In verteilten Systemen werden analoge Signale zu oder von Sensoren oder Lasten übertragen. Da Signale in dieser Art von Systemen oft lange Strecken zurücklegen, ist das Thema Rauschen von zentraler Bedeutung. Rauschen koppelt in die zu übertragenden Signale ein, beschädigt Daten und generiert unerwünschte Effekte.Wir zeigen, wie diese Systeme richtig geschützt werden.

Daher müssen solche Systeme richtig geschützt werden. Erst wenn der Anteil und die Beschaffenheit des zu erwartenden Rauschens bekannt sind, lässt sich der erforderliche Schutz, der implementiert werden muss, um das Rauschen auszulöschen oder zumindest in der Umgebung vorhandene Störungen zu minimieren, definieren.

Es gibt zwei unterschiedliche Arten von Rauschen oder Interferenzen. Dies hängt davon ab, wie das Rauschen in das Hauptsignal eingekoppelt wird – Gleichtaktrauschen oder differenzielles Rauschen (Bild 1).

Die weniger schädliche Rauschart ist das Gleichtaktrauschen. Gleichtaktrauschen addiert sich sowohl zur System-Masse (GND) als auch zum Anregungssignal. Hauptsächlich ist es auf einen Dipol-Antenneneffekt zwischen Kabeln und echter Masse zurückzuführen. Gleichtaktrauschen beeinträchtigt das Signal nicht, da das Rauschen gleichzeitig in ähnlicher Größenordnung in beide Kanäle eingekoppelt wird. Das Problem ist, dass Gleichtaktrauschen einen Signaloffset erzeugt, der das echte Massepotenzial anhebt und zwei unerwünschte Effekte bewirkt.

Erstens kann es die Last in die Sättigung bringen, falls sie indirekt auf echte Masse bezogen ist. Zum Beispiel wenn der Sensor durch ein Metallgehäuse geschützt ist. Zweitens kann ein Lichtbogen entstehen, der den Sensor beschädigt. Gleichtaktrauschen ist besonders problematisch, wenn eine Wheatstone-Brücke angeregt wird. In diesem Fall muss das Ausgangssignal vom Controller verarbeitet werden. Dies erfolgt normalerweise mit einem Instrumentenverstärker, der einen endlichen CMRR-Wert (Wert für die Gleichtaktunterdrückung) aufweist und somit Rauschen verstärken kann.

Gleichtaktrauschen lässt sich minimieren, indem man das Eingangssignal über Tiefpassfilter leitet (zum Beispiel RC-Filter) oder Gleichtaktdrosseln einsetzt. Ein wichtiger Punkt ist, dass asymmetrisch gedämpftes Gleichtaktrauschen differenzielles Rauschen erzeugt. Ein praktisches Beispiel für eine asymmetrische Dämpfung ist ein Tiefpassfilter. In diesem Fall ergibt sich die Grenzfrequenz aus den Werten des Widerstands (R) und des Kondensators (C). Aufgrund von Bauteiltoleranzen ergeben sich für beide Verbindungsleitungen unterschiedliche Grenzfrequenzen.

Das differenzielle Rauschen

Die zweite und wesentlich problematischere Rauschart ist das differenzielle Rauschen, das zwischen Anregung und System-Masse eingekoppelt wird. Das differenzielle Rauschen wird wegen Stromschleifen zwischen System-Masse und den Signalkabeln, die sich wie Antennen verhalten, in das Signal eingekoppelt. In einigen Anwendungen, zum Beispiel chemische Analysen, befindet sich der Sensor aus Schutzgründen manchmal in einer Kammer, getrennt vom Controller. Ein solcher Aufbau erzeugt Stromschleifen von mehreren zehn oder hundert Metern. Somit kann jeder magnetische Fluss Stromrauschen in das Signal einkoppeln und Daten beschädigen. Um den Beitrag des differenziellen Rauschens zu minimieren, wird der Einsatz von Ferriten empfohlen. Diese filtern hochfrequente abgestrahlte Signale. Ebenfalls empfohlen werden Stern-Verbindungen zwischen Controller und Sensoren sowie abgeschirmte Verbindungskabel.

In beiden Fällen, falls das Rauschen groß genug ist, könnte sogar das Gerät infolge elektrischer Überbelastung beschädigt werden. Dies trifft insbesondere zu, wenn die Last ein Motor oder eine Leuchtstofflampe ist. Solche Verbraucher sind starke Störquellen. Erstens wegen ihrer elektromagnetischen Bauteile und zweitens wegen der Eigenschaften des erzeugten Signals. Es ist stets ratsam, Rauschunterdrücker wie ESD-Schutz zu verwenden, um ein bestimmtes Maß an System-Robustheit zu garantieren.

Die Hauptauswirkung bei der Implementierung einiger der oben beschriebenen Methoden ist die Kapazität in Verbindung mit den Komponenten. Sogar Kabel bestehen aus parasitären Kapazitäten und sind somit nicht vernachlässigbar. Die parasitäre Kapazität ist proportional zur Länge sowie dem Typ und der Kategorie des Kabels (Tabelle 1).

Integrierte Pufferspannungs D/A-Wandler wie die Modelle AD5683R oder AD5686R bieten hohe Spannungsanstiegsgeschwindigkeiten und große Bandbreiten bei reduzierter Leistungsaufnahme. Aus einigen Gründen wird dies zu einem wesentlichen Problem. Zum Beispiel eine gesenkte Leiterplattentemperatur, ein Anstieg der Bauteilanzahl pro Leiterplatte (ohne Zunahme der Leistungsaufnahme) und verbesserte Energieeffizienz. Als ein Ergebnis ist die interne Verstärkerimpedanz Z_o (Impedanz bei offenem Regelkreis) groß (nicht zu verwechseln mit Z_out (Impedanz bei geschlossenem Regelkreis) und begrenzt die maximale Last-Kapazität.

Übersteigt die an den Ausgang des Operationsverstärkers angeschlossene Kapazität den maximal erlaubten Wert, wird die Stabilität des des Verstärkers beeinträchtigt. Als Folge daraus könnte der Operationsverstärker oszillieren oder Klingeltöne produzieren. Es gibt einige Methoden, die Instabilität des Operationsverstärkers mit Pufferspannungs D/A-Wandlern zu minimieren.

Die Shunt-Methode und eine Netzwerk-Kompensation durch eine externe Last, die Snubber-Methode

Für die Shunt-Methode sind nur wenige externe Bauteile erforderlich. Die Idee hinter dieser Methode ist relativ einfach. Der Operationsverstärker wird von der Last isoliert, indem man einen diskreten Widerstand dazwischen schaltet. Der Widerstand R_SHUNT fügt eine Nullstelle in die Übertragungsfunktion des Rückkopplungsnetzwerks ein. Dies macht die geschlossene Regelschleife stabil bei hohen Frequenzen. Die Nullstelle sollte mindestens eine Dekade unter dem GBP (Verstärkungs/Bandbreiten-Produkt) gewählt werden. Das Problem in diesem Fall ist, dass die DAC-Spezifikationen diese Zahl nicht beinhalten, weil sie wegen des Einsatzes des internen Operationsverstärkers als Puffer nicht relevant ist.

In diesem Fall empfiehlt eine Faustregel, einen möglichst niedrigen Wert zu wählen, um den Beitrag des Widerstands zu minimieren. Werte von 5 bis 50 Ω sind gängig. Bei dieser Methode fällt eine Lastspannung ab, da ein Widerstands-Spannungsteiler implementiert ist, die die Spannungsanstiegsgeschwindigkeit und die Einschwingzeit beeinträchtigt. Als Folge daraus werden die DAC-Spezifikationen von der Last- oder Sensorseite beeinträchtigt.

Indem man den Wert für R_SHUNT erhöht, steigt das Dämpfungsverhältnis ζ. Dies macht es zu einer geeigneten Methode zum Treiben von Motoren. Es wird jedoch nicht empfohlen, wenn die Last klein und die Spannung niedrig ist – wie zum Beispiel bei der Anregung einer Wheatstone-Brücke. Denn der Amplitudenabfall könnte beachtlich sein. Indem man den Spannungsbereich zum Beispiel mit einer Versorgung von 5 V und einer Impedanz von 1 kΩ reduziert, beträgt der Spannungsabfall etwa 2,5% (Bild 2).

Die Snubber-Methode (oder RC-Shunt) reduziert den Lastspannungsbereich nicht. Somit wird sie bevorzugt für Low-Voltage-Anwendungen verwendet. Die Idee hinter dieser Methode ist etwas anders. Das Snubber-Netzwerk senkt die Impedanz der Last in der Nähe der Oszillationsfrequenz. Dadurch wird der Realteil der Last niedriger als der Imaginärteil und infolgedessen die Phasenänderung.

Die richtige Auswahl der verwendeten Bauteilewerte muss empirisch bestimmt werden, indem man den Transientenverlauf des an die Last angeschlossenen D/A-Wandlers analysiert. Viele Berechnungen basieren auf der Annahme, dass das Puffer-GBP unter 1 MHz liegt. In diesem Fall, unter der Annahme einer parasitären Kabelkapazität von 47 nF, ergibt sich Z_Kabel = 1 / 2π e⁶ 47 e^–9 = 0,3 Ω.

Der ideale Widerstandswert sollte unter 1 Ω liegen. Je niedriger der Wert für R_SNUBBER ist, desto geringer ist das Überschwingen. Aus praktischer Sicht wählt man jedoch R_SNUBBER = 10 Ω. Die Snubber-Polstelle muss 1/3 über der Oszillationsfrequenz liegen: C_Snubber = 3 / 20 π e⁶ = 47 nF.

Snubber- und Shunt-Methoden sind zur Kompensation oder Isolation einer kapazitiven Last äußerst nützlich und stabilisieren den D/A-Wandler, wenn die Last oder der Sensor entfernt angeregt werden muss. Die obigen Beispiele basieren auf dem D/A-Wandler AD5683R. Aufgrund seines sehr kleinen Gehäuses und seiner Leistungsfähigkeit (2 LSB INL bei 16 Bit, 35-mA-Treiberfähigkeit, integrierte Referenz und Robustheit, 4 kV ESD) eignet sich der Baustein gut zum Anregen von Lasten oder Sensoren außerhalb von Leiterplatten.