Eigenrauschen in Operationsverstärkern Teil 3: Messen des niederfrequenten Rauschens

Dieser Artikel beschäftigt sich mit dem Messen niederfrequenten Rauschens mit extrem niedrigen Grenzfrequenzen von z.B. 10 µHz und veranschaulicht die Auswirkungen von Temperaturschwankungen auf die Ergebnisse der Rauschmessung.

In den meisten Datenblättern ist niederfrequentes Rauschen in einem Bereich von 0,1 Hz bis 10 Hz angegeben. Im Teil 6 dieser Artikelreihe wurde eine aktive Filterschaltung zum Messen dieses Rauschens behandelt. Messungen extrem niedriger Frequenzen machen die AC-Kopplung des Signals unmöglich, da die Werte der Komponenten außerhalb nutzbarer Bereiche liegen. Bild 3.1 zeigt eine Schaltung mit DC-Kopplung, die zur Messung des niederfrequenten Rauschens verwendet werden kann. Je nach Rauschpegel des zu testenden Verstärkers muss die Verstärkung angepasst werden.

 Bild 3.1: Schaltung zur Rauschmessung (Gleichstrom bis 10 Hz)
Bild 3.1: Schaltung zur Rauschmessung (Gleichstrom bis 10 Hz)

Das Rauschen wird auf einen Pegel verstärkt, der ohne Weiteres auf einem Oszilloskop abgelesen werden kann. Die Verstärkung der ersten Stufe sollte mindestens 10 betragen. Dadurch dominiert das Rauschen der ersten Stufe. Ein Problem dieser Schaltung besteht darin, dass auch der Offset des Verstärkers verstärkt wird. In diesem Beispiel wird der Offset auf 2 V DC verstärkt. Dadurch wird die Messung des Rauschens im betreffenden Bereich unmöglich. Mit der in Bild 3.3 dargestellten Schaltung kann dieser Offset korrigiert werden.

 Bild 3.3:Schaltung zum Ausgleichen des Ausgangs-Offsets
Bild 3.3:Schaltung zum Ausgleichen des Ausgangs-Offsets

Ein wichtiger Gesichtspunkt bei der Messung des niederfrequenten Rauschens besteht darin, dass die temperaturabhängige Drift des Offsets sehr stark dem 1/f Rauschen ähnelt und daher die Messergebnisse beeinträchtigen kann. Bild 3.4 zeigt das Rauschen und die Offsetdrift des OPA336 in einem Zeitraum von 10.000 s. Während dieser Messung änderte sich die Umgebungstemperatur im Labor um 2 °C. Diese geringe Schwankung der Raumtemperatur hatte einen erheblichen Einfluss auf das Ausgangssignal. Um dem entgegenzuwirken muß die gleiche Messung mit einer Präzisen Temperaturregelung, wie durch Verwendung einer Wärmekammer, durchgeführt werden.

 Bild 3.4:Rauschen des OPA336 plus Temperaturdrift
Bild 3.4:Rauschen des OPA336 plus Temperaturdrift

Bei Zero-Drift-Verstärkern tritt temperaturabhängige Offset-Drift in erheblich geringerem Umfang auf. Bild 3.5 zeigt Rauschmessungen, die ohne Temperaturregelung durchgeführt wurden, die Umgebungstemperatur im Labor änderte sich wieder um 2 °C, dies ist im Messergebnis nicht zu erkennen. Die äußerst geringe Temperaturdrift des Zero-Drift-Verstärkers ist einer der Hauptvorteile dieser Technologie.

 

 

Ein weiterer wichtiger Gesichtspunkt bei der Rauschmessung ist, dass der Effektivwert des Rauschens und nicht der Spitze-Spitze-Wert des Rauschens gemessen wird. Dieser ist zwar eine gute Näherung, reicht aber für exakte Ergebnisse nicht aus. Das Problem ist, dass die Anzahl der Abtastwerte einen großen Einfluss auf den Spitze-Spitze-Messwert haben kann. Es sei daran erinnert, dass sich der Spitze-Spitze-Wert abschätzen lässt, indem die Standardabweichung mit 6 multipliziert wird. Mathematisch bedeutet dies, dass 99,7 Prozent der Werte innerhalb des Spitze-Spitze-Wertes liegen und nur 0,3 Prozent des Rauschens außerhalb dieses Bereiches. Bei Erhöhung der Anzahl von Abtastungen erhöht sich auch die Anzahl von Fällen, in denen der Wert außerhalb der Sechs-Sigma-Abschätzung liegt. In Bild 3.6 ist dasselbe Signal dargestellt, das bei 25.000 und 2.500 Abtastungen mit einem Digitaloszilloskop aufgenommen wurde. Im Teil 1 dieser Artikelserie wurde dieses Thema näher erläutert.

 Billd 3.5:Rauschen des OPA33, gemessen bei Raumtemperatur des Labors
Billd 3.5:Rauschen des OPA33, gemessen bei Raumtemperatur des Labors

 

Abschließend soll im Zusammenhang mit der Messung des Rausch-Effektivwertes darauf hingewiesen werden, dass der Gleichstromanteil (d. h. Mittelwert = 0) nicht in die Rauschmessung einbezogen wird. Der einfachste Weg zur Beseitigung des Mittelwertes besteht darin, die Standardabweichung des Signals anstelle des Effektivwerts zu ermitteln. Die Standardabweichung ist mathematisch definiert als Effektivwert mit dem Mittelwert null. Die meisten Digitaloszilloskope können die Messergebnisse als Kalkulationstabelle speichern. Dort können  dann Formeln zur Berechnung der Standardabweichung verwendet werden. Manche Digitaloszilloskope enthalten einen mathematischen Operator zur Ermittlung des Effektivwertes.

Einstellbares Rauschnormal von 0,1 bis 200 MHz


Bild 1: Kalibrierfreies, einstellbares Rauschnormal auf Basis einer beleuchteten Photodiode

Mit einer beleuchteten Photodiode als Quelle weißen Rauschens lässt sich für den Frequenzbereich von 0,1 bis 200 MHz ein Rauschnormal herstellen, das ohne Kalibrierung auskommt.

Das Eigenrauschen und die Grenzempfindlichkeit elektronischer Verstärker werden oft unter Zuhilfenahme eines Rauschgenerators ermittelt. Im Hz-und kHz-Bereich kann man definiertes weißes Rauschen bequem aus ohmschen Widerständen oder aus Schieberegistern (Pseudo Random Generator) gewinnen.

Oberhalb von etwa 100 MHz dominieren spezielle Halbleiter-Rauschdioden, die aufgrund von Fertigungstoleranzen jedoch zuvor selbst vermessen und kalibriert werden müssen.

Für den mittleren Frequenzbereich lässt sich alternativ auch das Schrotrauschen einer beleuchteten Photodiode nutzen. Ihr Sperrstrom Iph wird von einem gaußverteilten weißen Rauschen gemäß Gleichung 1 begleitet.

 


(Gl. 1)
(Gl. 1)

 

Dessen Intensität ist unabhängig von spektralen Eigenschaften des Lichtes oder der Diode und wird ausschließlich durch den leicht kontrollierbaren Strom Iph und die Elementarladung e bestimmt. Prinzipiell lässt sich damit ein Rauschnormal herstellen, das keiner Kalibrierung bedarf.

Bild 1 zeigt die Schaltung des aufgebauten Mustergeräts. Die Wahl der für die Photodiode (PD) eingesetzten HAMAMATSU S5972 ist ein Kompromiss zwischen geringer Kapazität und hoher Grenzfrequenz einerseits und nicht allzu kleiner Chipfläche andererseits. Zu deren Beleuchtung dient eine rote LED aus der OSRAM Reihe Golden Dragon, deren flache Lichtaustrittsfläche direkt vor PD platziert ist.

Damit der Frequenzgang der erzeugten Rauschdichte nicht von der Intensität abhängt, muss die an der Photodiode abfallende Sperrspannung konstant gehalten werden. Hierzu wird Usp. rückwirkungsarm über R1 und den Puffer A1 abgetastet. Der Regler mit A2 stellt die Biasspannung U,bias stets automatisch so nach, dass Usp. = Uref. = +8 V wird. Die Festlegung des gewünschten Rauschpegels erfolgt durch Variation des Ripple- und Spike-freien Stromes I,led. Die Anzeige VM ist proportional zu Iph und somit ein direktes Maß für die erzeugte Rauschstromdichte.

 


Bild 2a: Ansicht der sich in Betrieb befindlichen Rauschquelle (gestrichelter Rahmen in Bild 1), zu sehen ist das rote Licht der LED, die die Photodiode bestrahlt
Bild 2a: Ansicht der sich in Betrieb befindlichen Rauschquelle (gestrichelter Rahmen in Bild 1), zu sehen ist das rote Licht der LED, die die Photodiode bestrahlt

Der in Bild 1 eingerahmte Teil ist als kleiner Tastkopf (Bild 2) aufgebaut, um den Rauschstrom auf kürzestem Wege in die zu testende Baugruppe oder Versuchsschaltung einzuspeisen. Wird eine 50-Ohm-Last angeschlossen, sind darin Rauschzahlen zwischen 0 und 32 kT-Einheiten stufenlos einstellbar, proportional zum Strom Iph.

Für die Messung der in den Bildern 3 bis 7 dargestellten Frequenzspektren fand ein Breitbandverstärker Verwendung, an dessen Eingangsbuchse der Tastkopf geklemmt wurde. Der Photostrom Iph war auf 6 mA eingestellt.

Die ersten beiden Spektren im Niederfrequenzbereich bis 2,5 MHz (Bilder 3 und 4) wurden mit einem Digitaloszilloskop OWON PDS6062 in der Betriebsart FFT gemessen. Eingestellt waren: vertikal 10 dB/div. sowie „Display Persist Infinite“. Steilflankige Tiefpassfilter vor dem Scope sorgten dafür, dass das Abtasttheorem eingehalten wurde.

 


Bild 3: Der deutliche Anstieg des Rauschens unterhalb von etwa 10 kHz wird vom Funkelrauschen der LED-Lichtintensität verursacht (0 bis 50 KHz, 10 dB je div. , FFT)
Bild 3: Der deutliche Anstieg des Rauschens unterhalb von etwa 10 kHz wird vom Funkelrauschen der LED-Lichtintensität verursacht (0 bis 50 KHz, 10 dB je div. , FFT)

 

Der deutliche Anstieg der Rauschdichte unterhalb etwa 10 kHz in Bild 3 wird vom Funkelrauschen der LED-Lichtintensität verursacht. Vorversuche zeigten, dass beim Einsatz einer kleinen Glühlampe ein weißes Rauschen bis unter 1 kHz erreicht werden könnte, jedoch wären die erzielbaren Beleuchtungsstärken auf der Photodiode wesentlich niedriger.

 


Bild 4: Oberhalb der Region des 1/f-Rauschens liegt eine konstante Spektraldichte vor (0 bis 2,5 MHz,10 dB je div., FFT)
Bild 4: Oberhalb der Region des 1/f-Rauschens liegt eine konstante Spektraldichte vor (0 bis 2,5 MHz,10 dB je div., FFT)

Oberhalb der Region des 1/f-Rauschens liegt eine konstante Spektraldichte vor (Bild 4).

Für die Messung der folgenden drei Spektren wurde ein HAMEG-Analyzer des Typs HM8028 benutzt, als Sichtgerät fungierte wieder das OWON-Oszilloskop, jetzt in der Betriebsart YT. Aus der eingestellten Vertikalempfindlichkeit von 200 mV/div. resultiert in Verbindung mit dem HM8028 die Skalierung 4 dB/div.

 


Bild 5: Hier liegt weißes Rauschen mit nahezu ebenem Frequenzgang vor (0 bis 20 MHz, 4 dB je div., Analyzer)
Bild 5: Hier liegt weißes Rauschen mit nahezu ebenem Frequenzgang vor (0 bis 20 MHz, 4 dB je div., Analyzer)

In Bild 5 liegt weißes Rauschen mit nahezu ebenem Frequenzgang vor.

 


Bild 6: Auch bis ca. 200 MHz liegen die Abweichungen unterhalb von +/-1 dB. Die Peaks bei 28 MHz, 170 MHz und 185 MHz kommen durch externe Einstreuungen in den Messaufbau zustande (0 bis 200 MHz, 4 dB je div., Analyzer)
Bild 6: Auch bis ca. 200 MHz liegen die Abweichungen unterhalb von +/-1 dB. Die Peaks bei 28 MHz, 170 MHz und 185 MHz kommen durch externe Einstreuungen in den Messaufbau zustande (0 bis 200 MHz, 4 dB je div., Analyzer)

Auch bis ca. 200 MHz liegen die Abweichungen unterhalb von ±1 dB (Bild 6). Die Peaks bei 28 MHz, 170 MHz und 185 MHz kommen durch externe Einstreuungen in den Messaufbau zustande.

 


Bild 7: Oberhalb von 200 MHz geht die Rauschdichte zurück (0 bis 500 MHz, 4 dB je div., Analyzer)
Bild 7: Oberhalb von 200 MHz geht die Rauschdichte zurück (0 bis 500 MHz, 4 dB je div., Analyzer)

Oberhalb von 200 MHz (Bild 7) geht die Rauschdichte zurück. Die Cutoff-Frequenz der eingesetzten Photodiode S5972 bei einer Vorspannung von 8 V wird von HAMAMATSU mit ca. 350 MHz angegeben. Der Abfall der Rauschdichte entspricht ungefähr diesem Wert.

Die Messungen zeigen, dass eine intensiv beleuchtete Photodiode als Quelle weißen Rauschens im Bereich 0,1 bis 200 MHz einsetzbar ist. Die Rauschintensität wird direkt von einem Naturgesetz bestimmt und ist damit gut reproduzierbar und stufenlos einstellbar.

Der Autor:

Michael Franke ist Inhaber der Elektronikmanufaktur Mahlsdorf in Berlin.

 

Entsorgen Sie Ihre Schaltung oder Ihre Testgeräte? Stellen Sie alles in Frage!

Sie haben die Ursachen von „Ringing” und „Overshoot” identifiziert: Entkopplung, Masseführung, Parasitäten und Leitungsabschlüsse. Bei einem sorgfältigen Design funktioniert ihre Schaltung einwandfrei (wirklich!). Das Problem kann jedoch beim Testen der Schaltung auftreten. Und der Schuldige kann der Tastkopf Ihres Oszilloskops sein.

Viele schnelle Verstärker haben Schwierigkeiten beim Treiben kapazitiver Lasten (die eine Polstelle im Rückkopplungsverlauf verursachen und so die Phasenreserve senken und Instabilitäten bewirken – doch das ist ein Thema für ein anderes Mal).

Tastköpfe können den Messpunkt mit etwa 10 pF (für einen typischen 10 x passiven Tastkopf) beaufschlagen. Durch diese zusätzliche Kapazität können Oszillationen und Überschwingungen entstehen. Prüfen Sie einfach, ob ein Tastkopf mit geringerer Kapazität Abhilfe schafft. Aktive Tastköpfe haben normalerweise geringere Kapazitäten als passive. Probieren Sie es einfach aus. Alternativ könnte man einen passiven Tastkopf mit höherem Dämpfungsfaktor (100 x) verwenden. Auch diese Tastkopftypen weisen niedrigere Kapazitäten auf.

Wahrscheinlicher ist aber, dass die Induktivität der Leitung zum Masseclip des Tastkopfes für die Probleme verantwortlich ist. Die parasitäre Induktivität der Leitung und die Kapazität des Tastkopfes bilden einen Schwingkreis. Schwingkreise sind üblicherweise in Oszillatoren zu finden. Schnelle Signalflanken können genügend Energie enthalten, um den Schwingkreis anzuregen und ihn zum Oszillieren zu bringen.

Seien Sie daher brutal und kappen Sie die Leitung. Um dies zu tun, müssen Sie den Tastkopf auseinander nehmen. Entfernen Sie (durch Aufschrauben) die Plastikhülse, welche die Tastkopfspitze umgibt. Dadurch wird die äußere Metallhülle der Spitze freigelegt – dies ist die Masseverbindung. Anschließend wird der Masseclip-Anschluss entfernt. Es entsteht eine abisolierte Spitze mit freiliegender Masse. Ein solcher Tastkopf eignet sich bestens für die Messung schneller Signale.

Um diesen modifizierten Tastkopf zu verwenden, berühren Sie einfach den entsprechenden Testpunkt der Schaltung mit der Tastkopfspitze, während Sie gleichzeitig das äußere Metall mit Masse verbinden. Falls Sie eine direkte Masseverbindung nicht auf einfache Weise realisieren können, wickeln Sie einfach ein kurzes Stück blanken Draht mehrmals um die äußere Metallhülle der Spitze. Das freie Ende des Drahtes, der so kurz wie möglich sein sollte, berührt den nächst gelegenen Massepunkt.

Sie werden beeindruckt sein, welche Verbesserungen Sie mit diesem modifizierten Tastkopf bei Ihren Messungen erzielen können. Es mag vielleicht nicht so gut aussehen, funktioniert aber einwandfrei.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.

Eigenrauschen in Operationsverstärkerschaltungen – Teil 2: Niederfrequentes Rauschen

Dieser Artikel beschäftigt sich mit den Unterschieden bei der Berechnung des Gesamtrauschens von Standard Operationsverstärkern mit 1/f -Rauschen und Auto-Zero bzw. Chopper Verstärkern ohne 1/f-Rauschen.

Die Spektraldichtekurve des 1/f-Rauschens steigt mit abnehmender Frequenz an. Tatsächlich geht das Rauschen bei der Annäherung an die Frequenz null auf unendlich zu. Diese Tatsache verleitet zu der Annahme, dass das Rauschen bei Gleichstrom unendlich sein müsste. Der beste Weg, um zu verstehen, warum bei Schaltungen in der Praxis das 1/f-Rauschen nicht in unendliche großes Rauschen umgewandelt werden kann, ist die Umrechnung der Frequenz in die Zeit (d. h. Zeit = 1/Frequenz).

Bild 2.1 zeigt Berechnungen des 1/f-Rauschen für den OPA336 bei verschiedenen unteren Grenzfrequenzen. Die untere Grenzfrequenz wird durch den Zeitraum festgelegt, innerhalb dessen das Signal beobachtet wird. In der Regel wird bei Rauschberechnungen eine untere Grenzfrequenz von 0,1 Hz verwendet. Dies entspricht einer Beobachtungsdauer von 10 Sekunden. Eine Frequenz von 0 Hz würde einer unendlichen Zeit entsprechen und ist daher praktisch nicht realisierbar. Extrem niedrige Frequenzen entsprechen einem Zeitraum von Jahren.

Die bei diesen Berechnungen verwendete obere Grenzfrequenz beträgt 10 kHz. Dies ist ein typisch verwendeter Wert (d. h. 0,1 Hz < f < 10 Hz). Außerdem wird ein Brickwall-Filter bei fL und fH angenommen. Der Begriff „Brickwall-Filter“ bedeutet, dass das Rauschen außerhalb der angegebenen Bandbreite abrupt auf null abfällt. Bei einem realen Filter ist das nicht der Fall. Dieses Thema wurde im Teil 2 dieser Artikelserie näher erläutert.

Abbildung 2.1: Berechnungen des Flickerrauschens beim OPA336
Bild 2.1: Berechnungen des Flickerrauschens beim OPA336

Das Gesamtrauschen aus 1/f-Rauschen ist innerhalb einer Frequenzdekade immer gleich groß. Beispiel: Das Gesamtrauschen im Frequenzintervall von 0,1 Hz bis 10 Hz ist identisch mit dem Rauschen im Intervall von 0,01 Hz bis 0,1 Hz. Dies ist in Bild 2.2 mithilfe der im Teil 1 entwickelten Formel mathematisch dargestellt. Diese Tatsache führt oft zu Verwirrung, weil der Bereich unter der Kurve bei höherem 1/f Rauschen erheblich größer erscheint. Dies liegt an der logarithmischen Darstellung.

 

Abbildung 2.2: Das Gesamtrauschen in einem Intervall von einer Dekade ist gleich
Bild 2.2: Das Gesamtrauschen in einem Intervall von einer Dekade ist gle

 

Bei Verstärkern mit 1/f-Rauschen nimmt das Gesamtrauschen bei längerer Beobachtungsdauer zu. Die in Bild 2.3 dargestellte Wellenform zeigt das Rauschen am OPA336 in einem Intervall von 100.000 Sekunden (10 µHz). Die obere Grenzfrequenz für dieses Signal beträgt 10 kHz. Der Effektivwert des Gesamtrauschens im gesamten Intervall beträgt 0,74 µV. Bei Auswahl eines beliebigen Teilintervalls ist der Effektivwert des Gesamtrauschens geringer. In diesem Beispiel ist ein Teilintervall von 10 Sekunden dargestellt, in dem der Effektivwert des Gesamtrauschens 0,43 µV beträgt. Ein kleinerer Zeitraum entspricht einer höheren unteren Grenzfrequenz.

Abbildung 2.3: Rauschen am OPA336 über einen längeren Zeitraum
Bild 2.3: Rauschen am OPA336 über einen längeren Zeitraum

 

Zero-Drift-Verstärkern haben kein 1/f-Rauschen sondern nur Breitbandrauschen. Wegen des flachen Verlaufs der Rauschspektraldichte lässt sich das Rauschen bis zu einem Wert von 0 Hz integrieren. Beim 1/f-Rauschen ist das Gesamtrauschen in jeder Dekade gleich. Beim Breitbandrauschen verringert sich das Gesamtrauschen bei kleineren Teilintervallen erheblich.

 

 

Bild 2.4 zeigt Rauschberechnungen für den OPA333 bei verschiedenen unteren Grenzfrequenzen. Die untere Grenzfrequenz wird durch den Beobachtungszeitraum festgelegt. Es treten nur sehr geringe Änderungen beim Gesamtrauschen auf. Wegen des flachen Verlaufs der Spektraldichte ist die Fläche bei den Teilintervallen der unteren Frequenz sehr klein (Gesamtrauschen). Im Vergleich zu Bausteinen mit 1/f-Rauschen ist dies ein Vorteil der Zero-Drift-Topologie. Das Rauschen eines Zero-Drift-Verstärkers ändert sich bis zu extrem großen Zeiträumen nicht.

Abbildung 2.4: Rauschen am OPA333 über einen langen Zeitraum
Bild 2.4: Rauschen am OPA333 über einen langen Zeitraum

Das Gesamtrauschen bei Zero-Drift-Verstärkern bleibt in unterschiedlichen Beobachtungszeiträumen konstant. Die in Bild 2.5 dargestellte Wellenform zeigt das Rauschen des OPA333 in einem Intervall von 100.000 Sekunden (10 µHz). Die obere Grenzfrequenz für dieses Signal beträgt 10 kHz. Der Effektivwert des Gesamtrauschens im gesamten Intervall beträgt 0,173 µV. Bei Auswahl eines beliebigen Teilintervalls ist der Effektivwert des Gesamtrauschens identisch. In diesem Beispiel ist ein Teilintervall von 10 Sekunden dargestellt, in dem der Effektivwert des Gesamtrauschens 0,173 µV beträgt. Das Gesamtrauschen ähnelt sich in den beiden Fällen sehr, da die Fläche unter der Leistungsspektraldichtekurve nahezu identisch ist.

Abbildung 2.5: Rauschen am OPA333 über einen langen Zeitraum
Bild  2.5: Rauschen am OPA333 über einen langen Zeitraum

 

Danksagung

 

Mein besonderer Dank gilt den folgenden Mitarbeitern von Texas Instruments für ihre technische Unterstützung:

Rod Burt, Senior Analog IC Design Manager,

Joy Zhang, Analog IC Design Engineer,

Bruce Trump, Manager Linear Products und

Tim Green, Applications Engineering Manager.

 

 

Literatur:

[1] Thomas Kugelstadt, „Auto-zero amplifiers ease the design of high-precision circuits”, Texas-Instruments-Dokumentennummer SLYT204, ©2005: http://focus.ti.com/lit/an/slyt204/slyt204.pdf.

[2] Thomas Kugelstadt, „New zero-drift amplifier has an IQ of 17 μA”, Texas-Instruments-Dokumentennummer SLYT272, ©2007: http://focus.ti.com/lit/an/slyt272/slyt272.pdf.

 

Was man aus einem Scope herausholen kann, Teil 3: Automatisch Signale überwachen und Messergebnisse dokumentieren

Im zweiten Teil zeigten wir, wie mit Parametern, Cursor, Mathematik und Dekodern das erfasste Signal analysiert werden kann. Ein nächster Schritt in der Signalanalyse ist es nun, die erfassten Signale automatisch zu überwachen. Das Oszilloskop soll bestimmte Ereignisse oder Parameter- und Mathematik-Werte selbständig erkennen und sie im Datenstrom lokalisieren und verschiedene Aktionen auslösen. In einem typischen Messbeispiel wird Drehzahlverlauf, Pulsweitenmessung oder Flankensteilheit überwacht. Der Anwender möchte im einfachsten Fall eine Benachrichtigung bekommen, wenn eine definierte Grenze überschritten wurde.

Ober- und Untergrenzen richtig einsetzen

Definierte Grenzen: Mit dem Pass-/Fail-Test lassen sich vordefinierte Werte automatisch überprüfen (Archiv: Vogel Business Media)
Definierte Grenzen: Mit dem Pass-/Fail-Test lassen sich vordefinierte Werte automatisch überprüfen

Die einfachste Möglichkeit ist es, den so genannten Pass-/Fail-Test einzusetzen. Mit dem Testverfahren können Parameter gegeneinander oder gegen einen festen Wert bzw. Wertebereich automatisch überprüft werden. Wenn beispielsweise die Flankensteilheit eines Signals zwischen 200 und 300 ns liegt, wird dieser Wertebereich vorgegeben. Der Pass-/Fail-Test überprüft jedes Mal beim Erfassen des Parameters, ob dieser innerhalb oder außerhalb des gesetzten Bereichs liegt. Wird der definierte Bereich über- oder unterschritten, gibt es eine Fehlermeldung.

Eine kleine Statistik gibt an, wie viele Werte den gesetzten Bereich nicht erfüllt haben. Mehrere solcher Tests können gleichzeitig, entweder für den gleichen Parameter oder für verschiedene, angewendet werden. Darüber hinaus gibt es auch die Möglichkeit, bestimmte Aktionen festzulegen, die vom Oszilloskop ausgeführt werden sollen, wenn einzelne oder eine Kombination von Bedingungen nicht erfüllt worden sind. Das Oszilloskop kann Screenshots anfertigen, die Daten in unterschiedliche Formate abspeichern oder einfach nur Signaltöne erzeugen.

Den großen Scope-Speicher effizient nach Ereignissen untersuchen

WaveScan zur Suche nach dem größten Flankenanstieg (Archiv: Vogel Business Media)
WaveScan zur Suche nach dem größten Flankenanstieg

Viele Oszilloskope haben große Speicher, um Daten über eine lange Zeit aufzuzeichnen. Mit WaveScan lässt sich der Speicher schnell und automatisiert nach bestimmten Ereignissen absuchen. Die Software überwacht Parameter, sucht nach Runts, nicht-monotonen Mustern und seriellen/Bus-Pattern. Alle gefundenen Ereignisse werden in einer Tabelle aufgelistet und mit einem Zeitstempel versehen. Gleichzeitig werden die Ereignisse direkt im Trace farblich markiert. Die Tabelle und der automatische Zoom-Modus sind synchronisiert. Spezielle Filter grenzen das Ergebnis ein.

Im Beispiel eines Pass-/Fail-Tests kann jede steigende Flanke bestimmt und im Trace markiert werden. Mit einem Filter auf die Rarest Events werden nur noch die größten und kleinsten Anstiegszeiten angezeigt und direkt im Trace markiert. WaveScan lässt sich sowohl auf eine gestoppte Erfassung als auch im normalen Erfassungsmodus anwenden.

Unterschiedliche Signale eines Oszilloskops überwachen

Unterschiedliche Signale eines Oszilloskops überwachen
Unterschiedliche Signale eines Oszilloskops überwachen

Bei vielen Scopes lässt sich über eine Schnittstelle das Gerät fernsteuern und die gewonnenen Daten auslesen. Mit spezieller Software wie Matlab, Labview, VBScript oder Excel lassen sich unterschiedliche Signale automatisiert überwachen. Bei allen Oszilloskopen lassen sich die Messreihen abspeichern und Screenshots erstellen. Selbst die Einstellungen am Oszilloskop sind speicherbar. Bei den Geräten von LeCroy gibt es die Möglichkeit, alles in einer Datenbank komplett abzulegen und daraus automatisch eine Dokumentation inklusive eigenem Firmenlogo und Firmenstyle zu kreieren.

Mit LabNotebook werden alle momentan erfassten Rohdaten abgespeichert, inklusive der Oszilloskop-Einstellungen und einem Screenshot. Für jeden Datenbank-Eintrag kann eine automatische Dokumentation in verschiedensten File-Formaten erstellt werden. Die Datenbank verfügt auch über eine Flash-Back-Funktion, mit der die Daten wieder direkt in den Erfassungsspeicher eingelesen werden können. So kann der Messtechniker viele Jahre nach der Erfassung wieder mit den Originaldaten arbeiten.

Der Autor:

Stephan Herzog ist Applikationsingenieur bei LeCroy in Heidelberg.

 

Differenziellen 16-Bit-A/D-Wandler mit unsymmetrischen Signalen treiben

Es kann schwierig sein, den Ausgang eines Sensors an den Eingangsbereich eines A/D-Wandlers anzupassen, besonders, wenn man mit der Vielfalt von unterschiedlichen Ausgangsspannungsbereichen konfrontiert ist, die heutige Sensoren generieren. Dieser Artikel präsentiert eine einfache aber dennoch leistungsfähige A/D-Wandler-Treiberlösung für differenzielle unsymmetrische, unipolare und bipolare Signale, die verschiedene Spannungshübe abdecken. Alle in diesem Artikel beschriebenen Schaltungen erreichen 92 dB SNR, nur mit dem A/D-Wandler LTC2383-16 alleine, oder zusammen mit dem A/D-Wandler-Treiber LTC6350.

Der LTC2383-16 ist ein rauscharmer, verlustleistungsarmer 16-Bit-A/D-Wandler mit 1 MSample Abtastrate und einem voll differenziellem Eingangspannungsbereich von +/- 2,5 V. Der LTC6350 ist ein rauscharmer, verlustleitungsarmer Konverter/A/D-Wandler-Treiber mit der schnellsten Einschwingzeit, der unsymmetrische Eingänge auf differenzielle Ausgänge mit vollem Spannungshub umsetzt. Bei Einsatz des LTC6350 können unsymmetrische Eingangsbereiche von 0 V bis 2,5 V, 0 V bis 5 V und +/- 10 V einfach auf den voll differenziellen +/- 2,5 V Eingangsbereich des LTC2383-16 umgesetzt werden.

Voll differenzielles Treiben

Bild 1
Bild 1

Bild 1 zeigt die prinzipielle Blockschaltung, die für alle hier beschriebenen Schaltungen benutzt wird. Sie liefert ein DC-gekoppeltes voll differenzielles Signal an die analogen Eingänge des LTC2383-16. Die Widerstände R1, R2 und der Kondensator C1 begrenzen die Eingangsbandbreite auf ungefähr 500 kHz. Die Widerstände R3 und R4 reduzieren die Auswirkung der Eingangsabtastspitze, die den Sensor oder die Ausgänge des A/D-Wandler-Treibers stören kann.

Diese Schaltung ist sinnvoll für Sensoren mit differenziellen Ausgangssignalen mit geringer Impedanz. Die Gleichtaktspannung, die AIN+ und AIN- treibt, muss Vref/2 entsprechen, um die Anforderungen an den Gleichtaktspannungseingangsbereich des LTC2383-16 zu erfüllen.

Die Schaltung in Bild 1 kann auch AC-gekoppelt sein, um die Gleichtaktspannung des A/D-Wandlereingangs, wenn nötig, an den Sensor anzupassen. Einfach AIN+ und AIN- auf Vcm (Vcm = Vref/2) mit einem 1-kOhm-Widerstand vorspannen (Bias) und den Sensorausgang an AIN+ und AIN- über einen 10-µF-Kondensator koppeln. Dies wird in Bild 2 dargestellt.

Bild 2
Bild 2

Wenn man einen rausch- und verzerrungsarmen A/D-Wandler wie den LTC2383-16 treibt, ist die saubere Komponentenauswahl essenziell, um die hohe Leistungsfähigkeit beizubehalten. Alle in diesen Schaltungen verwendeten Widerstände haben relativ kleine Werte. Dies hält das Rauschen und die Einstellzeit klein. Metallfilm-Widerstände werden empfohlen, um die durch Eigenerwärmung produzierten Verzerrungen zu verringern. Ein NPO-Kondensator wird wegen seines kleinen Spannungskoeffizienten, der die Verzerrungen minimiert, als C1 verwendet.

 

Tabelle 1
Tabelle 1

Unsymmetrische auf differenzielle Umsetzung

 

Natürlich sind nicht alle Sensorausgänge differenziell. Hier sind nun einige Wege beschrieben, wie man den LTC2383-16 mit unsymmetrischen Signalen treibt.

 

Unsymmetrischer Eingang mit 0 V bis 2,5V

 

Bild 3
Bild 3

Die Schaltung in Bild 3 wandelt ein unsymmetrisches Signal mit 0 bis 2,5 V in ein voll differenzielles +/- 2,5-V-Signal um. Diese Schaltung hat auch einen Eingang mit hoher Impedanz, so dass die meisten Sensorausgänge in der Lage sein sollten, diesen direkt zu treiben. Die Gleichtaktspannung bei Vin kann durch AC-Kopplung von Vin an den A/D-Wandler angepasst werden, wie in Bild 2 gezeigt. Die Gleichtaktspannung des zweiten Verstärkers wird am +IN2-Pin des LTC6350 eingestellt. Die 32-Punkt-FFT in Bild 4 zeigt die Leistungsfähigkeit des LTC2383-16, der mit dem LTC6350 kombiniert ist, unter Einsatz der in Bild 3 dargestellten Schaltung. Der gemessene Signal-/Rauschabstand (SNR) von 92 dB und THD von –107 dB entsprechen sehr genau den typischen Datenblatt-Spezifikationen des LTC2383-16. Dies bedeutet, dass nur wenig, wenn überhaupt, Abweichungen von den A/D-Wandlerspezifikationen durch das Einbringen des von unsymmetrisch auf differenziell wandelnden Konverters in den Signalpfad resultieren.

 

Bild 4
Bild 4

Unsymmetrischer Eingang mit 0 V bis 5 V

 

Bild 5
Bild 5

Einige Sensoren generieren eine Ausgangsspannung, die über und unter Masse schwingt. Die Schaltung in Bild 6 wandelt ein Massebezogenes unsymmetrisches +/- 10-V-Signal auf ein differenzielles ±2,5-V-Signal um, das die Eingänge des LTC2383-16 treibt. Auch hier wird die Eingangsimpedanz durch R7 gesetzt. Tabelle 2 zeigt Rauschen und Verzerrungen in Abhängigkeit von der Impedanz der Schaltung in Bild 5.

 

 

Der Autor:

Guy Hoover
arbeitet als Applications Engineer in der Gruppe Mixed Signal Products bei Linear Technology in Milpitas, USA.

 

 

 

Eigenrauschen in Operationsverstärkerschaltungen – Teil 1: 1/f-Rauschen und Zero-Drift-Verstärker

Dieser Artikel beschäftigt sich mit Fehlern bei Niederfrequenzanwendungen. Im Einzelnen werden die Drift der Eingangs-Offsetspannung und das 1/f-Rauschen untersucht. Darüber hinaus werden Standard-Topologien mit der Topologie von Zero-Drift-Verstärkern verglichen, bei denen nur eine geringe Offsetdrift und kein 1/f-Rauschen auftreten.
Zero-Drift-Verstärker

Zero-Drift-Verstärker sind Operationsverstärker, die in regelmäßigen Abständen den Offset, die Offsetdrift und damit auch das niederfrequente 1/f Rauschen kalibrieren. Die Kalibrierungsfrequenz reicht bei unterschiedlichen Zero-Drift-Verstärkern von 10 kHz bis 100 kHz. Eine Digitalschaltung im Zero-Drift-Verstärker steuert die Kalibrierung. Von der Systemebene aus betrachtet fungiert dieser Verstärker als normaler linearer Operationsverstärker. Es gibt zwei unterschiedliche Arten von Zero-Drift-Verstärkern: Auto-Zero-Verstärker und Chopper-Verstärker.

Der Auto-Zero-Verstärker besteht aus einem kontinuierlich arbeitenden Verstärker (Signalverstärker) und einem Verstärker für die Kalibrierung (Korrekturverstärker). In einer ersten Phase tastet der Korrekturverstärker die Offsetspannung Vos1  ab und speichert sie in einem Kondensator(C2). Der Offset des Signalverstärkers wird nun mithilfe dieser gespeicherten Spannung ausgeglichen. In der zweiten Phase misst der Kalibrierverstärker seinen eigenen Offset und speichert den Wert in C1 ab, mit dessen Hilfe er dann seinen eigenen Offset korrigieren kann. Da die Kalibrierung mit einer relativ hohen Geschwindigkeit (z. B. 50 kHz) stattfindet, werden auch die Offsetdrift und das niederfrequente Rauschen ausgeglichen. Bild 1.1 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild einer Schaltung mit Auto-Zero-Verfahren. Obwohl es sich hierbei um eine sehr starke Vereinfachung des Prinzips handelt, zeigt die Blockschaltung die grundsätzliche Funktionsweise. Eine detailiertere Beschreibung dieses Verfahrens finden Sie in [1].


Bild 1.1: Auto-Zero Verstärker

Bei einer Chopper-stabilisierten Schaltung werden Eingang und Ausgang synchron invertiert. Dadurch wird der Offset in jeder zweiten Phase invertiert. Auf diese Weise wird der Offset von einer Gleichspannung in eine Wechselspannung mit einem Mittelwert von 0V umgewandelt. Eine Filterstufe reduziert die Amplitude des Wechselspannungssignals (Bild 1.2). Bei modernen Chopper-Verstärkern von Texas Instruments ist ein patentierter Sperrfilter integriert um genau diese Chopper-Frequenz zu filtern. Eine ausführlichere Beschreibung des Chopper-Verfahrens findet sich in  [2].


Bild 1.2: Chopper-stabilisierter Verstärker

Auto-Zero-Verstärker und Chopper-stabilisierte Verstärker weisen einige Gemeinsamkeiten auf und werden als „Zero-Drift-Verstärker“ bezeichnet. Die Haupteigenschaften sind eine geringe Offsetspannung und eine geringe Drift der Offsetspannung. Obwohl der Eingangsstrom und dessen Drift nicht kalibriert werden, sind die Werte normalerweise gering, da es sich bei den Verstärkern um MOSFET-Verstärker handelt. In der folgenden Aufstellung sind der Offset und die Offsetdrift einiger verbreiteter Zero-Drift-Verstärker aufgeführt.

Operationsverstärker

Offset

(uV)

Offsetdrift

(uV/C)

Spannungsrauschen

(nV/rt-Hz)

OPA333

10

0,05

55

OPA335

5

0,05

55

OPA378

50

0,25

20

Eine weitere wichtige Eigenschaft von Zero-Drift-Verstärkern besteht darin, dass bei diesen Verstärkern praktisch kein 1/f-Rauschen auftritt. Niederfrequentes Rauschen kann als langsame Schwankung der Offsetspannung aufgefasst werden. Die Selbstkalibrierung beseitigt daher das 1/f  Rauschen auf dieselbe Weise wie die Offsetdrift.

Spektraldichtekurve von Zero-Drift-Verstärkern

Die Spektraldichtekurve von Zero-Drift-Verstärkern enthält keinen 1/f-Bereich. Manchmal zeigt sich die Kalibrierungsfrequenz und ihre Oberwellen als Störung in der Spektraldichtekurve.

In den meisten Anwendungsfällen ist es sinnvoll, den Bereich der Kalibrierungsfrequenz zu vermeiden. Dies lässt sich mithilfe eines externen Filters erreichen. In vielen Fällen wird das Kalibrierungssignal durch die Verstärkungsbandbreite des Operationsverstärkers automatisch gedämpft.

Bild 1.3 zeigt das Rauschen bei einer Verstärkung von 101. In diesem Fall wird die 3-dB-Bandbreite durch die Verstärkungsbandbreite des Verstärkers auf 19,8 kHz begrenzt, d. h., Verstärkungsbandbreite/Verstärkung = 2 MHz/101 = 19,8 kHz. Das bei 10 kHz auftretende Kalibriersignal wird nicht gedämpft. Zu beachten ist außerdem, dass die Berechnung des Gesamtrauschens kompliziert ist, weil die Spektraldichtekurve bei 10 kHz von 55 nV/rtHz auf 25 nV/rtHz abfällt. Die Kalibrierungssignale lassen sich in der Berechnung aber angemessen berücksichtigen. Die Berechnung des Gesamtrauschens ist in Bild 1.4 dargestellt.


Bild 1.3: Am OPA335 gemessenes Ausgangsrauschen bei einer Verstärkung von 101

Bild 1.4: Berechnung des Gesamtrauschens am OPA335 bei einer Verstärkung von 101

 

 

Bild 1.5 zeigt die Spektraldichtekurve des OPA333 mit Chopper-Stabilisierung. Bei diesem Verstärker beträgt die Chopperfrequenz ca. 125 kHz. Die Verstärkungsbandbreite des OPA333 beträgt 350 kHz. Bei den meisten Verstärkungseinstellungen wird die Chopperfrequenz außerhalb der Bandbreite liegen. Ein Beispiel: Die Bandbreite wird bei einer Verstärkung von 10 auf 35 kHz begrenzt und damit das Chopper-Signal zum größten Teil gedämpft.

 




Zusammenfassung und Vorschau

 

In diesem Artikel haben wir Zero-Drift-Verstärker und deren Rauschberechnung behandelt. Zero-Drift-Verstärker sind durch einen geringen Offset und eine geringe Offsetdrift gekennzeichnet. Außerdem tritt bei diesen Verstärkern kein 1/f Rauschen auf. In Teil 2 werden wir uns detaillierter mit den Eigenschaften und Vorteilen des niederfrequenten Rauschens bei Auto-Zero Verstärkern beschäftigen.

Danksagung

Mein besonderer Dank gilt den folgenden Mitarbeitern von Texas Instruments für ihre technische Unterstützung:

Rod Burt, Senior Analog IC Design Manager,

Joy Zhang, Analog IC Design Engineer,

Bruce Trump, Manager Linear Products und

Tim Green, Applications Engineering Manager.

Literatur

[1] Thomas Kugelstadt, „Auto-zero amplifiers ease the design of high-precision circuits”, Texas-Instruments-Dokumentennummer SLYT204, ©2005: http://focus.ti.com/lit/an/slyt204/slyt204.pdf.

[2] Thomas Kugelstadt, „New zero-drift amplifier has an IQ of 17 μA”, Texas-Instruments-Dokumentennummer SLYT272, ©2007: http://focus.ti.com/lit/an/slyt272/slyt272.pdf.

Der Autor:


Art Kay ist als Senior Applications Engineer bei Texas Instruments tätig.

Low-Power-A/D-Wandler für eine unipolare Versorgungsspannung

In der hier vorgestellten Schaltung wird ein Datenerfassungssystem beschrieben, in dem ein 100 kSample/s schneller 16 Bit A/D-Wandler für eine unipolare Versorgungsspannung mit einer Leistung von 8 mW auskommt.

Bei den meisten Systemen müssen Entwickler einen Kompromiss zwischen Leistungsfähigkeit und Leistungsaufnahme finden. Anhand der hier beschriebenen Schaltung werden diese Zielkonflikte diskutiert und es wird gezeigt, wie sich in einem 100 kSample/s schnellen 16-Bit-Datenerfassungssystem gleichzeitig eine geringe Leistungsaufnahme von typisch 8 mW und eine hohe Leistungsfähigkeit erzielen lassen.

In der Schaltung in Bild 1 kommt der AD7988-1, ein Low-Power A/D-Wandler (350 μA) aus der PulSAR-Familie, zum Einsatz. Die Ansteuerung des Wandlers erfolgt direkt über den ADA4841-1, einen leistungsfähigen Low-Voltage-Operationsverstärker (OPV) mit geringem Stromverbrauch. Dieser Operationsverstärker wurde wegen seiner guten Dynamik gewählt. Er lässt sich direkt mit einer unipolaren Spannung Rail-to-Rail-Verhalten am Ausgang versorgen. Darüber hinaus umfasst der eingangsseitige Gleichtaktspannungsbereich die negative Versorgungsspannung.

Für den AD7988-1 ist eine externe Referenzspannung zwischen 2,4 und 5,1 V erforderlich. In der hier gezeigten Applikation wurde die 2,5-V-Referenz ADR4525 verwendet.

Schaltungsbeschreibung

Kern der Schaltung ist der AD7988-1, ein 100 kSample/s schneller 16 Bit-A/D-Wandler, der nach dem Prinzip der sukzessiven Approximation (SAR) arbeitet und mit einer unipolaren Spannung (VDD) versorgt wird. Der AD7988-1 enthält einen 16-Bit-Sampling-ADC mit geringer Stromaufnahme sowie eine vielseitig verwendbare serielle Schnittstelle (SPI). Mit der steigenden Flanke von CNV erfasst der A/D-Wandler ein analoges Eingangssignal an IN+, bezogen auf IN−, welches mit Masse verbunden ist. Das Eingangssignal muss innerhalb 0 V und REF liegen. Die Referenzspannung REF wird extern angelegt und ist unabhängig von der Versorgungsspannung VDD einstellbar.

Für die Experimente zur Erstellung dieser Schaltung wurde das Evaluation-Board AD7988-1 an die System-Demonstration-Plattform (SDP) EVAL-SDP-CB1Z angeschlossen. Die SPI-kompatible serielle ADC-Schnittstelle wurde mit dem DSP SPORT-Interface verbunden. Die Schnittstelle des A/D-Wandlers ermöglicht den Anschluss mehrerer Wandler an einen 3-Draht-Bus nach dem Daisy-Chain-Konzept. Die Schnittstelle eignet sich für 1,8-, 2,5-, 3- oder 5-V-Logik. Dabei wird der separate VIO-Versorgungspin genutzt.

Der AD7988-1 wird im zehnpoligen MSOP- oder im zehnpoligen QFN-Gehäuse (LFCSP) geliefert. Auf diesem Board wird das MSOP-Gehäuse verwendet.

Der ADC-Eingang wird vom ADA4841-1 gepuffert und getrieben. Der ADA4841-1 ist ein bei Eins-Verstärkung 1 stabil arbeitender rausch- und verzerrungsarmer Verstärker mit Rail-to-Rail-Ausgang. Er kommt mit einem Ruhestrom von typisch 1,1 mA aus. Dieses Verstärkermodell bietet ein Breitbandrauschen von 2,1 nV/√Hz und ein Stromrauschen von 1,4 pA/√Hz. Außerdem weist der ADA4841-1 einen störungsfreien Dynamikbereich (SFDR) von −105 dBc bei 100 kHz auf. Für geringes Rauschen bei niedrigeren Frequenzen bietet der Verstärker ein 1/f-Rauschen von 7 nV/√Hz und 13 pA/√Hz bei 10 Hz.

Ein wichtiges Leistungsmerkmal, welches den ADA4841-1 als Bauteil für Anwendungen mit unipolarer Versorgungsspannung prädestiniert, ist, dass er in dieser Applikation mit einer unipolaren Spannung arbeiten kann, wobei der negative Versorgungsanschluss mit der Masse verbunden wird. Der Verstärkerausgang erreicht eine untere Spannung von 50 mV über dem Massepotenzial, was für diese Anwendung genügt. Der eingangsseitige Gleichtaktspannungsbereich erstreckt sich von der negativen Versorgungsspannung bis auf 1 V unterhalb der positiven Versorgungsspannung.

Dies erfordert eine Versorgungsspannungsreserve von mindestens 1 V, um in dem interessierenden Signalbereich (0 bis 2,5 V) arbeiten zu können. Deshalb wurde in dieser Schaltung eine Versorgungspannung von 4 V verwendet. Den ADA4841-1 gibt es wahlweise im sechspoligen SOT-23- oder im achtpoligen SOIC-Gehäuse.

Bei der 2,5-V-Referenzspannung dieser Applikation handelt es sich um das Modell ADR4525 aus der Serie ADR45xx. Hohe Präzision, geringe Stromaufnahme und niedriges Rauschen zeichnen dieses Bauteil neben einer Anfangsgenauigkeit von ±0,01%, exzellenter Temperaturstabilität und geringem Ausgangsrauschen aus. Die Systemleistungsfähigkeit wird durch die geringe, durch Temperaturwechsel verursachte Spannungshysterese sowie die niedrige Langzeit-Ausgangsspannungsdrift des ADR4525 verbessert. Ein maximaler Betriebsstrom von 700 μA und eine Dropout-Spannung von maximal 500 mV prädestinieren das Bauteil für den Einsatz in batteriegetrienenen Geräten.

Alle drei Produkte, die in der hier beschriebenen Schaltung zum Einsatz kommen, sind für den industriellen Temperaturbereich (−40 bis +125°C) spezifiziert.

Erwartungen hinsichtlich der Leistungsfähigkeit

Da es bei dieser Schaltung auf einen möglichst geringen Energieverbrauch ankommt, muss genau analysiert werden, welchen Beitrag die beteiligten Bauteile jeweils zur Gesamtstromaufnahme des Systems leisten. Dementsprechend muss die Auswahl der Bauteile erfolgen. Der erste Schritt bestand im Überprüfen der Versorgungsströme der drei gewählten Bauteile.

Die typischen berechneten und gemessenen Versorgungsströme für alle Bauteile sind in Tabelle 1 zusammengefasst. Die VIO-Versorgung der digitalen Schnittstelle des A/D-Wandlers ist darin nicht enthalten. Sie ist vernachlässigbar. Die gemessenen Ströme sind weitgehend identisch mit den berechneten Werten. Kleine Abweichungen sind zum einen auf die passiven Komponenten zurückzuführen, zum anderen auf leichte Abweichungen der Versorgungsströme von den im Datenblatt spezifizierten typischen Werten.

 

 

Bild 2: SNR, SINAD und ENOB in Abhängigkeit von der Referenzspannung für den A/D-Wandler AD7988-1
Bild 2: SNR, SINAD und ENOB in Abhängigkeit von der Referenzspannung für den A/D-Wandler AD7988-1

Beim Einsatz von Referenzspannungen mit kleinen Werten ist eine geringfügige Verschlechterung der AC-Leistungsfähigkeit des A/D-Wandlers AD7988-1 zu erwarten. Die Abhängigkeit der Leistungsdaten von der Referenzspannung zeigt Bild 2. Das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR), die Summe aus Signal-Rausch-Verhältnis und Verzerrung (SINAD) sowie die effektive Auflösung (ENOB) sind als Funktion der Referenzspannung dargestellt. Für eine 2,5-V-Referenz ist ein SNR von etwa 86 bis 87 dB zu erwarten.

Bild 3: AC-Leistungsfähigkeit mit einer Abtastrate von 100 kSample/s, gemessen bei 10 kHz, SNR = 86,17 dB
Bild 3: AC-Leistungsfähigkeit mit einer Abtastrate von 100 kSample/s, gemessen bei 10 kHz, SNR = 86,17 dB

Gebräuchliche VariantenMessergebnisse für die Schaltung zeigt Bild 3. Das SNR von 86,17 dB entspricht dem bei der 2,5-V-Referenzspannung erwarteten Signal-Rausch-Verhältnis (wie in Bild 2 gezeigt).

Aus der PulSAR-Familie sind andere pinkompatible 16 Bit A/D-Wandler mit höheren Abtastraten verfügbar: AD7988-5 (500 kSample/s), AD7980 (1 MSample/s) und AD7983 (1,33 MSample/s). Die Modelle mit höheren Abtastraten nehmen mehr Strom auf. Falls eine höhere Auflösung erforderlich ist, stehen geeignete pinkompatible Bauteile zur Verfügung: AD7691 (18 Bit, 250 kSample/s), AD7690 (18 Bit, 400 kSample/s), AD7982 (18 Bit, 1 MSample/s, differenzieller Eingang) und AD7984 (18 Bit, 1,33 MSample/s).

Für größere Eingangsspannungshübe sollte man eine Spannungsreferenz mit höherer Ausgangsspannung einsetzen und sowohl für die Referenz als auch für den ADC-Treiber höhere Versorgungsspannungen wählen.

 

 

Bild 4: AC- Leistungsfähigkeit mit einer Abtastrate von 500 kSample/s, gemessen für eine Eingangsfrequenz von 10 kHz. Zum Einsatz kommt der 500 kSample/s schnelle A/D-Wandler AD7988-5. Das SNR beträgt 86,37 dB.
Bild 4: AC- Leistungsfähigkeit mit einer Abtastrate von 500 kSample/s, gemessen für eine Eingangsfrequenz von 10 kHz. Zum Einsatz kommt der 500 kSample/s schnelle A/D-Wandler AD7988-5. Das SNR beträgt 86,37 dB.

Erweiterung um einen Bias-VerstärkerDie dynamische Leistungsfähigkeit für den A/D-Wandler AD7988-5 (16 Bit, 500 kSample/s) unter vergleichbaren Bedingungen zeigt Bild 4. Hier lässt sich bei einer Abtastrate von 500 kSample/s ein SNR von 86,37 dB erreichen.

 

 

Bild 5: Erweiterte Schaltung einschließlich Gleichtaktpuffer zum Zentrieren des Eingangsspannungsbereichs in einer Applikation mit AC-Kopplung
Bild 5: Erweiterte Schaltung einschließlich Gleichtaktpuffer zum Zentrieren des Eingangsspannungsbereichs in einer Applikation mit AC-Kopplung

Zahlreiche Verstärker können in dieser Applikation für Pufferzwecke verwendet werden. Der AD8031 ist ein Verstärker mit Spannungsrückkopplung, der an einer unipolaren Versorgungsspannung arbeitet und Leistungsmerkmale wie hohe Leistungsfähigkeit mit einer Kleinsignalbandbreite von 80 MHz, einer Anstiegsrate von 30 V/μs und einer Einschwingzeit von 125 ns aufweist.In Anwendungen mit AC-Kopplung muss dem Eingangssignal eine DC-Spannung überlagert werden, so dass es um die Mitte des Eingangsspannungsbereiches des ADC (0 bis 2,5 V für eine 2,5-V-Referenz) schwingt. Die Schaltung in Bild 5 adressiert diese Problematik.

Dieser Verstärker ist auch bei kapazitiver Belastung bei einer Verstärkung von 1 stabil und nimmt an einer unipolaren Spannung von 3,3 V weniger als 2,5 mW auf. Wahlweise steht der AD8031 im fünfpoligen SOT-23-Gehäuse, im achtpoligen SOIC-, im achtpoligen PDIP- oder im achtpoligen MSOP-Gehäuse zur Verfügung. In dieser Schaltung dient der AD8031 zum Puffern der 2,5-V-Referenzspannung für einen Spannungsteiler, welcher die Referenzspannung auf die erforderliche Gleichtaktspannung von 1,25 V für den Eingang des ADA4841-1 herunterteilt. Die zusätzliche Leistungsaufnahme des Puffers zeigt Tabelle 2.

Erweiterung um einen Referenzspannungspuffer

 

 

Bild 6: Erweiterte Schaltung einschließlich Gleichtaktbias- und Referenzpuffer
Bild 6: Erweiterte Schaltung einschließlich Gleichtaktbias- und Referenzpuffer

Die Bilder 7 und 8 zeigen die Leistungsfähigkeit der A/-Wandler AD7988-1 und AD7988-5, wenn der Verstärker AD8032 genutzt wird, um den VCM-Spannungspegel zu erzeugen und die Referenzspannung zu puffern (Bild 6). Diese Schaltung ist auf dem EVAL-CN0255-SDPZ-Board implementiert.In Applikationen, in denen verschiedene Schaltungen die gleiche Spannungsreferenz nutzen, kann es erforderlich sein, die Referenzspannung zu puffern, um die optimale Leistungsfähigkeit sicherzustellen. In diesem Fall lässt sich AD8032 (eine Zweifach-Version des AD8031) sehr gut einsetzen (Bild 6). Sofern der ADC-Referenzeingang gepuffert ist, kann die Entkopplungskapazität auf 10 μF reduziert werden. Verwendet wird ein Keramik-Chipkondensator, der sich möglichst nahe am A/D-Wandler befindet.

Schaltungsevaluierung und Test

Erforderliches Equipment (Vergleichbare Geräte können verwendet werden)

  • EVAL-CN0255-SDPZ
  • System-Demonstrationsboard (EVAL-SDP-CB1Z)
  • Funktionsgenerator/Signalquelle wie etwa der in diesen Tests verwendete Signalgenerator SYS-2522 (Audio Precision)
  • Stromversorgung 2,5 und 4 V
  • PC mit USB-Schnittstelle, USB-Kabel und installierter PulSAR-Software

Setup und Test

Das Blockdiagramm des Aufbaus zur Messung der AC-Leistung zeigt Bild 9. Zunächst wird das Evaluation-Board an die 2,5- und 4-V- Stromversorgung angeschlossen.

 

Bild 9: Testaufbau zum Messen der AC-Leistungsfähigkeit
Bild 9: Testaufbau zum Messen der AC-Leistungsfähigkeit

Um den Frequenzverlauf zu messen, wird das Equipment entsprechend Bild 9 angeschlossen. Am Signalgenerator SYS-2522 (Audio Precision) werden eine Frequenz von 10 kHz und ein Sinussignal von 2,5 Vss mit 1,25 V DC-Offset eingestellt. Zur Aufzeichnung der Daten dient die Evaluation-Board-Software.

Die Softwareanalyse ist Teil der Evaluation-Board-Software, welche dem Anwender die Erfassung und Analyse der AC- und DC-Leistung ermöglicht.

Die Autorin:

Catherine Redmond ist Staff Applications Engineer bei Analog Devices in Limerick, Irland.

HiPer Silicon V15.23 von Tanner EDA



S-Edit-Eingabe bei HiPerSimulation
Tanner EDA hat die Version 15.23 seiner Toolsuite HiPer Silicon heraus gebracht. Die Erweiterung um HiPer Simulation AFS in der Version 15.23 bietet Entwicklern zusätzliche Möglichkeiten nach der Schaltplaneingabe mit zwei verschiedenen Analogsimulatoren den Chip zu testen.

Die Version 15.23 beinhaltet mit Tanner Analog FastSPICE (T-AFS) eine Kombination der Berkeley Design Automation Analog FastSPICE Plattform mit der Schaltplaneingabe S-Edit und dem Wellenform-Analysetool W-Edit von Tanner. Bei HiPer Simulation AFS ermöglichen zwei SPICE-Simulatoren eine hohe Leistung auch bei großen Netzlisten. T-SPICE bietet eine schnelle und genaue Analyse während T-AFS große Schaltungsteile fünf bis zehnmal schneller simuliert als traditionelle SPICE-Simulatoren. Anwender können den T-AFS Simulator unmittelbar über S-Edit aufrufen und erhalten so die bei Nanometerdesigns erforderliche  hohe Geschwindigkeit bei gleichbleibender Genauigkeit. Die Resultate der Simulation werden automatisch in W-Edit dargestellt und ermöglichen damit ein interaktives Auswerten, Messen und Analysieren.

Die neue Version von T-Spice beinhaltet jetzt auch ein HiSIM-HV Modell. Durch die Integration von T-AFS ist nun auch die transiente Rauschanalyse möglich, die z.B. bei Sigma-Delta A/D-Wandlern notwendig ist.

Durch die T-AFS Features in Version 15.23 bietet Tanner wohl das schnellste, effektivste und stabilste Front-End Paket für analoges Design auf dem Markt. Nutzer können komplexe analoge und HF-Schaltungen mit Nanometer-Genauigkeit (sagt Tanner-Marketing-Chef John Zuk) verifizieren.

Zum Datenblatt über T-AFS. Tanner EDA bietet einem kostenlosen 30-Tage Test an. Was das Tool kostet, war aud die Schnelle nicht herauszufinden.

 

 

Was man aus einem Scope herausholen kann, Teil 2: Wie Trigger die Informationen aus dem Signal extrahieren

Eine der schwierigsten Aufgaben für den Anwender eines Oszilloskops ist es, das gewünschte Ereignis aus der Vielzahl der Daten exakt zu erfassen. Gesucht wird hier nach einmaligen oder sich wiederholenden Ereignissen im Datenstrom. Hier helfen verschiedene Trigger, die auf analoge und digitale Kanäle anwendbar sind.

Es gibt drei verschiedene Modi einen Trigger auszulösen: Beim „Normal-Trigger“ wird auf Ereignisse kontinuierlich getriggert, während beim „Single-Trigger“ nur ein einmaliges auslösen des Triggers erfolgt. Der „Auto-Trigger“ triggert entweder wenn das geforderte Ereignis im Datenstrom auftritt, spätestens aber nach 100 ms automatisch.

Hardware- und Software-Trigger im Vergleich

Flanken-Trigger: Um Signalereignisse aufzuspüren, können sowohl Hardware- als auch Softwaretrigger eingesetzt werden

 

Moderne Oszilloskope verfügen über eine Vielzahl verschiedener Trigger-Möglichkeiten. Hierbei muss zwischen Hardware- und Software-Trigger unterschieden werden. Dem Hardware-Trigger werden direkt die vom Vorverstärker bearbeiteten, analog erfassten Daten zugeführt. In diesem Fall wird das zu überprüfende Ereignis direkt in der Hardware, meist einem FPGA, ausgewertet. Das hat den Vorteil, dass Triggerergebnisse schnell und ohne große Erfassungslücken zwischen den Triggerzeitpunkten vorliegen.

 

Beim Software-Trigger hingegen werden kontinuierlich Daten erfasst und der Inhalt der Daten nach dem gewünschten Triggerereignis durchsucht. Dieses Verfahren kann größere Erfassungslücken aufweisen und bietet die Möglichkeit, komplexere Triggerereignisse zu erfassen oder später mit neuen Triggermöglichkeiten nachzurüsten. Die schnellere und effektivere Methode ist immer die Hardware-Triggerung.

Der Anwender muss sich entscheiden, welche Art der zur Verfügung stehenden Trigger er verwenden möchte. Einfache Flanken- und Pulsweiten-Trigger bis hin zu komplexen „Smart-“ oder „Measurement-Trigger“ sind je nach Oszilloskop verfügbar. Sogar auf serielle Busse (bestimmte Nachrichten, Fehler oder Bitkombinationen) lässt sich einfach und schnell triggern. Auch Kaskadierungen von Triggerereignissen und Vergleiche der Triggerlevel über mehrere Kanäle hinweg sind möglich.

Verschiedene Ereignisse auswerten und erfassen

Parameterdarstellung: Unterschieden werden kann zwischen vertikalen und horizontalen Parametern (Archiv: Vogel Business Media) Parameterdarstellung: Unterschieden werden kann zwischen vertikalen und horizontalen Parametern

Nach dem richtigen Triggern und dem Erfassen des gewünschten Ereignisses ist es wichtig, die Daten direkt im Gerät auszuwerten. Ein einfaches Hilfsmittel dazu ist der Einsatz von „Cursor“. Mit „Cursor“ können schnell alle auf dem Bildschirm sichtbaren Messpunkte analysiert werden. Ein horizontaler oder vertikaler „Cursor“ sowie eine Kombination der beiden Typen können Signale auf dem Bildschirm ausmessen und überprüfen.

Eine elegantere und vielfältigere Anwendung, um verschiedene Ereignisse auszuwerten und zu erfassen – auch über viele Messzyklen hinweg – ist die automatische Parameter-Messmethode. Für viele Messaufgaben stehen bereits Parameter zur Verfügung. Das Vermessen einer Frequenz oder der Pulsbreite geht so nahezu automatisch und kann zudem noch statistisch ausgewertet und grafisch sichtbar gemacht werden.

Das Ganze geschieht nicht nur über einen Messzyklus hinweg, sondern wird für einen sehr großen Zeitraum durchgeführt. Unterschieden wird hier zwischen vertikalen und horizontalen Parametern. Typische vertikale Parameter sind: Amplitude, Minimum oder Maximum, Fläche zwischen Kurve und Zeitachse, Peak-to-Peak-Werte. Vertreter der horizontalen Parameter sind: Frequenz, zeitlicher Versatz, Abstand zwischen zwei Flanken oder Pulsbreiten.

Gerade bei seriellen Bussen erwartet der Anwender heute nicht nur im Triggerbereich Unterstützung durch sein Oszilloskop. Auch verschiedene Parameter für serielle Busse werden angeboten. Zur optimalen Auswertung des physikalischen Layers eines seriellen Busses gehört auch die Möglichkeit des Dekodierens von Echtzeitdaten direkt im Oszilloskop. Von einfachen Bussen wie Lin, SPI oder I²C bis zu komplexen wie FlexRay, USB und SATA muss möglichst jedes Protokoll verfügbar sein.

Eigenschaften und Fehler eines Busses erfassen

Die Dekodierung kann in verschiedenen Formen erfolgen. Idealerweise wird die Dekodierung der Nachrichten direkt über dem gemessenen Signal sowohl farblich kodiert als auch in Textform auf dem Bildschirm ausgegeben. Ebenfalls möglich ist es, die Dekodierung der Datenpakete in einer Tabelle darzustellen. Diese Tabellen können leicht exportiert und in anderen Programmen ausgewertet werden. Durch eine Verlinkung der Tabelle mit den erfassten Daten kann so schnell und einfach auch das gewünschte Datenpaket herangezoomt werden.

Die Kombination von Triggern, Parametern und Dekodierung macht es so möglich, Fehler und Eigenschaften eines Busses zu erfassen. Bei einigen Bussen wie USB 2.0 ist es möglich, eine vollständige Protokollanalyser-Übersicht auf dem Oszilloskop darzustellen. Das ermöglicht es dem Anwender einfach zu überprüfen, ob der Fehler in der physikalischen oder der Protokollebene liegt.

Der Autor:

Stephan Herzog ist Applikationsingenieur bei LeCroy in Heidelberg.

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