Buck-Boost-Spannungsregelung mit einem Abwärtsregler

Elektronische Schaltungen werden typischerweise an geregelten positiven Ausgangsspannungen betrieben, die häufig von Abwärts-Schaltreglern geliefert werden. Wird außerdem eine negative Ausgangsspannung benötigt, kann derselbe Abwärtsregler in einer Buck-Boost-Topologie konfiguriert werden.

Ein Buck-Boost-Schaltregler mit negativer Ausgangsspannung, auch als invertierender Sperrwandler bezeichnet, der mit einem Tastverhältnis von 50 % arbeitet, liefert eine Ausgangsspannung, die vom Betrag gleich der Eingangsspannung ist, aber eine umgekehrte Polarität aufweist.

Dieser Regler besitzt die Fähigkeit, die Ausgangsspannung bei schwankender Eingangsspannung durch Ändern des Tastverhältnisses abwärts („Buck“) oder aufwärts („Boost“) nachzuregeln und so konstant zu halten.

 Bild 1: Vereinfachte Buck-Boost-Schaltung mit Schaltspannung an der Induktivität
Bild 1: Vereinfachte Buck-Boost-Schaltung mit Schaltspannung an der Induktivität

Bild 1 zeigt eine vereinfachte Buck-Boost-Schaltung und die Schaltspannung an der Induktivität. Die Ähnlichkeit dieser Schaltung mit einem Standard-Abwärtsregler sollte unmittelbar ersichtlich sein. In der Tat ist sie auch identisch mit einem Abwärtsregler, nur mit dem Unterschied, dass die Polarität von Ausgangsspannung und Masse umgekehrt ist.

Diese Anordnung funktioniert auch bei einem synchronen Abwärtsregler. Damit enden die Ähnlichkeiten mit einem Abwärts- oder einem synchronen Abwärtsregler aber auch schon, denn die Schaltung arbeitet anders als ein Abwärtsregler.

Die Spannungen, die während der FET-Schaltintervalle an der Induktivität anliegen, unterscheiden sich von denen eines Abwärtsreglers. Wie bei einem Abwärtsregler muss das Produkt aus Spannung und Zeit (V-µs-Produkt) ausgeglichen sein, damit eine Sättigung der Induktivität vermieden wird. Während der FET-Einschaltzeit, die in Bild 1 als ton-Intervall angegeben ist, liegt über der Induktivität die volle Eingangsspannung an.

Diese positive Spannung am „punktseitigen“ Ende der Induktivität bewirkt einen rampenförmigen Anstieg des Stromes. Dieser erzeugt während der Einschaltzeit ein bestimmtes V-µs-Produkt über der Induktivität. Während der FET-Ausschaltzeit (tOff) muss die Spannung über der Induktivität ihre Polarität umkehren, um den Stromfluss aufrecht zu erhalten. Dabei wird die Spannung am punktseitigen Ende der Induktivität in den negativen Bereich gezogen.

Der Strom durch die Induktivität sinkt rampenförmig und fließt durch die Last sowie den Ausgangskondensator zurück durch die Diode. Das V-µs-Produkt über der Induktivität während der Ausschaltzeit muss gleich dem V-µs-Produkt während der Einschaltzeit sein. Da UIN und UOUT feste Werte sind, lässt sich der Ausdruck für das Tastverhältnis (D) D = UOUT/(UOUT – UIN) leicht ableiten.

Der Steuerkreis ermittelt das für die Aufrechterhaltung der geregelten Ausgangsspannung erforderliche Tastverhältnis. Für diesen Ausdruck und den Signalverlauf in Bild 1 gilt die Annahme, dass die Induktivität kontinuierlich von Strom durchflossen wird (Continuous-Conduction-Betrieb).

Die Buck-Boost-Induktivität muss mit einem Strom betrieben werden, der größer als der Ausgangslaststrom ist. Dieser ist definiert als IL = IOUT/(1-D) oder einfach als die Summe aus Eingangs- und Ausgangsstrom. Für eine negative Ausgangsspannung, die den gleichen Betrag wie die Ausgangsspannung hat, ergibt sich bei einem Betrieb mit D = 0,5, dass der mittlere Strom durch die Induktivität dem doppelten Ausgangsstrom entspricht.

Interessanterweise gibt es zwei Möglichkeiten zum Anschließen der Rückführungsseite des Eingangskondensators, was sich auf den Effektivwert des durch den Ausgangskondensator fließenden Stromes auswirken kann.

Im Gegensatz zur typischen Kondensatoranordnung zwischen +UIN und GND kann der Eingangskondensator auch zwischen +UIN und –UOUT geschaltet werden. Bei dieser Konfiguration des Eingangskondensators verringert sich der Effektivwert des Stroms durch den Ausgangskondensator.

Wird der Eingangskondensator allerdings an –UOUT angeschlossen, entsteht dadurch ein kapazitiver Spannungsteiler an –UOUT. Dies kann beim Einschalten zu einer positiven Spannungsspitze am Ausgang führen, bevor der Regler zu arbeiten beginnt. Um diesen Effekt zu minimieren, ist es gewöhnlich am besten, den Eingangskondensator wesentlich kleiner zu dimensionieren als den Ausgangskondensator.

 Bild 2: Ein Abwärts-Schaltregler erfüllt in einer Buck-Boost-Konfiguration eine Doppelfunktion
Bild 2: Ein Abwärts-Schaltregler erfüllt in einer Buck-Boost-Konfiguration eine Doppelfunktion

Dies ist in der Schaltung in Bild 2 zu sehen. Der Strom durch den Eingangskondensator wirkt abwechselnd als Quelle für den DC-Ausgangsstrom und als Senke für den mittleren Eingangsstrom.

Der ungünstigste Fall für den Effektivstrom stellt sich bei einer niedrigen Eingangsspannung ein, wenn der Eingangsstrom am höchsten ist. Bei der Auswahl der Kondensatoren sollte sorgfältig darauf geachtet werden, dass ihr Serien-Ersatzwiderstand (ESR) nicht zu hoch ist. So sind Keramik- oder Polymerkondensatoren häufig eine geeignete Wahl für diese Topologie.

Es ist ein Regler zu wählen, der einerseits bei der minimalen Eingangsspannung minus eines Dioden-Spannungsabfalls hochläuft. Andererseits muss er im Betrieb einer Spannung von UIN plus UOUT standhalten. Auch der FET und die Diode müssen für diesen Spannungsbereich dimensioniert sein.

Die Regelung der Ausgangsspannung erfolgt, indem der Rückkopplungswiderstand ausgangsseitig auf Masse gelegt wird, da die negative Ausgangsspannung die Referenzspannung für den Regler bildet.

Durch die sorgfältige Einstellung einiger weniger Bauelementewerte sowie durch geringfügige Schaltungsänderungen kann ein Abwärts-Schaltregler in einer Buck-Boost-Topologie mit negativer Ausgangsspannung eine Doppelfunktion erfüllen.

Der nächste Tipp geht darauf ein, wie man die Welligkeit bei Schaltregler-Stromversorgungen richtig misst.

Von Robert Kollman, Texas Instruments.

Hochgenauer Spannungs/Strom-Wandler mit zwei Instrumentenverstärkern

Spannungsgesteuerte Präzisions-Stromquellen werden in Schaltungen mit variablen Lasten benötigt. Beliebte Lösungen, die mehrere Operationsverstärker und einige passive Bauteile enthalten, weisen aufgrund nicht idealer Bauteilecharakteristika einige Fehler auf. Dazu gehören eine endliche Verstärkung bei offener Schleife (AOL), Gleichtaktunterdrückung (CMRR), Biasstrom (IB) und Offsetspannung (UOS).

Bei Schaltungen mit Operationsverstärkern können Präzisionswiderstände zum Einstellen der Verstärkung sowie zusätzliche Kondensatoren zur Stabilisierung erforderlich sein. Darüber hinaus liefern einige Schaltungen Ströme, die nicht direkt proportional zu UIN sind. So arbeiten zum Beispiel Spannungs/Strom-Wandler gemäß der Näherung Ic ≃ Ie und liefern Strom nur in eine Richtung.

 Bild 1: Mit zwei Instrumentenverstärkern und zwei Transistoren lässt sich eine spannungsgesteuerte Stromquelle mit einer Genauigkeit von 0,01% entwickeln.
Bild 1: Mit zwei Instrumentenverstärkern und zwei Transistoren lässt sich eine spannungsgesteuerte Stromquelle mit einer Genauigkeit von 0,01% entwickeln.

Mit zwei Instrumentenverstärkern und zwei Transistoren (Bild 1) lässt sich eine spannungsgesteuerte Stromquelle mit einer Genauigkeit von 0,01% entwickeln. Diese Stromquelle arbeitet mit einer Eingangsspannung von ±10 V, die direkt proportional zum Ausgangsstrom IOUT ist. Die Schaltung bietet auch bei Ausgangsströmen bis zu 90 mA eine gleich bleibend hohe Genauigkeit.

Die Instrumentenverstärker AD620 mit geringer Drift und niedrigem Stromverbrauch sind für die Steuerung der Schaltung sowie für die Fehlerkorrektur zuständig. Sie sind jedoch nicht Bestandteil des Ausgangsschaltkreises. Somit können Q1 und Q2 durch Transistoren mit höherer Leistung ersetzt werden, um höhere Ausgangsströme zu erzielen.

Die Instrumentenverstärker lassen sich für beliebige Verstärkungen zwischen 1 und 10.000 konfigurieren. Dies ermöglicht die Verarbeitung von Eingangssignalen unter 1 mV. Um die gewünschte Verstärkung zu erhalten, schaltet man einfach einen Widerstand über die Eingänge RG (Pins 1 und 8) von U1 und U2.

Der erste Instrumentenverstärker U1 steuert die Basisspannung der Push-Pull Ausgangsstufe. Die Widerstände und die Dioden spannen Q1 und Q2 vor, um Verzerrungen zu eliminieren. U2 wird für die Fehlerkorrektur verwendet und gleicht die Differenzen der UBE-Spannungen aus.

 Bild 2: Verhalten der Stromquelle als Funktion von Iout
Bild 2: Verhalten der Stromquelle als Funktion von Iout

Die Fehlerspannung, welche differenziell von der Verbindung zwischen D1 und D2 zu UOUT gemessen wird, wird in den Referenz-Pin von U1 gespeist und zu UIN addiert. Das Resultat ist ein Ausgangsstrom, der direkt proportional zu UIN ist. Diese Schaltung erzielt über einen Eingangsbereich von ±10 V eine typische DC-Genauigkeit von 0,01%. Bei 1 kHz und einer Ausgangspannung von UOUT = ±5 Vss wird eine AC-Genauigkeit von typisch 1,5% erreicht. Die Schaltung kann durch entsprechendes Anpassen der Bauteile auch für den Betrieb mit nur einer Versorgungsspannung ausgelegt werden. Hierbei sind dann die bekannten Einschränkungen zu berücksichtigen.

Die Vorteile dieser Schaltung sind ein größerer Ausgangsbereich, die direkte Proportionalität von IOUT zu UIN und eine hohe Linearität und Genauigkeit wie im obigen Bild gezeigt.

Der Autor: Frank Ciarlone arbeitet bei Analog Devices.

 Formeln zur Berechnung des Ausgangsstromes
Formeln zur Berechnung des Ausgangsstromes

Ältere Schaltwandler mit Überspannungsschutz ausstatten

Wer viel Erfahrung beim Entwurf mit Schaltwandlern gesammelt hat, kennt deren Eigenschaften und Eigenarten und möchte dieses Wissen auch in Folgeprojekten einsetzen. Anforderungen an Stromversorgungen ändern sich jedoch von Projekt zu Projekt, wodurch sich die gleichen Schaltwandler oft nicht wieder verwenden lassen.

Denn älteren Spannungswandlern fehlen oft Funktionen, die in neueren standardmäßig verfügbar sind. So verfügen viele alte Stromversorgungs-ICs meist nicht über eine eigene Spannungsüberwachung ihres Ausgangs mit „Power-OK“-Anzeige. Viele alte Spannungswandler lassen sich auch nicht über einen gesonderten Eingang abschalten, obwohl dies zum Stromsparen und zum Definieren von Ein- und Ausschalt-Reihenfolgen bei mehreren Versorgungsspannungen notwendig ist. Die Ausgangsspannung des Wandlers sollte, zum Schutz der zu versorgenden Bauelemente, auch gegen Überspannungen begrenzt werden, welches ebenfalls bei älteren Versionen eine Seltenheit ist.

In solchen Fällen kann der MAX6498, ein flexibles Überspannungsschutz-IC, Abhilfe leisten. Der Baustein kann mit einer maximalen Eingangsspannung von 72 V betrieben werden und verträgt daher Load-Dump-Pulse und ist somit Automotive-tauglich. Er kann jedoch auch anders eingesetzt werden.

Wie in Bild 1 dargestellt, wird ein einschlägiger Spannungsregler von einem n-Kanal MOSFET versorgt, dessen Gate vom MAX6498 gesteuert wird. Die integrierte Ladungspumpe hält die Gate-Source-Spannung im Durchlassbetrieb auf 10 V, um eine geringe Abfallspannung im MOSFET zu gewährleisten.

Über SHDN* kann die Stromversorgung ein- beziehungsweise ausgeschaltet werden. Sollte der Schaltwandler eine Überspannung produzieren, wird dieses am OVSET-Eingang erkannt und der MOSFET ausgeschaltet. Sobald Uaus unter einem definierten Maximalwert gefallen ist, wird der MOSFET wieder durchgeschaltet. Dieses schützt empfindliche Bauelemente gegen Überspannung. Eine Unterspannung am Spannungsreglerausgang wird mittels POKSET erkannt und am POK-Signal gemeldet. Der MAX6498 kann den MOSFET dann auch wahlweise ausschalten.

Der Autor: Gerhard Winkler arbeitete bei Maxim.

Datenübertragung mit diffus abgestrahltem Infrarotlicht

Diffus oder schwach gebündeltes Infrarotlicht eignet sich nicht nur zur Übertragung von Informationen mit sehr geringen Datenraten wie bei der Fernbedienung. Da mit den geeigneten opto-elektronischen Komponenten Modulationsfrequenzen bis etwa 50 MHz möglich sind, können auch Übertragungen mit mittleren Datenraten realisiert werden.

Bootstrap-Transimpedanzversträrker [6]Beispielsweise sind mehrsprachige Übertragungen bei Konferenzen mit simultanen Übersetzungen möglich [1]. Weiterhin ist es möglich, ein Netzwerk mit mehreren aktiven Teilnehmern zu realisieren [2].

Der Wellenlängenbereich des sichtbaren Lichts erstreckt sich von 400 nm bis 700 nm. Für die Datenübertragung ist der angrenzende Bereich bei etwa 850 nm optimal. Beispiele für gut geeignete opto-elektronische Bauelemente sind sendeseitig die LED „TSFF5410“ [3] und empfangsseitig die PIN-Diode „S6968-01“ [4].

Bei der PIN-Diode ist eine große aktive Fläche wichtig, da es prinzipiell nur sehr eingeschränkt möglich ist, Licht, das aus einem großen Winkelbereich einfällt, auf eine kleine Fläche zu konzentrieren. Eine leichte Verbesserung ist durch eine plankonvexe Linse zu erreichen, die direkt mit der Diode verbunden ist. Bei vielen Dioden ist diese Linse bereits integriert. Eine weitere leichte Verbesserung lässt sich durch eine asphärische Linse erzielen [5]. Alternativ kann auch ein trichterförmiger Konzentrator verwendet werden [6].

Silizium PIN-Dioden sind in einem Wellenlängenbereich von 300 nm bis 1100 nm lichtempfindlich. Empfehlenswert ist ein Filter, der den Bereich des sichtbaren Lichts unterhalb von 700 nm ausblendet. Dieser ist bei vielen Dioden bereits integriert. Theoretisch könnte man mit Hilfe eines Interferenzfilters den empfangenen Wellenlängenbereich noch weiter eingrenzen. Aufgrund der starken Winkelabhängigkeit der Mittenfrequenz sind diese Filter in dieser Anwendung allerdings nicht geeignet.

Die Reichweite der Übertragungsstrecke ist durch das Rauschen des Empfängers begrenzt. Es gibt 2 wesentliche Rauschquellen. Zum einen das Schrotrauschen der Empfangsdiode und zum anderen das Rauschen der Eingangsstufe des Verstärkers. Die Diode liefert einen Strom, der proportional zur Leistung des auftreffenden Lichts ist.

Das Schrotrauschen ist proportional zum Gleichstrom der Diode und damit proportional zur Lichtleistung. In geschlossenen Räumen dominiert in der Regel das Rauschen der Eingangsstufe. Auf die Diode folgt ein Strom-Spannungswandler. Dieser muss einen niederohmigen Eingang haben, weil der Eingangswiderstand mit der Kapazität der Diode einen Tiefpass bildet. Dieser Wandler wird in der Regel als Transimpedanzverstärker realisiert. Dabei wird ein invertierender Verstärker mit einem Widerstand rückgekoppelt. Wegen des starken Einfluss des Rauschens der Eingangsstufe kann es sinnvoll sein, den invertierenden Verstärker diskret aufzubauen. Eine mögliche Schaltung ist in [6] angegeben. Sehr kritisch ist die Verbindung zwischen Verstärker und Diode. Diese Leitung sollte möglichst kurz sein.

Für die Modulation des Lichts bietet sich on-off keying als einfach zu realisierendes und energieeffizientes Verfahren an [2], [6]. Charakteristisch für dieses Verfahren sind ein dominantes Bit (Licht) sowie ein rezessives Bit (kein Licht). Das kann benutzt werden, um einerseits in einem Netzwerk Kollisionen aufzulösen [7] oder um nicht autorisierte Eingriffe in eine Übertragung zu erkennen [8]. Eine höhere Datenrate als mit on-off keying kann mit Hilfe von orthogonalem Frequenzmultiplex (OFDM) erzielt werden, wie es  auch von dem neuen Mobilfunkstandard LTE verwendet wird. Allerdings stellt dieses Verfahren hohe Anforderungen an die Dynamik und die Linearität der Übertragungsstrecke. Da bei der optischen Übertragung im Gegensatz zur Hochfrequenz kein zum Wert Null symmetrisches Signal möglich ist, muss eine Modifikation des OFDM verwendet werden.

In Bezug auf den Sender gelten die gleichen Regeln wie für LEDs für Beleuchtungszwecke. LEDs dürfen nicht parallel geschaltet werden, weil die Verteilung des Stroms nicht kontrollierbar ist. Wird on‑off keying verwendet, besteht die Möglichkeit bei kurzen Pulsen mit einem höheren Strom zu arbeiten. Für die TSFF5410 ist beispielsweise ein maximaler Dauerstrom von 100 mA angegeben, während der zulässige kurzzeitige Maximalstrom bei 1 A liegt.

Kritisch ist die Auswahl des Treibers für den Strom der LED. Werden mehrere LEDs (z.B. 10) in Serie geschaltet, muss der Treiber eine ausreichende Spannungsfestigkeit aufweisen. Andererseits muss die Grenzfrequenz ausreichend hoch sein. Geeignet sind Bipolartransistoren, die auch in Sendeendstufen verwendet werden [9]. Zu beachten ist die Augensicherheit des Senders [10]. Im Bereich des nahen Infrarots ist das besonders kritisch, da kein Lidschlussreflex erfolgt, obwohl eine schädigende Wirkung uneingeschränkt vorhanden ist.

Von Reinhard Meschenmoser, Mescheltana GmbH.

Literatur:

[1]    Produktbeschreibung: Bosch Security Systems North America, Integrus System,
Stand 01.03.13
http://products.boschsecurity.us/en/TAMS/products/bxp/CATM880ce1923dae4d8ec51a0f593ce34ab3

[2]    Roviras, D, Lescure, M, Chapuis, C., Meschenmoser, R: ISDN MOBILE TERMINALS VIA INDOOR DIFFUSE INFRARED CHANNEL. ESPRIT Conference 91, Bruxelles, November 1991, pp. 615‑627, 1991
http://aei.pitt.edu/39309/1/Esprit.1991.Conf..pdf

[3]    Datenblatt der Fa. Vishay „TSFF5410”
http://www.vishay.com/docs/81091/tsff5410.pdf

[4]    Datenblatt der Fa. Hamamatsu „S6968“ http://www.hamamatsu.com/resources/pdf/ssd/s6801_etc_kpin1046e02.pdf

[5]    Patentschrift „optoelektronischer Strahlungsempfänger“ https://depatisnet.dpma.de/DepatisNet/depatisnet?window=1&space=menu&content=treffer&action=pdf&docid=DE000004225512C1

[6]    Dissertation Mike Wolf TU Ilmenau „Zur breitbandigen Infrarot-Indoorkommunikation“ http://www.db-thueringen.de/servlets/DerivateServlet/Derivate-2008/ilm1-2002000132.pdf

[7]    Patentschrift „Verfahren zur Codierung von dreiwertigen logischen Zuständen“ https://depatisnet.dpma.de/DepatisNet/depatisnet?window=1&space=menu&content=treffer&action=pdf&docid=DE000004242733A1

[8]    Patentschrift „Verfahren zur Übertragung von Daten“ https://depatisnet.dpma.de/DepatisNet/depatisnet?window=1&space=menu&content=treffer&action=pdf&docid=DE000019904092B4

[9]    Datenblatt der Fa. NXP „BFG591“
http://www.nxp.com/documents/data_sheet/BFG591.pdf

[10] Fischer, T R: Augensicherheit von Leuchtdioden – Anwendung der aktuellen Normen. Photonik 2/2005 http://www.photonik.de/index.php?id=fachaufsaetze&L=1&artid=160&np=9

Praktische Verfahren zum Steuern der Eingangsimpedanz

Als allgemeines Kriterium gilt, dass die Quellimpedanz eines Eingangsfilters sicherheitshalber mindestens 6 dB unter der Eingangsimpedanz eines Schaltreglers liegen sollte, um die Wahrscheinlichkeit einer Oszillation möglichst gering zu halten.

 Bild 1: C<sub>d</sub> und R<sub>d</sub> dämpfen die Quellimpedanz des Ausgangsfilters Bild 1: Cd und Rd dämpfen die Quellimpedanz des Ausgangsfilters

Der Entwurf eines Eingangsfilters beginnt üblicherweise mit der Auswahl eines Eingangskondensators (Co in Bild 1) anhand der Vorgaben für die maximale Restwelligkeit oder die Netzausfall-Überbrückungszeit. Im nächsten Schritt wählt man dann eine Induktivität (Lo) anhand der Vorgaben für das EMV-Verhalten des Systems.

Wie wir im letzten Power-Tipp gesehen haben, kann nahe der Resonanzfrequenz die Quellimpedanz dieser beiden Bauelemente recht hoch sein, was das System instabil macht.

Bild 1 veranschaulicht ein Verfahren zum Steuern dieser Impedanz, bei dem der Widerstand (Rd) und der Kondensator (Cd) parallel zum Eingangsfilter geschaltet sind.

Das Filter könnte gedämpft werden, indem zu Co einfach ein Widerstand parallel geschaltet wird. In den meisten Fällen dürfte der damit verbundene Energieverlust allerdings inakzeptabel sein. Ein alternatives Verfahren besteht darin, eine Induktivität und einen Widerstand parallel zur Filterinduktivität zu schalten.

Der optimale Dämpfungswiderstand

 Bild 2: Frequenzgang der Ausgangsimpedanz beim verschiedenen Dämpfungswiderständen (grün: Filterverhalten bei optimalem Dämpfungswiderstand) Bild 2: Frequenzgang der Ausgangsimpedanz beim verschiedenen Dämpfungswiderständen (grün: Filterverhalten bei optimalem Dämpfungswiderstand)

Interessanterweise gibt es einen optimalen Dämpfungswiderstand, wenn die vier übrigen Bauelemente der Schaltung erst einmal dimensioniert sind. Bild 2 zeigt den Frequenzgang der Ausgangsimpedanz, der sich für diesen Filtertyp beim Ändern des Dämpfungswiderstands ergibt. Die rote Kurve zeigt das Filterverhalten, wenn der Dämpfungswiderstand zu groß gewählt wird.

Ein Extremfall wäre es, wenn überhaupt kein Dämpfungswiderstand vorgesehen würde. Das Kurvenmaximum würde sehr hoch liegen und wäre nur durch Co und Lo festgelegt. Die blaue Kurve zeigt das Filterverhalten, wenn der Dämpfungswiderstand zu klein gewählt wird.

Würde statt des Widerstands ein Kurzschluss gewählt, wäre die Resonanzfrequenz durch die Parallelschaltung der beiden Kondensatoren und der Induktivität festgelegt. Die grüne Kurve entspricht dem Optimalwert der Dämpfung. Dieser Wert lässt sich leicht mit numerischen Verfahren ermitteln, die hierfür eine geschlossene Lösung enthalten.

 Bild 3: Mit diesem Diagramm lässt sich relativ einfach das Verhältnis vom Dämpfungskondensator zum Filterkondensator und das Verhältnis des Dämpfungswiderstands zur charakteristischen Impedanz bestimmen. Bild 3: Mit diesem Diagramm lässt sich relativ einfach das Verhältnis vom Dämpfungskondensator zum Filterkondensator und das Verhältnis des Dämpfungswiderstands zur charakteristischen Impedanz bestimmen.

Bild 3 kann bei der Auswahl der Dämpfungsbauelemente hilfreich sein. Dieses Diagramm wurde aus der geschlossenen Lösung abgeleitet, die von R.D. Middlebrook entwickelt wurde. Auf der Abszisse ist das Verhältnis der Ausgangsimpedanz des gedämpften Filters zur charakteristischen Impedanz des ungedämpften Filters (Zo = (Lo/Co)1/2) aufgetragen.

 

Die beiden Ordinatenwerte zeigen das Verhältnis des Dämpfungskondensators zum Filterkondensator (N) und das Verhältnis des Dämpfungswiderstands zur charakteristischen Impedanz. Wenn Sie nach diesem Diagramm vorgehen möchten, wählen Sie anhand der Anforderungen für die Schaltung zunächst Lo und Co um Zo festzulegen.

Legen Sie dann Ihre maximale Eingangfilter-Quellimpedanz fest, indem Sie die minimale Stromversorgungs-Eingangsimpedanz durch 2 dividieren (was einer Dämpfung um 6 dB entspricht). Die minimale Stromversorgungs-Eingangsimpedanz ist gleich Vinmin2/Pmax. Hieraus können Sie einen Abszissenwert berechnen.

Anschließend können Sie einfach das Verhältnis vom Dämpfungskondensator zum Filterkondensator und das Verhältnis des Dämpfungswiderstands zur charakteristischen Impedanz ablesen.

Beispielsweise hat ein Filter mit einer Induktivität von 10 µH und einem Kondensator von 10 µF eine charakteristische Impedanz von Zo = (10 µH/10 µF)1/2 = 1 Ohm. Würde es zum Filtern einer 12-W-Stromversorgung mit einer Mindesteingangsspannung von 12 V eingesetzt, dann würde die Stromversorgungs-Eingangsimpedanz Z = V2/P = 122/12 = 12 Ohm betragen.

Die maximale Quellimpedanz sollte dann halb so groß sein, also 6 Ohm. Gehen Sie nun im Diagramm auf der X-Achse nach 6/1 = 6. Anschließend lesen Sie ab: Cd/Co = 0,1 oder 1 µF und Rd/Zo = 3 oder 3 Ohm.

Der nächste Tipp beschäftigt sich mit dem Einsatz eines Abwärtsreglers in einem Abwärts-/Aufwärts-Schaltregler.

Von Robert Kollman, Texas Instruments.

Digitale Isolation schützt CAN-Bus-Systeme

Der CAN-Bus, ursprünglich für Automotive-Anwendungen entwickelt, spezifiziert ein serielles Protokoll zum Übertragen von Daten über zwei Leitungen mit Datenraten von bis zu 1 MBit/s. Er ist für bis zu 30 Schaltungsknoten (Nodes) ausgelegt und kann Entfernungen von max. 10 m überbrücken. Beim CAN-Bus sind sowohl physikalische wie auch Data-Link-Layer definiert. Asynchrone Daten werden beim CAN-Bus in Frames übertragen. Diese bestehen aus Start- und Stopp-Bits sowie aus Arbitrations-, Control-, CRC- (Cyclic Redundancy Check) und Acknowledge-Feldern.

Jeder Schaltungsknoten am CAN-Bus kann zugleich Daten empfangen und übertragen. Eine der wichtigsten Eigenschaften des Protokolls ist somit die sog. „Nondestructive“-Bit-Arbitration, die sicherstellt, dass keine Daten verloren gehen.

Zum Beginn jeder Nachricht überträgt jeder Schaltungsknoten ein SOM-Bit (Start of Message). Die anderen Schaltungsknoten „sehen“ diese Aktivität und warten mit der Übertragung so lange, bis die Nachricht vollständig ist. Anschließend wird das 11- oder 29-Bit-Arbitration-Feld übertragen. Dieses Feld priorisiert die Nachrichten, die über den Bus geschickt werden. Der Schaltungsknoten mit der höchsten Priorität übernimmt stets die Steuerung des Busses und veranlasst, dass Nodes mit niedrigerer Priorität warten müssen. Dadurch werden die Nachrichten, die die höchste Priorität haben, stets übertragen.

Der CAN-Bus arbeitet mit einem „Balanced“-2-Wire-Differenz-Interface. NRZ-Encoding (Non-Return-to-Zero) wird verwendet, um kompakte Nachrichten mit einer minimalen Anzahl an Übergängen (Transitions) und hoher Rauschimmunität sicherzustellen. CAN-Bus-Transceiver nutzen ein Bauteilpaar mit offener Drain, um ein Differenzsignal aus CANH (VCC bis 0,9 V) und CANL (1,5 V) zu erzeugen.

Bei der Ansteuerung des Transmitters erzeugt dieser das dominante Signal, eine logische „Null“. Falls kein Transmitter angesteuert wird, setzen Pull-up-Widerstände den Bus auf VCC/2. Dies erzeugt das rezessive Signal, eine logische „Eins“. Über ein Standby-Control-Signal gelangt der Transceiver in einen Low-Power-Mode. Ein Low-Power-Empfänger bleibt während des Standbybetriebs aktiv und überwacht, ob auf dem Bus Zustandsänderungen auftreten. Außerdem teilt er dem Controller mit, wenn bei einer vorhandenen Aktivität der lokale Schaltungsknoten aktiviert werden soll.

Digitale Isolatoren, die mit Standard-Logikpegeln von 3 oder 5 V arbeiten, werden zwischen Transceiver und lokalem CAN-Controller eingesetzt. Die Ein- und Ausgangsschaltkreise der Isolatoren sind elektrisch voneinander getrennt. Mit einem Isolator, der sich zwischen CAN-Controller und Transceiver befindet, lässt sich somit das System von den Leitungen isolieren. Um die Isolation zu vervollständigen, wird ein isolierter DC/DC-Wandler verwendet, der Isolatoren und Transceiver versorgt. Die Kombination aus digitalen Isolatoren und einer isolierten Stromversorgung eliminiert Masseschleifen und schützt das System effizient vor Beschädigungen durch Überspannungen.

Der Autor: Scott Wayne arbeitet bei Analog Devices.

Dämpfen eines Eingangsfilters

Bei diesen Stromversorgungen kommen zahlreiche Topologien zur Anwendung, aber bei allen von ihnen ist der Wirkungsgrad über den Bereich der Eingangsgröße hinweg im Wesentlichen konstant. Somit ist die Eingangsleistung über dem Eingangsspannungsbereich annähernd konstant.

 Bild 1: Stromversorgungen mit Schaltreglern haben eine negative Impedanz Bild 1: Stromversorgungen mit Schaltreglern haben eine negative Impedanz

Bild 1 zeigt die Eingangsspannung in Abhängigkeit vom Eingangsstrom. Wird die Spannung verringert, nimmt der Strom zu. Die Steigung dieser Kennlinie entspricht der dynamischen Impedanz der Stromversorgung – und diese ist negativ.

Mathematisch ausgedrückt entspricht die Steigung dieser Kurve dem negativen Wert der Eingangsspannung geteilt durch den Eingangsstrom. Das ist natürlich stark vereinfacht dargestellt, da der Regelkreis Einfluss auf den Frequenzgang der Eingangsimpedanz hat. In vielen Fällen aber genügt diese vereinfachte Betrachtung, wenn eine stromgesteuerte Regelung angewandt wird.

Schaltregler haben eine diskontinuierliche Stromaufnahme

 Bild 2: Bei der Resonanzfrequenz wird ein Filter zu einer resistiven Quellimpedanz Bild 2: Bei der Resonanzfrequenz wird ein Filter zu einer resistiven Quellimpedanz

Schaltregler haben eine diskontinuierliche Stromaufnahme, was zu einer Unterbrechung des Systembetriebs führen kann, wenn keine geeigneten Filtermaßnahmen getroffen werden. Die meisten Stromversorgungen sind daher mit einem Filter ausgestattet, das einen Frequenzgang wie in Bild 2 aufweist. Der Kondensator stellt für den Schaltstrom in der Leistungsstufe eine niedrige Impedanz dar. Die Induktivität bildet für die resultierende überlagerte Wechselspannung über dem Kondensator eine hohe Impedanz.

Diese hohe Impedanz minimiert den zur Quelle fließenden Schaltstrom. Betrachtet man den Frequenzgang der Quellimpedanz des Filters, sieht man, dass diese bei niedrigen Frequenzen dem Widerstand der Induktivität entspricht. Mit steigender Frequenz erhöht sich die Impedanz der Induktivität. Bei sehr hohen Frequenzen wird die Impedanz vom Ausgangskondensator überbrückt.

Im mittleren Frequenzbereich geraten Kondensator und Induktivität in Resonanz

Im mittleren Frequenzbereich geraten Kondensator und Induktivität in Resonanz, bei der eine hohe Quellimpedanz entsteht. In den meisten Fällen lässt sich der Spitzenwert durch Berechnen der charakteristischen Impedanz des Filters (Zout) abschätzen. Diese ist gleich der Quadratwurzel aus der Induktivität dividiert durch die Kapazität. Hierbei handelt es sich um die Impedanz entweder der Induktivität oder des Kondensators bei der Resonanzfrequenz.

Addieren Sie als nächstes den Kondensator-Ersatzserienwiderstand (ESR) und den Widerstand der Induktivität, und berechnen Sie die Güte Q der Schaltung. Nun können Sie den Spitzenwert der Quellimpedanz abschätzen, indem Sie Z0 mit Q der Schaltung multiplizieren. Diese Arbeit können Sie natürlich auch einem Computer überlassen.

 Bild 3: Aus einem Filter in Resonanz und einem Schaltregler entsteht schnell ein Oszillator. Bild 3: Aus einem Filter in Resonanz und einem Schaltregler entsteht schnell ein Oszillator.

Bild 3 veranschaulicht das Problem. Die Schaltung enthält zwei Widerstände mit gleichen Werten, aber entgegengesetztem Vorzeichen. Berechnet man die Dämpfung der Schaltung, führt dies zu einer Division durch Null, d.h. Sie haben einen Oszillator. Eine ähnliche Situation liegt auch in einem Stromversorgungssystem vor, in dem der negative Widerstand der Stromversorgung vom Ersatzwiderstand des Eingangsfilters bei Resonanz gespeist wird.

Das Geheimnis, wie man geschalteten Stromversorgungen Stabilität verleiht, besteht darin, dafür zu sorgen, dass die Quellimpedanz des Systems stets wesentlich kleiner ist als die Eingangsimpedanz der Stromversorgung. Dies muss bei der niedrigsten Eingangsspannung und maximaler Last der Fall sein, was der niedrigsten Eingangsimpedanz entspricht.

Der nächste Teil beschreibt einige praktische Verfahren zum Steuern der Eingangsimpedanz.

Von Robert Kollman, Texas Instruments.

Festplatten vor mechanischen Beschädigungen schützen

Beschleunigungssensoren sorgen beim Fall eines Gerätes dafür, dass der Lese-/Schreib-Kopf der Festplatte geparkt wird und verhindern so eine Kollision zwischen Festplattenkopf und Speichermedium.

 Conner-Festplatte (Bild: Peter Koller)
Conner-Festplatte (Bild: Peter Koller)

Beim Fallen wird die von Beschleunigungssensoren in x-,y- und z-Ebene erfasste Beschleunigung Null, da sich die Beschleunigungssensoren mit der gleichen Beschleunigung wie das Objekt bewegen.

Der herkömmliche Schutzalgorithmus für Festplatten basiert auf der Nachbildung des freien Falls und teilt die Ausgangssignale der Beschleunigungssensoren in vier Intervalle: statisch, kippen, freier Fall und Aufprall. Im statischen Zustand, beim Kippen und beim freien Fall entstehen nur geringe Beschleunigungen, während bei einem Aufprall hohe Beschleunigungen auftreten.

Die Signale am Ausgang eines Sensors variieren während des Kippens. Allerdings sind die Abweichungen nicht groß genug, um den Schutzmechanismus direkt auszulösen. Glücklicherweise liefert die Summe der Quadrate der zeitlichen Abweichungen an den Ausgängen eines Beschleunigungssensors für die x- und y-Achse ein Signal, das sich während des Kippens erfassen lässt. Dieses Signal wird im Fall des freien Falls sehr klein und liefert einen zuverlässigen Indikator. Dies wird als differenzieller Beschleunigungsalgorithmus bezeichnet (Gleichung 1).

 Gleichung 1: differenzieller Beschleunigungsalgorithmus
Gleichung 1: differenzieller Beschleunigungsalgorithmus

Der differenzielle Beschleunigungsalgorithmus wird mittels des zweiachsigen Beschleunigungssensors ADXL320, des Zweifach-Verstärkers AD8542 mit Rail-to-Rail-Verhalten und der Transducer-Eingangsstufe ADuC832 implementiert. Die Ausgangsspannungen des Beschleunigungssensors sind proportional zu den orthogonalen Beschleunigungen. Ein dreiachsiger Beschleunigungssensor ist nicht erforderlich.

In diesem Schutzsystem beträgt die Zeit zwischen Beginn des freien Falls und der Erzeugung des Alarmsignals 40 ms, bei einer Abtastrate von 300 Sample/s pro Kanal und einer Bandbreite von 100 Hz. Die Zeit, die zum Parken des Schreib-/Lese-Kopfes benötigt wird, beträgt maximal 150 ms. Somit ergibt sich vom Erkennen eines freien Falls bis zum Abschluss des Parkvorgangs des Festplattenkopfes eine Gesamtzeit von maximal 190 ms. Diese Zeit ist wesentlich kürzer als die 432 ms, die ein portables Gerät benötigt, um 1 m tief zu fallen.

Die Autoren: Wenshuai Liao und Yiming Zhao arbeiten bei Analog Devices.

Wie geht man mit Signalen mit großen Amplitudenschwankungen um?

Das kleinste Säugetier der Welt ist die Etruskerspitzmaus. Sie ist etwa 3 cm lang (plus Schwanz) und wiegt weniger als 1,5 g. Das größte Säugetier, der Blauwal, kann über 30 m lang werden und über 150 t wiegen – damit ist er 13 Mal so schwer wie ein Elefant. Das ist 1.000 Mal länger und über hundert Millionen Mal schwerer als die Etruskerspitzmaus.

Wie gesagt, Kleines zu messen ist einfach, genauso Großes. Beides gleichzeitig zu bestimmen ist schwierig. Das Verhältnis des kleinsten und des größten Signals mit dem ein System umgehen kann, bezeichnet man als seinen „Dynamikbereich“ – er wird normalerweise in dB ausgedrückt. Ein System, bei dem der höchste Wert für eine Spannung oder einen Strom 1.000 Mal so groß wie der kleinste Wert ist, hat einen Dynamikbereich von 60 dB; bei einem Faktor von einer Million beträgt die Zahl 120 dB.

Man braucht ein digitales System mit 28 Bit, bevor ein LSB weniger als 1/100.000.000 eines MSB ist. Somit muss ein digitales System, das mit solchen Änderungen umgehen kann, entweder eine sehr hohe Auflösung haben oder es ist komplexe Signalverarbeitung erforderlich.

Manche Analogschaltungen beherrschen jedoch sehr große Dynamikbereiche. Diese werden als „logarithmische Verstärker” (Log-Amps) oder etwas richtiger, aber weniger geläufig als “logarithmische Wandler” bezeichnet. Der Ausgang eines Log-Amp ist proportional zum Logarithmus des Eingangs. Einige Log-Amps beherrschen Dynamikbereiche von über 160 dB.

Für Log-Amps gibt es eine Reihe von Architekturen. Einige davon, die die Log-Eigenschaften von Silicium-Sperrschichten nutzen, haben zwar einen sehr großen Dynamikbereich, sind aber langsam. Andere (sukzessive Detection Log-Amps), die kaskadierte Verstärker nutzen, um einen logarithmischen Verlauf zu erzeugen, können mit Bandbreiten von vielen GHz hergestellt werden und haben ein genaues logarithmisches Verhalten über einen Dynamikbereich von 60 bis 90 dB.

Beide Typen sind als IC realisierbar. Beide Architekturen sind einfach in der Handhabung und leicht zu verstehen. Allerdings werden sie in der Literatur nur selten ausführlich beschrieben. Daher werden sie von weniger erfahrenen Analogentwicklern oft übersehen. Wo immer Systeme sehr große analoge Signalbereiche beherrschen müssen, sollten Ingenieure den Einsatz von Log-Amps also in Betracht ziehen. Denn sie sind einfach, erschwinglich und sehr nützlich.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.

Passive Netzteil-Komponenten richtig auswählen

Grundsätzlich gilt die Regel, dass der Wirkungsgrad eines DC/DC-Wandlers mit abnehmendem effektivem Reihenwiderstand wächst. Meist liegt der Gleichstromwiderstand umso niedriger, je größer der Flächenbedarf ist, da der Gleichstromwiderstand proportional zum Querschnitt und zur Länge des Spulendrahts ist. IRMS bezeichnet den maximalen Gleichstrom, den die Drosselspule bei einem bestimmten Temperaturanstieg verkraftet (meist für 40 °C spezifiziert).

Im Normalfall tritt der Anstieg von der Umgebungstemperatur auf 40 °C nach 2 bis 5 min auf. Bei Erreichen des Sättigungsstroms hat sich die Induktivität infolge der Kernsättigung bereits um 10 % verringert. Diese Sättigung verläuft proportional zum Strom und zur Umgebungstemperatur.

Ein Keramikkondensator wird durch Kapazität, Nennspannung und Abmessungen charakterisiert. Der Kapazitätswert ist für eine Vorspannung von 0 V spezifiziert (es liegt nur ein AC-Signal an).

Beim Anlegen einer Bias-Spannung kann sich der Kapazitätswert um bis zu 70 % verringern, auch wenn diese Spannung nicht größer ist als die Nennspannung. Verschiedene 1-µF-Kondensatoren ein- und desselben Herstellers können – je nach angelegter Bias-Spannung – unterschiedliche Kapazitäten aufweisen. Meist ist ein Kondensator umso empfindlicher gegen Bias-Spannungen, je geringer seine Abmessungen sind.

Diese Erwägungen sollten beim Netzteil-Design beachtet werden. Zum Beispiel ist der CMOS-Linearregler LP5900 auf Stabilität mit Ein- und Ausgangs-Kondensatoren von 0,33 µF geprüft. Er ist somit in Verbindung mit einem 1-µF-Kondensator im 0402-Gehäuse mit einer Nennspannung von 6,3 V stabil. Der LP5900 im micro SMD-Gehäuse benötigt 1,16 mm² für 100 mA. In Verbindung mit zwei 1,0 mm x 0,5 mm großen Kondensatoren stellt er eine kompakte Lösung dar. Der LP3990 benötigt einen Ausgangskondensator von mindestens 0,7 µF, sodass hierfür 1,0-µF-Kondensatoren im 0603-Gehäuse mit 6,3 V Nennspannung empfohlen werden.

Der Autor: Oliver Wilms arbeitet bei Texas Instruments.

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