dass sie sich als Sternpunkt mit geringer Impedanz und nur einem Potenzial verhalten) über einen Kondensator mit sehr kleinem Wert mit seinem Masseanschluss verbunden sein sollte.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.

WEBENCH Schematic Editor

Auf der diesjährigen APEC in Fort Worth (USA) hat Texas Instruments die aktuellste Erweiterung  seines Simulationswerkzeuges WEBENCH vorgestellt: Mit dem editierbaren Schematic Editor lassen sich Power-Management-Schaltungen individuell anpassen.

 Die aktuelle Erweiterung des WEBENCG Power Designers ist eine hilfreiche Editierfunktion
Die aktuelle Erweiterung des WEBENCG Power Designers ist eine hilfreiche Editierfunktion

Es war ruhig geworden um das Online-Simulationswerkzeug für Stromversorgungen, Beleuchtungs- und Sensor-Applikationen WEBENCH. Das hat einerseits sicher mit dem Weggang von Phil Gibson zu tun, andererseits haben die Ingenieure bei Texas Instruments seit der electronica 2012 fleißig getüftelt. Herausgekommen ist der Schematic Editor, mit dem man erstellte Analogschaltungen nach eigenem Gusto oder Erfahrungsschatz modifizieren und simulieren kann. Denn automatische Algorithmen sind zwar praktisch und hilfreich, aber manchmal hat der erfahrene Ingenieur an bestimmten Punkten die bessere Idee.

So lassen sich jetzt mit dem Schematic Editor Stromversorgungsschaltungen durch zusätzliche Bauelemente und Verbindungen im Anschluss an die WEBENCH-Simulation modifizieren, SPICE-Simulationen mit der geänderten Schaltung durchführen und den modifizierten Schaltplan schließlich an eine CAD-Plattform exportieren.

 Jeff Perry, Texas Instruments: „Seit 1999 haben die kostenlosen WEBENCH-Tools von TI den Designprozess für mehr als 325.000 Ingenieure vereinfacht und beschleunigt. Mit den leistungsfähigen Berechnungs-Algorithmen und dem SPICE-Simulator von WEBENCH Power Designer lässt sich ein komplettes Design schnell online erstellen, optimieren und simulieren.“
Jeff Perry, Texas Instruments: „Seit 1999 haben die kostenlosen WEBENCH-Tools von TI den Designprozess für mehr als 325.000 Ingenieure vereinfacht und beschleunigt. Mit den leistungsfähigen Berechnungs-Algorithmen und dem SPICE-Simulator von WEBENCH Power Designer lässt sich ein komplettes Design schnell online erstellen, optimieren und simulieren.“

Mit diesem Feature soll sich laut Jeff Perry, Leiter des WEBENCH Design Centers und Nachfolger von Phil Gibson, der Zeitaufwand für das Design und die Verifikation von Stunden auf Minuten verkürzen.

Wichtige Eigenschaften des Schematic Editors

  • Mehrere Mixed-Output-Kondensatoren, Filter, parasitäre Effekte der Leiterplatte und Snubber-Schaltungen lassen sich in Netzteilschaltungen implementieren.
  • Bibliothek mit über 40.000 Bauelementen zur Anpassung der Schaltung.
  • Simulation individueller Power-Designs vor dem Export an CAD-Tools wie OrCAD Capture CIS (Cadence), Xpedition xDX Designer (Mentor Graphics) oder  EAGLE (CADSoft) sowie Altium-Formate wie Altium Designer.

Details erklärt Jeff in diesem Video
Die WEBENCH-Tools

WEBENCH Designer und Architect sind Online-Entwicklungswerkzeuge, mit denen sich Schaltungen komplett designen und simulieren lassen. Die Bauelemente-Bibliotheken umfassen mehr als 40.000 Bauteile von 120 Herstellern. Für die Designoptimierung und Produktionsplanung werden die Preis und Verfügbarkeitsinformationen von den TI-Distributionspartnern stündlich aktualisiert. Mit den in acht Sprachen verfügbaren Tools lassen sich in Minutenschnelle komplette Systemdesigns vergleichen und logistische Entscheidungen treffen.

 

So umgeht man häufige Stolpersteine beim Umgang mit Fehlerverstärkern

In diesem Artikel sollen einige Stolpersteine behandelt werden, die im Zusammenhang mit Fehlerverstärkern auftreten können, die aber leicht zu umgehen sind.

Zu ihnen gehören das unsachgemäße Berechnen der Verstärkung des Fehlerverstärkers, unrealistische Erwartungen an den Verstärker und Fehler beim Schaltungslayout. Bild 1 zeigt einen typischen Schaltregler, bei dem ein Steuerungs-IC mit eingebauter Fehlerverstärkung zur Anwendung kommt. Der Plus-Eingang des Verstärkers ist an eine interne Referenz angeschlossen, der Minus-Eingang ist über den Pin FB nach außen geführt, und den Ausgang bildet der Pin COMP. Die Ausgangsspannung des Schaltreglers wird durch den Spannungsteiler aus R5 und R7 bestimmt.

 Bild 1: Thevenin-Ersatzschaltbild für den Eingang des Fehlerverstärkers - Verstärkung des Fehlerverstärkers mit Widerständen zum Einstellen der Spannung
Bild 1: Thevenin-Ersatzschaltbild für den Eingang des Fehlerverstärkers – Verstärkung des Fehlerverstärkers mit Widerständen zum Einstellen der Spannung

Der erste Fehler, der bei Fehlerverstärkern häufig begangen wird, besteht darin, R5 für die Berechnung der AC-Kleinsignalverstärkung heranzuziehen, obwohl dieser Widerstand hierauf gar keinen Einfluss hat. Betrachtet man den Fehlerverstärker als idealen Verstärker, so liegen seine Eingänge virtuell auf Massepotential.

Das bedeutet, dass kein AC-Strom durch R5 fließt, so dass R5 keinen Einfluss auf die AC-Kleinsignalverstärkung hat. Davon kann man sich leicht überzeugen, indem man in einem Thevenin-Ersatzschaltbild (siehe Anhang) vom Fehlerverstärker aus in Richtung Eingang blickt.

Der zweite häufig begangene Fehler besteht darin, dem Verstärker mehr Verstärkung abzuverlangen als dieser liefern kann. Bild 2 veranschaulicht dies: Sie zeigt einen gewünschten Frequenzgang des Fehlerverstärkers, dessen Verstärkung und das in Anbetracht der Grenzen des Fehlerverstärkers erwartete Betriebsverhalten. Wie man sieht, kann der Verstärker die gewünschte Verstärkung im oberen Frequenzbereich wegen seiner eingeschränkten Bandbreite nicht liefern.

 Bild 2: Die Bandbreite des Fehlerverstärkers begrenzt die verfügbare Verstärkung
Bild 2: Die Bandbreite des Fehlerverstärkers begrenzt die verfügbare Verstärkung

Auch der (hier nicht dargestellte) Phasengang ist ebenfalls stark beeinträchtigt. Dies ist insbesondere in ‚voltage mode‘ Spannungswandlern (wie in Bild 2) ein Problem, in denen im oberen Frequenzbereich eine hohe Verstärkung erwünscht ist. Bei der Dimensionierung der Kompensation für den Fehlerverstärker ist besonders auf dessen Einschränkungen bezüglich der Bandbreite zu achten, da der Schaltregler sonst leicht ins Schwingen geraten kann.

Das gravierendste Problem mit parasitären Kapazitäten betrifft gewöhnlich die Leiterbahnführung für die Rückkopplungsspannung (FB-Spannung) und die Kompensations-Knotenpunkte des Fehlerverstärkers. Dies ist auf die hohe Impedanz des Fehlerverstärkereingangs, die hohe Verstärkung im Fehlerverstärker und die große Zahl der an diesen Knotenpunkt angeschlossenen Bauelemente zurückzuführen.

Bild 1 zeigt diesen neuralgischen Punkt in einem typischen Regler und einen der Knotenpunkte mit einer erhöhten Wahrscheinlichkeit für die Einkopplung von Störungen. Das Signal an der Verbindung zwischen Q1 und D1 hat eine sehr steile Anstiegsrate (Slew Rate), die in der Größenordnung von 0,1 V/ns bis 1 V/ns liegt und schon bei einer parasitären Kapazität von nur 1 pF einen Strom von 1 mA hervorrufen kann.

Die Impedanzen an FB und an Kompensationsknotenpunkten liegen typisch in der Größenordnung von 1 kΩ bis 10 kΩ, so dass dieser Strom erhebliche Störspannungen am Eingang des Fehlerverstärkers erzeugen kann. Dies macht sich gewöhnlich in Form von erratischen Gate-Ansteuersignalen oder von Schwingungen bemerkbar, weil der Schaltregler versucht, die von der Störquelle eingekoppelten Signale zu kompensieren.

Erfolgreiche Designs werden dieser Tatsache Rechnung tragen, indem der Schaltplan so ausgelegt wird, dass die Kompensationsbauelemente in der Nähe des Fehlerverstärkers dargestellt sind und so auf die empfohlene Leiterbahnführung hingedeutet wird. Man sollte also die Bauelemente möglichst konzentriert in unmittelbarer Nähe des Fehlerverstärkers anordnen und die zu ihnen führenden Leiterbahnen möglichst kurz halten.

Wichtig ist auch, dass sich keine Leitungen mit hohem dV/dt in der Nähe dieser Bauelemente befinden. Dies gilt auch für den Schaltknotenpunkt und das Gate-Ansteuersignal.

 Bild 3: Der Fehlerverstärker ist im Steuerungs-IC integriert
Bild 3: Der Fehlerverstärker ist im Steuerungs-IC integriert

Ein weiteres verbreitetes Problem ist, dass in der Rückkopplungsschaltung nicht die richtigen Impedanzen verwendet werden. Der Fehlerverstärker hat ein begrenztes Ansteuervermögen und muss geeignete Spannungen über den Rückkopplungsbauelementen aufbauen. In dem in Bild 1 gezeigten Fall liefert der Fehlerverstärker gerade einmal 100 µA, muss aber Spannungen in der Größenordnung von einem Volt entwickeln.

Die Impedanzen, mit denen der Fehlerverstärkerausgang beschaltet ist, oder Impedanzen in seiner Rückkopplungsschleife sollten nicht kleiner als 10 kΩ sein. Zu hohe Impedanzwerte in der Rückkopplungsschleife sind allerdings ebenfalls zu vermeiden, da hierdurch die Gefahr steigt, dass Störungen aus geschalteten Signalen eingekoppelt werden.

Bild 1 zeigt zugleich die beste Möglichkeit zum Konfigurieren der Rückkopplungsbauelemente um den Fehlerverstärker herum auf: So ist der hochohmige Eingang (FB) des Fehlerverstärkers mit Widerständen und nicht mit Kondensatoren beschaltet.

Hierdurch sinkt die Störempfindlichkeit an den Knotenpunkten R6/C9 und R4/C3, da ihre wirksame Impedanz niedrig gehalten wird. Die anderen Seiten der Kondensatoren sind mit einem niederohmigen Punkt der Schaltung verbunden, was die Gefahr von Störsignaleinkopplungen verringert.

Zusammenfassend lässt sich sagen, dass es viele Möglichkeiten gibt, Fehlerverstärker falsch einzusetzen. Dazu gehören das unsachgemäße Berechnen der Verstärkung des Fehlerverstärkers, unrealistische Erwartungen an den Verstärker und Fehler beim Schaltungslayout. Widmet man diesen Punkten etwas Aufmerksamkeit, so kann dies dazu beitragen, stundenlange Laborarbeit für die Fehlersuche an einer Schaltung zu vermeiden.


Von

Robert Kollman,
Texas Instruments.

Präzise Temperaturmessung mit Thermoelementen des Typs K

In diesem Schaltungstipp stellen wir eine kompakte, preisgünstige Lösung zur Aufbereitung von Thermoelementsignalen und deren Digitalisierung mit einem hochauflösenden A/D-Wandler vor.

 Bild 1: Thermoelementmesssystem (Typ K) mit integrierter Kaltstellenkompensation (vereinfachte Blockschaltung) (Bild: ADI) Bild 1: Thermoelementmesssystem (Typ K) mit integrierter Kaltstellenkompensation (vereinfachte Blockschaltung) (Bild: ADI)

Bei der Schaltung in Bild 1 handelt es sich um eine komplette Signalaufbereitung für ein Thermoelement mit Kaltstellenkompensation und nachgeschaltetem 16 Bit Sigma-Delta A/D-Wandler. Der Thermoelementverstärker AD8495 ist eine einfache und preiswerte Lösung zur Messung von Temperaturen mit Thermoelementen des Typs K (Paarung Nickel-Chrom/Nickel) einschließlich Kaltstellenkompensation.

Ein Instrumentenverstärker mit fester Verstärkung im AD8495 verstärkt das kleine Spannungssignal des Thermoelements und liefert 5 mV/°C am Ausgang. Die hohe Gleichtaktunterdrückung des Verstärkers sperrt Gleichtaktrauschen, das über die langen Anschlussleitungen des Thermoelements aufgenommen werden kann. Die hohe Impedanz der Eingänge erleichtert eine Erweiterung mit einem externen Filter für zusätzlichen Schutz.

Der differenzielle Verstärker AD8476 liefert den richtigen Signalpegel und die Gleichtaktspannung zum Treiben des 16 Bit, Sigma-Delta-A/D-Wandlers AD7790. Die Schaltung ist eine kompakte, preisgünstige Lösung zur Aufbereitung von Thermoelementsignalen und der Digitalisierung mit einem hochauflösenden A/D-Wandler.

Schaltungsbeschreibung

Ein Thermoelement ist ein einfaches, weit verbreitetes Bauteil zur Messung von Temperaturen. Es besteht aus zwei unterschiedlichen Metallen, die an einem Ende miteinander verbunden sind (Hot Junction). Das andere Ende des Thermoelements ist mit den Metallleitungen verbunden, die zur Messelektronik führen. Diese Verbindung bildet einen zweiten Übergangspunkt – genannt Cold Junction oder Kaltstelle. Um die Temperatur an der Messstelle (TMJ) zu erhalten, muss die differenzielle Spannung, die das Thermoelement erzeugt, bekannt sein. Außerdem muss die Fehlerspannung, die durch die Temperatur an der Referenzstelle (TRJ) erzeugt wird, spezifiziert sein.

Da mit Hilfe von Thermoelementen nur eine Temperaturdifferenz ermittelt werden kann, sind zur Messung der absoluten Temperatur weitere Maßnahmen notwendig. Hierzu muss die absolute Temperatur an den Drahtenden (Übergabepunkt) ermittelt und zum Differenz-Messergebnis addiert werden. Man spricht hierbei von einer Kaltstellenkompensation. Die Elektronik muss Änderungen der Temperatur am Referenzpunkt (Cold Junction) kompensieren, damit die Ausgangsspannung einer genauen Darstellung der Hot-Junction-Messung entspricht.

Die Schaltung nutzt den Thermoelementverstärker AD8495 an einer 5-V-Versorgung. Die Ausgangsspannung des AD8495 ist für 5 mV/°C kalibriert. An einer unipolaren 5-V-Versorgung ist der Ausgang linear zwischen etwa 75 mV und 4,75 V. Dies entspricht einem Temperaturbereich von 15 bis 950°C.

Der Ausgang des AD8495 treibt den nichtinvertierenden Eingang des differenziellen Verstärkers AD8476 der als Spannungsfolger geschaltet ist. Dieser wandelt das massebezogene Eingangssignal in differenzielle Ausgangssignale zum Treiben des A/D-Wandlers.

Ein differenzieller Tiefpass- und ein Gleichtaktfilter vor dem Eingang des AD8495 verhindern, dass HF-Signale, die, falls sie den AD8495 erreichen, gleichgerichtet werden können und als Temperaturschwankungen erscheinen. Die beiden 100-Ω-Widerstände und der 1-μF-Kondensator bilden einen differenziellen Filter mit einer Cutoff-Frequenz von 800 Hz.

Die beiden 0,01-μF-Kondensatoren bilden Gleichtaktfilter mit einer Cutoff-Frequenz von 160 kHz. Ein ähnlicher Filter befindet sich am Ausgang des differenziellen Verstärkers AD8476, bevor das Signal an den A/D-Wandler AD7790 gelangt.

Die Eingänge des AD8495 sind vor Abweichungen der Eingangsspannung bis 25 V von der Versorgungsspannung mit entgegengesetzter Polarität geschützt. Zum Beispiel verkraftet das Bauteil in dieser Schaltung mit einer positiven Versorgung von 5 V und der negativen Versorgung auf Masse (GND) eingangsseitig Spannungen von –20 bis 25 V. Spannungen an den Referenz- und Messpins sollten die Versorgung nicht mehr als 0,3 V übersteigen. Diese Eigenschaft ist speziell in Anwendungen mit kontrollierter Einschaltreihenfolge (Power Supply Sequencing) wichtig. Hier kann es passieren, dass die Signalquelle aktiv ist, bevor die Versorgungsspannungen am Verstärker anliegen.

Den ausführlichen Schaltungstipp finden Sie im Internet.

Der Autor: James Fitzgerald,  Analog Devices.

Medienrotation bei der Datensicherung beachten

Ein gutes Backup-Konzept beinhaltet auch immer ein Konzept, in welchem Zeitraum Daten wiederhergestellt werden können.
Je einfacher die Medienrotation ist, desto einfacher lässt sie sich auch verwalten. Bei einer einfachen Medienrotation, die zum Beispiel jeden Tag eine Vollsicherung vorsieht, lassen sich Dateien sehr schnell wiederherstellen, ohne dass der Administrator viele Bänder wechseln muss.

Bei einer Vollsicherung werden alle Daten auf einmal gesichert. Die Vollsicherung hat den Vorteil, dass ein Administrator von jedem Tag, an dem eine Vollsicherung verfügbar ist, Daten uneingeschränkt und schnell wiederherstellen kann. Der Speicherplatz einer Vollsicherung ist natürlich um einiges größer als bei anderen Sicherungsvarianten. Die schnellsten Wiederherstellungszeiten erreichen Sie, wenn Sie jeden Tag eine Vollsicherung Ihrer Daten durchführen. In diesem Fall wissen Sie, dass jeder Mediensatz alle wichtigen Daten des Unternehmens enthält. Bei einer Vollsicherung sollte dennoch jeden Tag ein neues Band eingelegt werden bzw. in der Library genügend Kapazität zur Verfügung stehen, dass die Sicherung mindestens für eine Woche Platz hat. Am besten sollten Sie bei einem Konzept mit Vollsicherungen dafür sorgen, dass eine Vollsicherung mindestens 14 Tage zurückreicht. Dazu verwenden Sie für die erste Woche einen getrennten Mediensatz, der die Sicherungen der ersten Woche enthält, und ersetzen diesen Satz in der zweiten Woche. Wenn am Wochenende niemand arbeitet, brauchen zu diesem Zeitpunkt auch keine Daten gesichert zu werden. Sie sollten die Bänder immer so beschriften, dass sofort erkennbar ist, zu welchem Tag das Band gehört.

Inkrementelle und differenzielle Sicherungen verstehen

Eine inkrementelle Sicherung sichert alle Daten, die sich seit der letzten Sicherung geändert haben. Unveränderte Daten werden nicht gesichert, da sich diese in einer vorherigen Sicherung befinden. Bei dieser Sicherungsart bauen die Datensicherungen aufeinander auf. Zu einem gewissen Zeitpunkt benötigen Sie eine Vollsicherung, zum Beispiel freitags. Am Montag werden alle Daten gesichert, die sich seit Freitag verändert haben. Am Dienstag werden alle Daten gesichert, die sich seit Montag verändert haben. Wenn Sie daher am Freitagmorgen eine vollständige Wiederherstellung durchführen müssen, werden erst die letzte Vollsicherung des letzten Freitags und dann alle Sicherungen bis zur aktuellen inkrementellen Sicherung benötigt. Der Vorteil dabei ist, dass jeder Sicherungsvorgang sehr schnell durchgeführt werden kann, da nur wenige Daten gesichert werden müssen. Der Nachteil ist, dass bei einer Wiederherstellung zahlreiche Bänder gewechselt und katalogisiert werden müssen. Wenn ein Band defekt ist, kann die Wiederherstellung fehlschlagen und die Daten des Tages, die dieses Band gesichert hat, sind unwiederbringlich verloren. Bei inkrementellen Sicherungen sollten Sie auf jeden Fall einmal in der Woche eine Vollsicherung durchführen.

Eine differenzielle Sicherung sichert alle Daten seit der letzten Vollsicherung. Sie müssen daher für diese Strategie an einem gewissen Tag eine Vollsicherung machen. Da jede differenzielle Sicherung eine Vollsicherung voraussetzt, muss eventuell bei einer kompletten Wiederherstellung zunächst die Vollsicherung und dann die letzte differenzielle Sicherung wiederhergestellt werden. Der Nachteil von differenziellen Sicherungen im Vergleich zu inkrementellen ist, dass im Zeitraum nach der Vollsicherung die Datensicherung immer länger dauert, da immer mehr Daten gesichert werden müssen. Wiederherstellungsvorgänge lassen sich aber sehr viel schneller durchführen als mit inkrementellen Sicherungen. Bei einer differenziellen Sicherung sollten Sie einmal in der Woche (zum Beispiel sonntags) eine Vollsicherung durchführen und diese nur alle vier Wochen überschreiben lassen. An jedem Tag der Woche können Sie ein neues Medium verwenden, um die geänderten Daten seit Sonntag zu sichern.

True SHDN-Shutdown Schaltung für Aufwärtswandler

Das folgende Schaltungsbeispiel beschreibt, wie eine Ladungspumpe bei einem RS232-Baustein verwendet werden kann, um einen N-Kanal MOSFET zu steuern, der bei einem Abwärtswandler die positive Versorgungsleitung vollständig trennt. Damit lässt sich im Stand-by-Betrieb Energie sparen.

Geringer Stromverbrauch spielt bei batteriebetriebenen Geräten eine wichtige Rolle. Diese Geräte arbeiten üblicherweise mit niedriger Versorgungsspannung und haben dann häufig Aufwärtswandler um andere Komponenten zu versorgen, wie zum Beispiel LCD-Displays, die höhere Versorgungsspannungen benötigen.

Um Strom zu sparen, werden Komponenten und Bausteine in den Sleep-Modus versetzt oder abgeschaltet, wenn man sie nicht benötigt. Viele Aufwärtswandler können jedoch nicht wirklich abgeschaltet werden, auch wenn sie einen SHDN-Eingang haben, da über Spule und Schottky-Diode vom Eingang zum Ausgang immer noch Strom fließen kann.

 Bild 1: Eine Möglichkeit, wie man den Strompfad mit Hilfe eines N-Kanal MOSFETs trennen und damit einen „True SHDN“ realisieren kann.
Bild 1: Eine Möglichkeit, wie man den Strompfad mit Hilfe eines N-Kanal MOSFETs trennen und damit einen „True SHDN“ realisieren kann.

Das folgende Schaltungsbeispiel zeigt eine Möglichkeit, den Strompfad mit Hilfe eines N-Kanal MOSFETs zu trennen und damit einen „True SHDN“ zu realisieren. Als Beispiel werden hier der Aufwärtswandler MAX17112, der RS-232-Baustein MAX3384E und ein N-Kanal MOSFET (FDC637BNZ von Fairchild) eingesetzt.

Da sich der N-Kanal MOSFET in der positiven Versorgungsleitung befindet, muss die Gate-Spannung höher als die Betriebsspannung sein, damit der FET leitet. Dafür könnte ein Spannungswandler mit Ladungspumpe genommen werden. Hat das Gerät bereits einen RS-232 Baustein an Bord, bei dem ein Kanal nicht benötigt wird, ergibt sich eine verblüffende Alternative.

Bei dem Schaltungsbeispiel wird die Ausgangsspannung der RS-232-Schnittsstelle (T1OUT) benutzt, um den N-Kanal MOSFET einzuschalten. Der Eingang T1IN wird zu diesem Zweck zur Masse verbunden. Der T1OUT hat dann eine Mindestspannung von 5 V (typ. 5,5 V), hoch genug um den MOSFET einzuschalten, wenn das System mit 3 V (z.B. 2 × 1,5 V AA-Zellen) versorgt wird. Der Ausgang T1OUT ist hochohmig, wenn der RS-232-Baustein abgeschaltet wird und der hochohmige Widerstand zwischen Gate und Source sorgt für ein Abschalten des N-Kanal MOSFETs. Man kann mit einem einzigen SHDN-Signal gleichzeitig den MAX3384E und den MAX17112 abschalten sowie den Strompfad trennen und damit einen „True SHDN“ realisieren.