Snubber-Schaltung für den primärseitigen Schalter eines Sperrwandlers

  • Die Spannungsbelastung des MOSFET muss auf ein akzeptables Maß begrenzt werden.
  • Die Streuinduktivität muss möglichst zügig entladen werden, um den Wirkungsgrad hoch zu halten (siehe Power-Tipp 17).
  • Das Hinzufügen des Snubber-Glieds darf die Schaltungsverluste nur minimal erhöhen.
  • Auswirkungen auf das dynamische Verhalten des Netzteils sind zu vermeiden

Die kostengünstigste Möglichkeit, die soeben aufgezählten Vorgaben zu verwirklichen, sind in Bild 1 von Tipp 17 dargestellt. Implementiert ist diese Lösung mit einer Freilaufdiode, einem Kondensator und einem Belastungswiderstand. Ihre Funktionsweise basiert darauf, dass überschüssige Energie aus der Streuinduktivität des Übertragers in den Snubber-Kondensator geleitet und im Verlauf der Schaltperiode abgebaut wird. Nachteilig an dieser Methode ist, dass im Snubber-Widerstand unabhängig von der Ausgangsleistung immer eine gewisse Energiemenge in Wärme verwandelt wird. Außerdem wird die am Kondensator liegende Spannung in jedem Schaltzyklus mindestens auf das Niveau der reflektierten Ausgangsspannung angehoben. Dies aber geht zu Lasten des Wirkungsgrads – besonders bei geringer Ausgangsleistung.

Bild 1: Diese FET-Klemmschaltung überzeugt durch einen hohen Wirkungsgrad bei geringen Ausgangsleistungen  (Bild: TI) Bild 1: Diese FET-Klemmschaltung überzeugt durch einen hohen Wirkungsgrad bei geringen Ausgangsleistungen (Bild: TI)

Dass sich die Snubber-Schaltung auch anders realisieren lässt, zeigt Bild 1 des vorliegenden Power-Tipps. Die RC-Kombination der bisherigen Lösung wird hier durch einen Widerstand (R1) und eine Z-Diode (D1) ersetzt. Nach dem Abschalten des FET steigt die Drainspannung an, bis die Dioden leitend werden und die Streuinduktivität des Übertragers damit entladen. Die Entladerate hängt davon ab, wie groß die Differenz zwischen der reflektierten Ausgangsspannung und der Zenerspannung ist. Wie schon im Power-Tipp 17 ausgeführt, kommt es im Interesse eines möglichst hohen Wirkungsgrads darauf an, die Energie aus der Streuinduktivität so schnell wie möglich abzubauen. Bei der Festlegung der Werte müssen zunächst die Spannungsfestigkeit des MOSFET und etwaige Derating-Kriterien berücksichtigt werden, um die maximal zulässige Spannungsbelastung des MOSFET zu ermitteln. Grundsätzlich gilt, dass die Zenerspannung größer als die reflektierte Ausgangsspannung sein muss, damit die Z-Diode nicht mehr leitet, nachdem die Streuinduktivität entladen ist. Anschließend muss die Kombination aus dem Widerstand und der Z-Diode so dimensioniert werden, dass die maximale Spannungsbelastung des MOSFET bei der größten Eingangsspannung und der maximalen Stromstärke nicht überschritten wird.

Bild 2: Eine hohe Zenerspannung bewirkt ein schnelles Entladen der Streuinduktivität und verbessert den Wirkungsgrad.  (Bild: TI) Bild 2: Eine hohe Zenerspannung bewirkt ein schnelles Entladen der Streuinduktivität und verbessert den Wirkungsgrad. (Bild: TI)

Als nächstes muss die Schwingneigung der Schaltung gegen den Wirkungsgrad abgewogen werden. Für das Oszillogramm in Bild 2 wurde der Widerstand R1 kurzgeschlossen. Somit entscheidet allein die Z-Diode über die Spannungsbelastung des MOSFET. Wie man sieht, schnellt die Drainspannung nach dem Abschalten nach oben, und die Streuinduktivität wird bei konstanter Spannung entladen.

Dies sorgt für ein unerreicht schnelles Entladen und ergibt den besten Wirkungsgrad. Ist der Entladevorgang jedoch beendet, oszilliert die Drainspannung um einen Wert, der der Summe aus der reflektierten Ausgangsspannung und der Eingangsspannung entspricht. Dieser Effekt zieht verschiedene Probleme nach sich. Eines davon sind die elektromagnetischen Interferenzen, denn die mit 4 MHz oszillierende Spannung erzeugt Gleichtaktströme im Übertrager und macht ein aufwändigeres Netzfilter erforderlich.

Das zweite Problem hat mit der Wahl des Controller-Bausteins zu tun. Viele Controller-ICs verzichten nämlich auf eine Messung der sekundärseitigen Spannung und nutzen stattdessen die Spannung an der Primärwicklung, um auf die Ausgangsspannung zu schließen. Mit einem solchen Controller würden die beschriebenen Schwingungen die Regelgenauigkeit der Ausgangsspannung beeinträchtigen.

Bild 3: Die elektromagnetischen Interferenzen werden durch den Serienwiderstand reduziert.  (Bild: TI) Bild 3: Die elektromagnetischen Interferenzen werden durch den Serienwiderstand reduziert. (Bild: TI)

Wenn die Oszillationen ein Problem darstellen, muss die Zenerspannung herabgesetzt werden, und zwar fast bis auf den Wert der reflektierten Ausgangsspannung. Anschließend fügt man einen Serienwiderstand hinzu, um die maximale Drainspannung anzuheben. Der Effekt ist in Bild 3 deutlich zu sehen. Das Oszillogramm wurde mit der Schaltung aus Bild 1 aufgenommen. Während die Drainspannung gelb dargestellt ist, gibt die rote Kurve die Spannung am Verbindungspunkt von D3 und R1 wieder. Die Differenz zwischen beiden Spannungen ist proportional zum Strom in der Streuinduktivität. Die Drainspannung beginnt auf einem hohen Wert, was die Spannungsdifferenz reduziert und den Streuinduktivitäts-Strom auf null drückt.

Wenn also die Diode abschaltet, besteht nur eine geringe Differenz zwischen der Drainspannung und der reflektierten Ausgangsspannung, sodass nur minimale Oszillationen auftreten. Leider beeinträchtigt diese Methode den Wirkungsgrad, im vorliegenden Fall um etwa 2 %. Bereits in Tipp 17 fand sich die eindeutige Aussage, dass der Wirkungsgrad umso niedriger wird, je länger das Entladen der Streuinduktivität dauert. In Bild 2 ist eine Entladezeit von 70 ns abzulesen, während es in Bild 3 160 ns sind.

Insgesamt sind RCD-Klemmschaltungen als die einfachste Möglichkeit anzusehen, einen Snubber für einen Sperrwandler zu realisieren. Nachteilig hieran ist die Tatsache, dass die Verlustleistung in dieser Schaltung den Wirkungsgrad im Kleinlastbereich beeinträchtigt. Wenn dies nicht hinnehmbar ist, kann die beschriebene Snubber-Schaltung mit Z-Diode in Frage kommen, in der nur bei Bedarf Verlustleistung abfällt. Den besten Wirkungsgrad erzielt man zweifellos mit einer abrupt ansprechenden Z-Diode, die dafür aber unerwünschte Oszillationen hervorrufen kann. Der beste Kompromiss ist es möglicherweise, die Zenerspannung niedriger zu wählen und einen Widerstand mit der Z-Diode in Reihe zu schalten.

Promiscuous Modus, MAC-Adressänderungen und Gefälschte Übertragungen steuern

Für die drei Optionen können Sie nur jeweils den Wert Akzeptieren oder Ablehnen konfigurieren. Bei der Aktivierung des Promiscuous Modus können, einfach ausgedrückt, alle Netzwerkpakete immer an alle VMs gesendet werden. Bei diesem Vorgang werden keinerlei Filter gesetzt. Standardmäßig ist diese Funktion deaktiviert.

Sinnvoll ist das bei virtuellen VMs, die zur Netzwerküberwachung verwendet werden, oder in Testumgebungen bei denen Sie vSphere Hypervisor virtualisieren. Hier können Sie auch dynamische MAC-Adressänderungen der VMs deaktivieren. Das ist oft wichtig bei der Lizenzierung, bei der Verwendung von Loadbalancern, oder anderen Diensten, die von der Konfiguration der MAC-Adresse abhängen.

Neben der Konfiguration dieser Einstellung für den kompletten virtuellen Switch, lassen sich diese Einstellungen auch auf Ebene der Portgruppen anpassen. Dazu müssen Sie lediglich die Einstellungen der entsprechenden Portgruppe aufrufen.

Vernetzte Fabrik: „Things“ sollten ihre Position kennen

Die digitale Transformation bedingt eine integrierte und digitalisierte Vlaue Chain – hin zu dynamischen Wertschöpfungsnetzwerken. Das Internet of Things (IoT) ist dabei der Schlüssel. Es findet sich heute bereits unter anderem in industrietauglichen Smart Devices, über Sensoren, Aktoren, Anlagen, Gebäude und so weiter integriert und Prozesswerte, Zustände sowie Ereignisse geliefertwerden. Diese Devices in Kombination mit entsprechenden Bedien-Interfaces müssen sowohl der Managementebene als auch der Serviceebene relevante Daten komplexer Zusammenhänge so einfach zur Verfügung stellen, dass Entscheidungen bestmöglich getroffen werden können. Diese Lösungen sollten die mobile zusammenarbeit unterstützen und Abläufe automatisieren.  

Visualisierung macht das loT,,greifbar“

Diese Aufgabe übernehmen loT-Plattformen, die örtlich verteilte Datenquellen und Sensoren zu einem zentralen Managementleitsystem verbinden und relevante Informationen sowie Abläufe auf mobilen Endgeräten verfügbar machen. Mithilfe dieser Plattformen ist es möglich, das Internet der Dinge zu visualisieren und es damit greifbar zu machen: in 3D sowie auf Mobile Devices aus der Cloud. Damit stehen beispielsweise konsistente Kennzahlen aus der Produktion zur Verfügung in Leitständen oder mobil. Neben produktionsrelevanten Daten können technische Anlagen und mobile Geräte somit auch über die Komponenten, den Zustand der Verschleißteile den Energieverbrauch und gegebenenfalls ihren Standort Auskunft geben. Auf Basis derartiger Daten lassen sich beispielsweise Verbräuche optimieren, Ausfallzeiten vermeiden und Servicekosten minimieren. Im Zuge der größtmöglichen Transparenz in der smarten Fabrik kommt der Möglichkeit der Positionsermittlung mit einer georeferenzierten 3D-Visualisierung über die loT-Plattform eine Schlüsselrolle zu. Damit lassen sich Gegenstände, Personen sowie mobile Einsatzmittel orten und in zentralen Leitsystemen visualisieren oder steuern. Insbesondere in großen Gebäudekomplexen und Industrieanlagen schafft dies Entlastung. Das reicht von der Überwachung von Wächterrundgängen über die Anleitung von Personal und Zielführung von Servicemitarbeitern bis hin zur Maschinenüberwachung und vielem mehr. Damit kennt der Anwender auch in der entfernten Leitstelle die Gegebenheiten und Positionen vor Ort. So können Situationen besser eingeschätzt und Entscheidungen abgeleitet werden. Ein Beispiel, wie ein derartiges Modell unter der Nutzung einer loT-Plattform in der praktischen Umsetzung funktioniert, zeigt sich anhand des Einsatzes in einer Smart Electronic Factory eine reale Industrie-4.0-Umgebung. Aus dem Gebäudegrundriss der Fabrik sowie den 3D-Modellen der angeschlossenen Produktionsanlagen und Informationen zu deren Soll/Ist-Werten, Zuständen und Kenngrößen wurde ein ganzheitliches 3D-Modell entwickelt, das die Smart Electronic Factory darstellt. Das Ganze ist georeferenziert umgesetzt, sodass über eine Positionsanzeige und Location-based Services auch bewegte Objekte in die intelligente Fabrik eingeblen det werden können. Zustände und Positionen von Sensoren, Aktoren und bewegten Objekten können im 3D-Modell angezeigt und bei Bedarf gesteuert werden. Zudem können diese Informationen für mobile Einsatzfälle visualisiert und intuitiv erfassbar bereitgestellt werden. Dies ist die Basis für ein effektives Management der Anlagen. Durch virtuelle Rundgänge und räumliche Orientierung sind die Verantwortlichen in der Lage, Situationen schnell zu erfassen und Entscheidungen zu treffen. Durch beliebiges Bewegen in virtuellen Gebäuden und Anlagen ergibt sich eine optimale Übersicht beziehungsweise effiziente Überwachung von realen Industrie-4.0-Anwendungen. 

Chancen für die vernetzte Fabrik

Produkte, Maschinen und Anlagen werden sich eigenständig und dynamisch an veränderte Anforderungen anpassen. Die Intelligenz und Vernetzung benötigt jedoch weiterhin den Menschen als steuernde und entscheidende Instanz. Daher gilt es, Mensch und Maschine auch in örtlich verteilten und mobilen Umgebungen sinn- voll miteinander zu vernetzen und ihnen entscheidungsrelevante Daten einfach und übersichtlich an die Hand zu geben. IoT-Platt- formen sorgen für eine hohe Transparenz sowie Effizienz der Pro- zesse in der Industrie 4.0 und das Internet of Things wird (be)greif- bar. 

 

Universeller Gasdetektor auf Basis elektrochemischer Sensoren

Die Schaltung in Bild 1 zeigt einen universellen, mobilen Gasdetektor, der mit verschiedenen elektrochemischen Sensoren bestückt werden kann. Im vorliegenden Beispiel ist ein Sensor CO-AX von Alphasense im Einsatz, der die Konzentration von Kohlenmonoxid bestimmen kann.

Elektrochemische Sensoren kommen häufig zum Einsatz, um giftige Gase in Konzentrationen kleiner 1 ppm zu bestimmen. Die eingesetzten Sensoren sind meist gasspezifisch, d.h. für jede Art von Gas wird ein separater Sensor benötigt.

Die Schaltung basiert auf einem sogenannten Auto-Zero-Verstärker (ADA4528-2), der eine maximale Offset-Spannung von 2,5 µV bei gleichzeitig gutem Spannungsrauschen von 5,6 µV/√Hz besitzt. Statt eines festen Transimpedanz-Widerstands wird der AD5270-20, ein programmierbarer Rheostat (einstellbarer Widerstand), eingesetzt, mit dem die Schaltung mit verschiedenen Sensoren betrieben werden kann, ohne die Bestückung der Platine zu ändern.

Die benötigte Referenzspannung von 1,2 V wird durch den ADR3412, eine Referenz mit einer Genauigkeit von 0,1%, einer Drift von 8 ppm/°C und sehr geringer Verlustleistung erzeugt. Diese beiden Kernkomponenten gewährleisten eine Genauigkeit, die für den nachfolgenden 16 Bit A/D-Wandler (z.B. AD7790) benötigt wird.

Funktionsweise der Schaltung

Bei elektrochemischen Sensoren diffundiert Gas durch eine Membran in Sensor und reagiert mit der Messelektrode (WE). Die Referenzelektrode (RE) erzeugt die Rückkopplung für den Verstärker (U2-A), der dafür sorgt, dass die Messelektrode (WE) ein konstantes Potenzial sieht, was durch die Änderung der Spannung an der Gegenelektrode (CE) erreicht wird.

Die Stromrichtung in der Messelektrode hängt davon ab, ob im Sensor eine Reduktionsreaktion oder eine Oxidation stattfindet. Im Falle des Kohlenmonoxid-Sensors findet eine Oxidation statt, der Strom fließt in die Messelektrode. Das bedeutet, das die Gegenelektrode ein um ca. 300 bis 400 mV negativeres Potenzial annehmen muss als die Messelektrode.

Bild 2: Vereinfachte Beschaltung des Sensors Bild 2: Vereinfachte Beschaltung des Sensors

Der Stromfluss liegt bei etwa 100 nA pro ppm, was bedeutet, dass zur Wandlung des Stroms in eine Spannung ein Transimpedanzwandler mit sehr geringem Eingangsstrom benötigt wird. Der ADA4528-2 eignet sich für diese Anwendung, da er CMOS-Eingangsstrukturen mit einem Eingangsstrom von 220 pA besitzt.

Die Schaltung benötigt nur eine einzelne Versorgungsspannung von 3,3 V, alle Komponenten sind auf einen optimale Genauigkeit bei geringem Strombedarf ausgelegt. Um den Strombedarf zu reduzieren kann statt eines ADA4528-2 ein ADA4505-2 eingesetzt werden, was allerdings zu Lasten der Genauigkeit geht.

Der Verstärker U2-A arbeitet als Stromsenke und sorgt für eine Potenzialdifferenz von 0 V zwischen Messelektrode WE und Referenzelektrode RE. Der Strom, der aus der Messelektrode fließt, ist proportional zur Gaskonzentration.

Die Ausgangsspannung des Transimpedanzwandler lässt sich wie folgt beschreiben: U0 = 1,2 V + IWE * RF

RF ist der Rückkopplungswiderstand des Transimpedanzwandlers (hier durch den Rheostat U3-B dargestellt); IWE ist der Strom, der in die Messelektrode fließt.

Einer der schwierigen Punkte ist die Genauigkeit der Daten, da besonders der Bereich nahe des Gleichstroms (einige mHz) interessant ist. Deshalb dient der Tiefpass aus R8 und C9 (0,16 Hz) als Filter. Diese tiefe Frequenz ist sinnvoll, da der Sensor eine Ansprechzeit von etwa 30 s hat. Mit dieser Konfiguration kommt die Schaltung auf eine rauschfreie Auflösung von 15,9 Bit.

Wichtig beim Test der Schaltung: Kohlenmonoxid ist ein giftiges Gas und in Konzentrationen von mehr als 250 ppm gefährlich. Daher sollte nur in geschlossenen Gefäßen getestet werden.

Virtuelle Netzwerke und Switches auf Hosts anlegen

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Im Web Client des vCenters verwalten Sie die Standard Switches in den Einstellungen eines angebundenen Hosts

Sobald Sie sich in der Netzwerkkonfiguration des Hosts befinden, sehen Sie bereits vorhandene Switches, deren Typ, und welcher Netzwerkadapter verwendet wird. Hier können Sie auch Einstellungen ändern, und weitere virtuelle Switches erstellen. Im Fenster sehen Sie im Kasten Virtuelle Switches die Bezeichnung des virtuellen Switches und im unteren Bereich dessen Konfiguration sowie die Portgruppen die dem virtuellen Switch zugeordnet sind. Hier sehen Sie also auch welche Netzwerktypen sich einen virtuellen Switch teilen.

In produktiven Umgebungen ist es empfehlenswert, dass die das Netzwerk der VMs vom Management Network und dem Netzwerk für den VMKernel trennen. Legen Sie neue Portgruppen an und weisen diese vorhandenen virtuellen Switches zu, oder erstellen über den Assistenten einen neuen virtuellen Switch, können Sie jederzeit Portgruppen aus der Zuweisung eines virtuellen Switches löschen. Dazu markieren Sie die Portgruppe und wählen danach das Symbol zum Löschen aus.

Im oberen Bereich erstellen Sie ein neues virtuelles Netzwerk auf dem Host. Hier haben Sie die Möglichkeit zwischen VMKernel-Netzwerkadapter, Physischer Netzwerkadapter und Portgruppe der virtuellen Maschine für einen Standard-Switch zu wählen.

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Beim Erstellen neuer virtueller Switches auf einem Host stehen Ihnen verschiedene Möglichkeiten zur Verfügung

Erstellen Sie in diesem Rahmen mit Portgruppe der virtuellen Maschine für einen Standard-Switch eine neue Verbindung, können Sie entweder einen bereits vorhandenen Switch auswählen, oder Sie erstellen einen neuen Standard-Switch.  Im Assistenten zum Anlegen eines neuen Standard-Switches legen Sie als nächstes fest, welche Adapter mit dem virtuellen Switch verbunden werden sollen. Verwenden Sie an dieser Stelle keinen Adapter, wird automatisch ein interner Switch angelegt.  Sie erhalten noch eine Warnung, wenn Sie keinen Adapter anlegen.

Anschließend geben Sie dem neuen virtuellen Netzwerk einen Namen und wählen die Konfiguration des VLANs aus. Die Einstellung Keine (0) legt fest, dass die VLAN-ID am Port der VM in der virtuellen Switch ausgelesen wird, die Einstellung Alle (4095) legt fest, dass das Betriebssystem innerhalb der VM für die VLAN-ID zuständig ist. Das heißt, bei der Einstellung Alle (4095) nimmt die virtuelle Switch alle Netzwerkpakete mit VLAN-Tag an, und leitet diese an die VM weiter. Tragen Sie an dieser Stelle eine VLAN-ID ein, werden ausschließlich die Pakete dieser VLAN-ID angenommen.

vSphere Hypervisor von und auf USB installieren

Am einfachsten ist es, wenn Sie dazu das kostenlose Tool Rufus (http://rufus.akeo.ie) verwenden. Rufus muss nicht installiert werden, sondern steht auch als portable Version zur Verfügung. Die Vorgehensweise zum Erstellen eines Bootmediums für Hypervisor ist recht einfach:

  1. Laden Sie sich Rufus als portable Version herunter und starten Sie das Tool.
  2. Hat der Rechner eine Internetverbindung, können Sie nach dem Start prüfen lassen, ob eine neuere Version vorliegt.
  3. Sobald Rufus einsatzbereit ist, wählen Sie im Feld Laufwerk zunächst den USB-Stick aus, den Sie für die Installation verwenden wollen. 
  4. Klicken Sie danach auf das DVD-Symbol des Tools bei „Startfähiges Laufwerk erstellen mit“ und wählen Sie die ISO-Datei von vSphere Hypervisor 6 aus.
  5. Als Partitionsschema verwenden Sie GPT.
  6. Das Dateisystem können Sie auf FAT32 belassen.
  7. Auf Wunsch können Sie noch die Einstellungen bei „Größe der Zuordnungseinheiten“ anpassen, notwendig ist das aber nicht.
  8. Klicken Sie danach auf Start und lassen Sie den USB-Stick erstellen. Sobald der Stick zur Verfügung steht, können Sie auch mit diesem vSphere Hypervisor 6 auf einem Server installieren.

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vSphere Hypervisor 6 können Sie auch über einen USB-Stick installieren

Für Testumgebungen kann es sinnvoll sein, dass Sie den Hypervisor nicht auf einer internen Festplatte des Servers installieren, sondern auf einen USB-Stick. Verbinden Sie den USB-Stick mit dem Server, bootet dieser mit vSphere Hypervisor und lässt sich genauso verwalten, wie eine lokale Installation. Für Produktivumgebungen ist das zwar nicht geeignet, aber für Testumgebungen ist diese Möglichkeit durchaus interessant.  Für die Installation muss der Stick nur mit dem Server verbunden werden. Weitere Einstellungen sind nicht notwendig.

Abschätzung der Induktivität von Leiterbahnen

Zum Beispiel kann eine hohe Leiterbahn-Induktivität die Impedanz einer Gatetreiber-Schaltung bei hohen Frequenzen erhöhen, was den Wirkungsgrad beeinträchtigen oder die Wirksamkeit von Filterkondensatoren schmälern kann.

In diesem Power-Tipp untersuchen wir eine Reihe einfacher Formeln für die Induktivität von Leiterbahnen im freien Raum und über einer Massefläche. Dabei wird sich herausstellen, dass die Massefläche die Leiterbahn-Induktivität entscheidend reduziert. Sie ist deshalb von großer Bedeutung für die Leistungsfähigkeit eines Netzteils.

Bild 1: Die Induktivität eines Leiters im freien Raum steht in logarithmischer Beziehung zu seiner Breite  (Bild: TI) Bild 1: Die Induktivität eines Leiters im freien Raum steht in logarithmischer Beziehung zu seiner Breite (Bild: TI)

Bei der einfachsten Leiterbahn handelt es sich um einen Leiter mit rechteckigem Querschnitt im freien Raum, dessen Induktivität mit der Formel in Bild 1 berechnet werden kann. Wie man sieht, ist die Induktivität stark von der Länge abhängig, während sie zur Breite in logarithmischer Beziehung steht. Die bekannte Empfehlung, eine Leiterbahn möglichst breit zu machen, um ihre Induktivität zu verringern, wird durch die Formel in der Tat erhärtet.

Andererseits mindert der Logarithmus den positiven Effekt einer großen Breite. Deutlich wird dies in der Tabelle, die für verschiedene Breiten die resultierende Induktivität einer Leiterbahn pro Längeneinheit (cm) angibt. Ein Leiter von 0,25 mm Breite und 0,07 mm Höhe hat beispielsweise eine Induktivität von rund 10 nH/cm. Würde man seine Breite um den Faktor 50 erhöhen, würde die Induktivität wegen des Logarithmus nur um den Faktor 4 zurückgehen.

Masseflächen dienen auf Leiterplatten dazu, das Routing zu vereinfachen, die Schwankungen des Massepotenzials zu minimieren, für eine elektrische und magnetische Abschirmung zu sorgen und die Impedanzen zu kontrollieren. Außerdem wirken sie an der Kühlung der Bauelemente mit. Darüber hinaus aber ist es mit Masseflächen möglich, die Induktivität der Leiterbahnen zu verringern. Bild 2 zeigt eine einfache Formel zum Berechnen der Induktivität eines Leiters über einer Massefläche. Wie man erkennt, besteht eine lineare Beziehung zwischen der Induktivität, dem Abstand des Leiters zur Massefläche und seiner Länge.

In erster Näherung kann man somit die Induktivität gegen null gehen lassen, indem man den Abstand zwischen Leiter und Massefläche minimiert oder seine Breite erhöht. Auch die Tabelle  in Bild 1 enthält einige exemplarische Werte, die sich mit jenen aus Bild 1 vergleichen lassen. Für einen 2,5 mm breiten Leiter im freien Raum gibt die Tabelle in Bild 1 beispielsweise eine Induktivität von 10 nH pro cm an. Befindet sich der gleiche Leiter dagegen über der Massefläche einer beidseitig kupferkaschierten Leiterplatte von 1,5 mm Stärke, beträgt die Induktivität nur noch 1,2 nH pro cm. Diese Verringerung um den Faktor 5 ermöglicht eine schnellere Gate-Ansteuerung, effektivere Filterkondensatoren und reduzierte Verluste als Folge von Proximity-Effekten.

Aus der Tabelle ist ferner zu entnehmen, dass bei einer sechslagigen Leiterplatte, bei der das Dielektrikum jeweils nur 0,25 mm dick ist, die Induktivität noch einmal um den Faktor 6 zurückgeht. Selbstverständlich wird man beim Routing einer Leiterplatte anstreben, die Masseflächen möglichst nah an der Leiterplatten-Oberfläche zu platzieren, um die Induktivität der Verbindungen zu den Bauelementen an der Oberfläche zu minimieren.

Bild 2: Die Induktivität eines Leiters über einer Massefläche lässt sich beliebig verringern.  (Bild: TI) Bild 2: Die Induktivität eines Leiters über einer Massefläche lässt sich beliebig verringern. (Bild: TI)

Zusammenfassend ist zu sagen, dass die Induktivitäten von Leitern auf einlagigen Leiterplatten wegen der fehlenden Massefläche hoch sind. In gewissem Umfang kann zwar das gemeinsame Verlegen zusammengehörender Leiter Abhilfe schaffen, aber erst Masseflächen sind geeignet, diese parasitären Induktivitäten um Größenordnungen zu verringern und damit Signalpfade von geringerer Impedanz zu realisieren. Dies kann durch verbesserte Gate-Ansteuerung die Effizienz steigern, durch leistungsfähigere Filter das EMI-Verhalten verbessern und dank der geringeren Impedanz der Schaltungsknoten auch ein besseres Übersprechverhalten bewirken.

Troubleshooting für die Installation

Drücken Sie F11, während die Fehlermeldung angezeigt wird. Anschließend sehen Sie die Startoptionen des Servers. Fügen Sie eine neue Startoption hinzu und wählen Sie die Datei \EFI\BOOT\BOOTx64.EFI auf der Festplatte aus, auf der Sie den Hypervisor installiert haben. Ändern Sie die Startreihenfolge des Servers, damit die entsprechende Festplatte auch verwendet wird.

Über den Menüpunkt Network Restore Options können Sie die Standardeinstellungen des Netzwerks wiederherstellen, und auch Distributed Switches reparieren, wenn sich der Host nicht mehr über das Netzwerk verwalten lässt.  Mit Reset System Configuration wird der komplette Server in den Werkszustand versetzt. Diese Option sollten Sie nur durchführen, wenn der Server überhaupt nicht mehr funktioniert. Zuvor sollten Sie aber die VMs sichern, wenn auf dem Server bereits VMs erstellt wurden.

Im Hauptmenü finden Sie auch den Menüpunkt Troubleshooting Options. Hier finden Sie die Möglichkeit den Zugang über die Shell oder per SSH zu steuern, zum Beispiel wenn Sie mit Putty (http://www.putty.org) auf die Konsole zugreifen wollen.

Bezüglich der Fehlerbehebung sind auch die beiden Menüpunkt View System Logs und View Support Information interessant. Hier erhalten Sie Zugriff auf Protokolldateien und auf wichtige Informationen für den Support, zum Beispiel Lizenzen, Seriennummer und verschiedene Informationen zur Verschlüsselung.

Kompensation eines rauscharmen Netzteils mit zweistufigem Filter

Im letzten Power-Tipp ging es um das Design eines solchen Filters und seine Simulation im Zeitbereich. Thema des hier vorliegenden Power-Tipps nun ist das Design der Rückkoppelschleife um solch einen Filter mithilfe von P-SPICE.

Die Verwendung eines aus zwei Stufen zusammengesetzten Filters ist der eigentliche Kniff beim Erzielen einer rauscharmen Ausgangsspannung. Die Bauelemente, die mit einem solchen Filter zu der Schaltung hinzukommen, sorgen allerdings für eine zusätzliche Phasenverschiebung, die Probleme für die Regelschleife des Netzteils heraufbeschwören können.

Im Power-Tipp Nr. 51 wurde als Abhilfe eine Strategie zur Minimierung dieser Phasenverschiebung vorgeschlagen. Diese Strategie bestand in einer Bedämpfung des Netzteilfilters und sah außerdem vor, den Großteil der Kapazität des Netzteils an den Ausgang des zweistufigen Filters zu verlagern. Nachfolgend wird gezeigt, wie sich die Phasenverschiebung in unserer Regelschleife mithilfe der Peak-Current-Mode-Regelung weiter minimieren lässt. Auf diese Weise gelingt es selbst mit dem zweistufigen Filter, den Regelkreis auch bei hohen Frequenzen mit hinreichender Phasenreserve zu schließen.

Bild 1: Die Current Mode-Regelung verringert die Ordnung des Systems um eins  (Bild: TI) Bild 1: Die Current Mode-Regelung verringert die Ordnung des Systems um eins (Bild: TI)

Bild 1 zeigt das P-SPICE-Simulationsmodell des Netzteils, das hier als Beispiel dienen soll. Grundlage des Modells ist der Baustein TPS54620, ein synchroner Abwärtswandler mit integriertem FET. Es gliedert sich in vier Abschnitte (Leistungs-Teil und Filter, Fehlerverstärker, Modulator-Verzögerung und Ausgangsteiler). Der Leistungs-Teil des Modells bedient sich der Current-Mode-Regelung des Controller-IC. Diese Art der Regelung verwandelt die Ausgangsdrossel in eine spannungsgesteuerte Stromquelle (UCCS; G4 in Bild 1), die den nachfolgenden Teil des Ausgangsfilters und den Lastwiderstand speist.

Diese Transformation bewirkt, dass sich die Ordnung des Systems effektiv um eins verringert. Außerdem wird ein Paar komplexer Polstellen eliminiert, die die Kompensation problematisch machen. Von der Ausgangsspannung des Netzteils (Knoten RLoad:2) zweigt der Ausgangsteiler einen gewissen Teil ab, der vom Fehlerverstärker (G2) mit der Referenzspannung (Vref) verglichen wird.

Wie wir später noch sehen werden, entsteht durch den Kondensator C13 im Spannungsteiler ein Pol/Nullstellen-Paar in der Regelschleife, wodurch die Phasenreserve größer wird. Der Verstärker wird wie eine zweite UCCS (G2) behandelt und speist die internen und externen Kompensations-Bauelemente. Gepuffert durch die spannungsgesteuerte Spannungsquelle E2, steuert der Ausgang die Verzögerungsleitung T1 an, mit deren Hilfe die Verzögerung des Modulators im Leistungs-Teil nachgebildet wird (siehe Power Tipp 50).

Bild 2: Die zweite Filterstufe sorgt für eine zusätzliche Phasenverzögerung von 90° und reduziert die Verstärkung um 30 dB.  (Bild: TI) Bild 2: Die zweite Filterstufe sorgt für eine zusätzliche Phasenverzögerung von 90° und reduziert die Verstärkung um 30 dB. (Bild: TI)

Bild 2 zeigt die erste Simulation, die wir benötigen, um die Kompensation des Netzteils zu untersuchen und zu planen. Das Diagramm zeigt die Spannungsverstärkung und den Phasengang vom Ausgang des Fehlerverstärkers (C7:2) zum ersten Knoten (L2:1) und zum zweiten Knoten des Ausgangsfilters (RLoad:2). An dieser Stelle hat man die Möglichkeit, den Regelpunkt des Netzteils festzulegen. Im vorliegenden Beispiel streben wir ein Schließen des Regelkreises bei 100 kHz an. Wir könnten den Regelkreis auch im ersten Abschnitt schließen und müssten dann nur eine Phasenverschiebung von 90° kompensieren.

In diesem Fall aber könnten wir keine Schwankungen des Ausgangs kompensieren, die durch Widerstände in der Drossel der zweiten Stufe oder durch dynamische Effekte im zweistufigen Filter entstehen. Wenn wir uns entscheiden, die zweite Stufe in den Regelkreis einzubinden, ist es notwendig, eine weitere nacheilende Phasenverschiebung um 90° aus der stark bedämpften zweiten Stufe sowie 30 dB an zusätzlicher Verstärkung zu kompensieren. Allerdings hat diese Lösung den Vorteil, dass sich das statische und dynamische Regelverhalten des Netzteils entscheidend verbessert.

Bild 3: Die Current-Mode-Regelung, Dämpfungsmaßnahmen und eine zusätzliche Nullstelle ermöglichen eine Durchtrittsfrequenz nahe 100 kHz  (Bild: TI) Bild 3: Die Current-Mode-Regelung, Dämpfungsmaßnahmen und eine zusätzliche Nullstelle ermöglichen eine Durchtrittsfrequenz nahe 100 kHz (Bild: TI)

In Bild 3 ist der Verstärkungs- und Phasengang vom Knoten VAC zum Teiler/Kompensator am Ausgang des Fehlerverstärkers (C7:2) und zum Regelkreis insgesamt (RLoad:2) dargestellt. In der Teiler/Kompensator-Stufe sorgt ein Verstärker vom Typ 3 für eine Phasenvoreilung, um im Modulator/Leistungs-Teil der Schleife im Bereich von 100 kHz eine Phasenverschiebung von 180° zu erreichen.

Das Verhalten nach Typ 3 wird durch die Tatsache begünstigt, dass die Ausgangsspannung verglichen mit der Referenzspannung groß ist, sodass ein großes Teilerverhältnis erforderlich ist. Dieses große Teilerverhältnis macht es wiederum möglich, mit C13 ein Pol/Nullstellen-Paar zu erzeugen. Die maximale Phasenvoreilung erfolgt am geometrischen Mittelwert beider Frequenzen. Da sich dieser in der Nähe des Teilerverhältnisses befindet, lässt sich die Nullstelle einfach berechnen, indem man die Frequenz mit der maximalen Phase (Durchtrittsfrequenz) mit der Quadratwurzel des Teilerverhältnisses multipliziert. Die zweite Nullstelle des Kompensators wird durch das Integrierglied aus dem Kondensator C3 und dem Widerstand R3 definiert.

Abschließend muss auch die bandbreitenbegrenzende Wirkung des Fehlerverstärkers berücksichtigt werden, die in diesem Fall durch Reramp und C7 festgelegt wird. Die Bandbreite des Regelkreises insgesamt liegt bei 100 kHz, bei einer Phasenreserve von 45°. Dieses Ergebnis wird erreicht, obwohl ein zweistufiges Filter potenziell eine Phasenverschiebung um 360° verursachen und es durch die Phase des Modulators zu einer weiteren Phasenverschiebung kommen könnte. Die wichtigsten Gründe für die große Bandbreite sind die Current-Mode-Regelung, die Bedämpfung der zweiten Filterstufe und die Verwendung von C13 im Ausgangsteiler, um dem Regelkreis eine zusätzliche Nullstelle zu geben.

P-SPICE kann also bei der Synthese und Analyse des Regelkreises für ein Netzteil mit zweistufigem Filter eine große Hilfe sein. Es gelang, die Wirkung der Current-Mode-Regelung, der Bedämpfung des zweistufigen Filters und der durch die Widerstände des Spannungsteilers erzeugten zusätzliche Nullstelle im Regelkreis vorherzusagen. Ebenso war es möglich, eine nahe 100 kHz liegende Bandbreite zu synthetisieren, obwohl das Filter potenziell eine Phasenverschiebung um 360° verursachen kann.

Neue Version Tor 0.2.7.6 behebt größeren Bug

So haben die Entwickler der Anonymisier-Software Tor (The Onion Router) in der Version Tor 0.2.7.6 laut offizieller Mitteilung neben mehreren kleineren auch einen größeren Fehler behoben, der im Detail mit der Guard-Auswahl im Zusammenhang steht und letztendlich dafür verantwortlich war, dass der Nutzer mit schwächerer Anonymität und schlechterer Performance unterwegs war, als geglaubt.

Tor Browser und Tails

Die meisten Nutzer kennen und installieren Tor allerdings meist nicht in Form der Einzel-Pakete, sondern nutzen den Tor-Browser des Projektes. Dieser kann hier heruntergeladen werden und ermöglicht durch einfache Installation per Klick ein anonymes Surfen im Netz oder anonymes Chatten mit dem Tor Messenger.

Noch komfortabler ist die auf Anonymisieren spezialisierte Linux-Distribution Tails (The Amnesic Incognito Live System). Diese leitet schlicht den kompletten Datenverkehr durch Tor und kann z. B. einfach in einer virtuellen Maschine installiert werden. Sie kennt sogar einen Windows 8.1 Tarnmodus.