Dynamische Leistungsfähigkeit von A/D-Wandlern, Teil 2





SINAD, SNR, ENOB, THD, THD + N und SFDR beschreiben die dynamische Leistungsfähigkeit von A/D-Wandlern. Um die Werte in den Datenblättern richtig zu interpretieren, ist nicht nur das qualitative Verstehen der Parameter wichtig. Wir erläutern im zweiten Teil unserer Serie die mathematischen Zusammenhänge zwischen SINAD, SNR und THD.

 

Im ersten Teil dieses Beitrags wurden die Spezifikationen THD, THD + N und SFDR zur Quantifizierung der dynamischen Leistungsfähigkeit von A/D-Wandlern erläutert. Der zweite Teil geht auf die Spezifikationen SINAD, SNR und ENOB ein.

 

Das Signal/Rausch- und Verzerrungsverhältnis (SINAD) sowie das Signal/Rausch-Verhältnis (SNR) und die effektive Bitanzahl (ENOB) sind bei der Spezifikation von A/D-Wandlern sehr wichtig. Allerdings verwenden nicht alle Hersteller konsequent diese Definitionen in den Datenblättern.

Das Signal/Rausch- und Verzerrungsverhältnis (SINAD) oder S/(N + D) ist das Verhältnis aus Effektivwert der Signalamplitude und Mittelwert der Quadratsumme aller anderen spektralen Komponenten einschließlich Harmonischer, aber ohne Gleichspannungsanteil. SINAD ist ein gutes Maß für die gesamte dynamische Leistungsfähigkeit eines A/D-Wandlers, weil es alle Komponenten beinhaltet, aus denen sich Rauschen und Verzerrung zusammensetzen. Häufig wird SINAD für verschiedene Eingangsamplituden und Frequenzen dargestellt.

Bild 6: SINAD und ENOB für den A/D-Wandler AD9226 mit 12 Bit Auflösung und einer Abtastrate von 65 MSample/s für unterschiedliche Eingangsmessbereiche
Bild 6: SINAD und ENOB für den A/D-Wandler AD9226 mit 12 Bit Auflösung und einer Abtastrate von 65 MSample/s für unterschiedliche Eingangsmessbereiche

Für eine bestimmte Eingangsfrequenz und Amplitude entspricht SINAD der gesamten harmonischen Verzerrung plus Rauschen THD + N. Dies gilt unter der Voraussetzung, dass die Bandbreite für die Rauschmessung identisch ist (Nyquist-Bandbreite). Eine grafische Darstellung des SINAD für den A/D-Wandler AD9226 mit 12 Bit Auflösung und einer Abtastrate von 65 MSample/s zeigt Bild 6.

Aus der SINAD-Kurve ist ersichtlich, dass die AC-Leistungsfähigkeit des A/D-Wandlers aufgrund der hochfrequenten Verzerrung sinkt und normalerweise für Frequenzen weit über der Nyquist-Frequenz dargestellt wird, damit die Leistungsfähigkeit in Anwendungen mit „Undersampling“ evaluiert werden kann. SINAD-Kurven wie diese sind sehr nützlich, um die dynamische Leistungsfähigkeit von A/D-Wandlern zu evaluieren. SINAD wird oft in die effektive Bitanzahl (ENOB) konvertiert. Dabei wird die Beziehung für das theoretische SNR eines idealen A/D-Wandlers mit n Bit genutzt: SNR = 6,02 N + 1,76 dB. Die Gleichung wird aufgelöst nach N und der SINAD-Wert ersetzt SNR (Gleichung 1):



Gleichung 1 basiert auf der Annahme, dass das Eingangssignal voll ausgesteuert ist (Vollausschlag). Falls der Signalpegel reduziert wird, sinken der Wert für SINAD und ENOB. Deswegen muss zur Berechnung der effektiven Bitanzahl bei reduzierten Signalamplituden ein Korrekturfaktor eingeführt werden (Gleichung 2):



 

 

Der Korrekturfaktor „normiert” im Wesentlichen den ENOB-Wert auf den Vollauschlag und zwar unabhängig von der tatsächlichen Signalamplitude.

  • Das Signal/Rausch-Verhältnis (Signal-to-Noise Ratio, SNR oder SNR ohne Harmonische) wird aus den FFT-Daten genauso berechnet wie SINAD. Allerdings sind die Harmonischen von der Berechnung ausgenommen und es verbleiben lediglich die Rauschanteile. In der Praxis muss man nur die ersten fünf Harmonischen ausschließen. Im SNR-Diagramm ist zu sehen, wie Kurven bei hohen Eingangsfrequenzen abfallen. Dies geschieht jedoch langsamer als beim SINAD-Plot, da die harmonischen Anteile ausgeschlossen sind.

In einigen Datenblättern von A/D-Wandler wird SINAD lapidar als SNR bezeichnet. Deshalb muss man bei der Interpretation dieser Spezifikationen aufpassen und genau eroieren, was der Hersteller eigentlich meint.

Die mathematischen Beziehungen zwischen SINAD, SNR und THD

SINAD, SNR und THD (vorausgesetzt alle drei Parameter werden bei der gleichen Eingangsamplitude und Frequenz ermittelt) sind mathematisch miteinander verknüpft. In den folgenden Gleichungen werden SNR, THD und SINAD [in dB] von den tatsächlichen numerischen Verhältnissen S/N, S/D und S/(N+D) abgeleitet (S – Signal, N – Noise; Rauschen, D – Distorsion; Verzerrung).



 

 

 

 

Gleichung 3, 4 und 5 können nach den numerischen Verhältnissen N/S, D/S und (N+D)/S wie folgt aufgelöst werden:



 

 

 

 

Weil die Nenner auf der linken Seite von Gleichung 6, 7 und 8 alle gleich S sind, ergibt sich die Quadratsumme von N/S und D/S als (N+D)/S laut Gleichung 9:



 

 

 

Daher muss für S/(N+D) Gleichung 11 gelten:



 

 

und somit



 

Gleichung 12 liefert SINAD als eine Funktion von SNR und THD.

Auf ähnliche Weise, sofern SINAD und THD bekannt sind, lässt sich SNR berechnen:



 

THD berechnet sich gemäß Gleichung 14, wenn SINAD und SNR bekannt sind:

 

Die Gleichungen 12, 13 und 14 sind in ein einfach handhabbares Entwicklungswerkzeug auf der Internetseite von Analog Devices implementiert. Allerdings gelten diese Beziehungen nur, wenn Eingangsfrequenz und Amplitude für alle drei Messungen gleich sind.

Literatur:

1. Kester, W.: Analog-Digital Conversion, Analog Devices, 2004, ISBN 0-916550-27-3, Kapitel 6. Ebenfalls verfügbar als The Data Conversion Handbook, Elsevier/Newnes, 2005, ISBN 0-7506-7841-0, Kapitel 2.

2. Zumbahlen, H.: Basic Linear Design, Analog Devices, 2006, ISBN: 0-915550-28-1. Ebenfalls verfügbar als Linear Circuit Design Handbook, Elsevier-Newnes, 2008, ISBN-10: 0750687037, ISBN-13: 978-0750687034, Kapitel 6.

Der Autor:

Walt Kester ist als Senior-Applikationsingenieur bei Analog Devices in Greensboro, USA, tätig.

 

Was man aus einem Skope herausholen kann, Teil 1: Der grundlegende Aufbau eines Speicheroszilloskopes

Digitale Speicher-Oszilloskope, oder kurz DSOs, müssen heute eine Vielzahl an verschiedenen Mess-Szenarien abdecken. Neben der klassischen Messaufgabe eines Oszilloskops, erfasste Spannungen über der Zeit darzustellen, muss genauso präzise und einfach zu handhaben sein wie die Analyse von seriellen Daten oder bestimmten Power-Szenarien. In unserer dreiteiligen Serie geben wir eine schnelle und einfache Einführung in das Messen und die Funktionalitäten von modernen DSOs. Im ersten Teil geht es um den grundlegenden Aufbau eines Oszilloskops: Wie werden die Signale abgetastet, gespeichert und auf dem Bildschirm dargestellt?

Weshalb ein großer Erfassungsspeicher wichtig ist

Akutelle Oszilloskope verfügen über vier analoge Eingänge. Die erfassten analogen Signale werden zunächst durch einen Verstärker verstärkt um anschließend vom A/D-Wandler digitalisiert. Die gewonnenen digitalen Daten müssen nun in einen schnellen und ausreichend großen Erfassungsspeicher abgelegt werden.

Für jeden der Kanäle steht hierbei ein Verstärker, ein A/D-Wandler und ein Erfassungsspeicher separat zur Verfügung. Das garantiert, dass die parallel erfassten Daten verzögerungsfrei vorliegen. Die im Speicher erfassten Daten können vom Oszilloskop für eine Vielzahl verschiedener Anwendungen wie Dokumentation, Anzeige auf dem Display oder für Messungen und Datenanalyse verwendet werden.

Von analoger und digitaler Bandbreite eines Oszilloskopes

Bei Oszilloskopen wird oft von analoger und digitaler Bandbreite gesprochen. Die analoge Bandbreite entspricht der Bandbreite maximal erfassbarer Frequenzen des analogen Verstärkers. Höhere Frequenzen werden entweder gar nicht oder falsch an den A/D-Wandler weitergegeben. Hierbei ist es immer wichtig, dass nicht nur die analoge Bandbreite des Oszilloskops beachtet werden muss, sondern die des erfassenden Tastkopfes. Die digitale Bandbreite des Oszilloskopes hingegen entspricht der „Echtzeit“-Abtastrate des A/D-Wandlers. Bei einer Abtastrate von beispielsweise 40 GS/s können somit 40 Milliarden Erfassungspunkte pro Sekunde erfasst werden.

Bild 1: Schematischer Aufbau eines Digitalen Speicheroszilloskops
Bild 1: Schematischer Aufbau eines Digitalen Speicheroszilloskops

Das entspricht einer zeitlichen Auflösung von 25 ps zwischen den einzelnen Erfassungspunkten. Die Länge der maximalen Aufzeichnungsdauer hängt dabei stark von dem zur Verfügung stehenden Speicher ab. Je größer der Speicherbereich, umso größere Zeitfenster können mit hoher Auflösung erfasst werden.

Die Speichergröße wird in der Anzahl der Messwerte angegeben, welche maximal pro Kanal erfasst werden kann. Mit 256 Mpts und einer digitalen Bandbreite von 40 GSample/s wird ein Zeitfenster von 6,4 ms erfasst. Der Speicher von zwei Kanälen kann aber auch kaskadiert werden, wenn weniger Kanäle benötigt werden. Auch eine Aufteilung des Speichers in Segmente ist möglich, um Signale mit langen uninteressanten Pausen zu erfassen. Die uninteressanten Daten werden so nicht in den Speicher geschrieben.

Die drei Arten, ein Signal abzutasten

Bei den Oszilloskopen von LeCroy gibt es drei verschiedene Arten, ein Signal abzutasten. Die am häufigsten verwendete Art ist die „Echtzeit“-Signalabtastung, bei der die Daten in Echtzeit erfasst und gespeichert werden. Hier muss stets gewährleistet sein, dass die digitale Abtastrate hoch genug für die zu erfassenden Frequenzen ist. Ist dies nicht der Fall, kann es zu sogenanten Aliasing-Effekten kommen. Beim Abtasten eines Signals muss immer mindestens das Nyquist-Theorem erfüllt sein, welches besagt, dass bei sinusförmigen Signalen die Abtastrate mindestens zweimal so groß sein muss wie die maximal zu erfassende Frequenz.

Bild 2: Segmentierter Speicher – je größer der Speicherbereich ist, desto größer das Zeitfenster
Bild 2: Segmentierter Speicher – je größer der Speicherbereich ist, desto größer das Zeitfenster

Wie sich das Aliasing-Risiko bei einem Scope reduzieren lässt

Bei Pulsen oder Rechteck-Signalen muss die Abtastrate sogar den zehnfachen Wert der maximalen Frequenz betragen. Im Beispiel in Bild 3 soll die blaue Kurve erfasst werden. Durch eine zu geringe Abtastung wird auf dem Bildschirm aber die rote Kurve zu sehen sein. Das passiert, da das Oszilloskop zwischen den Erfassungspunkten die Kurve interpoliert und so die falsche Kurve darstellt.

Durch hohe Abtastraten und große Speichertiefen kann das Aliasing-Risiko verringert werden. Zu Beginn einer Messung ist es auch sinnvoll, mit niedrigen „Time/div-Einstellungen“ zu beginnen und diese Schritt für Schritt zu erhöhen.

Die zweite Art der Signalabtastung ist das sogenannte Random Interleaved Sampling. Bei diesem Verfahren wird die Abtastrate erhöht, indem ein Signal mehrfach abgetastet wird und bei jeder Erfassung die Erfassungspunkte im Vergleich zur vorherigen Messung ein wenig verschoben werden. Durch die Überlagerung der einzelnen Messungen wird so eine hohe effektive Abtastrate erreicht.

Bild 3: Bei Sinusförmigen Signalen muss die Abtastrate mindestens zweimal so groß sein, wie die maximal zu erfasste Frequenz
Bild 3: Bei Sinusförmigen Signalen muss die Abtastrate mindestens zweimal so groß sein, wie die maximal zu erfasste Frequenz

Diese Methode funktioniert aber nur bei periodisch wiederkehrenden Signalen. Der Roll-Modus ist die dritte Art der Signalerfassung. Er wird häufig bei langsamen Prozessen eingesetzt. Das Signal läuft hierbei von rechts nach links über den Bildschirm, indem neu erfasste Messpunkte einfach rechts angehängt werden, die dadurch alle alten nach links verschieben.

Signale am Scope nachbearbeiten

Bild 4: Automatische Parametermessungen mit eingeschlossener statistischer Auswertung sind bei fast allen Geräten Standard
Bild 4: Automatische Parametermessungen mit eingeschlossener statistischer Auswertung sind bei fast allen Geräten Standard

Die erfassten Signale werden vom Oszilloskop auf dem Bildschirm ausgegeben. Das Signal kann hierbei direkt oder vergrößert als Zoom dargestellt werden. Auch verschiedene Berechnungen, wie beispielsweise Subtraktion zweier Kurven, sind möglich. An den Kurven können jetzt über Cursor manuelle Messungen vorgenommen werden. Auch automatische Parametermessungen inklusive statistischer Auswertung sind mittlerweile fast bei allen Geräten Standard. Bei vielen seriellen Bussen können auch Dekoder zugeschaltet werden, um die meist sehr vielen seriellen Daten schnell und effektiv auszuwerten.

Der Autor:

Stephan Herzog ist Applikationsingenieur bei LeCroy in Heidelberg.

SAR-Wandler durch Delta-Sigma-Wandler ersetzen

Für Auflösungen von mehr als 16 Bit werden zunehmend Delta-Sigma-Wandler verwendet. Beim Umstieg von SAR- auf Delta-Sigma-Wandler sollte man allerdings wesentliche Spezifikationen des A/D-Wandlers verstehen.

Einer der grundlegenden Trends bei A/D-Wandlern ist die kontinuierliche Erhöhung der Auflösung. Dies beeinflusst Anwendungen unterschiedlichster Art, von Fabrikautomatisierung über Temperaturmessung bis zu Messdatenerfassung.

Die steigenden Anforderungen an die Auflösung veranlassen Entwickler dazu, von herkömmlichen 12-Bit-SAR-A/D-Wandlern (Successive Approximation Register) auf Delta-Sigma-A/D-Wandler mit Auflösungen bis zu 24 Bit umzusteigen.

Rauschen, ENOB und effektive Auflösung von A/D-Wandlern

Alle A/D-Wandler produzieren ein gewisses Maß an Rauschen. Dieses setzt sich zusammen aus dem Rauschen des Eingangsteils der ADC-Schaltung und dem Quantisierungsrauschen, das zwangsläufig mit der Digitalisierung und der damit verbundenen Diskretisierung der Amplitudenwerte einhergeht.

Die Genauigkeit eines A/D-Wandlers wird im Wesentlichen durch Spezifikationen wie Rauschen, effektive Bit-Anzahl (ENOB, Effective Number of Bits), effektive Auflösung und rauschfreie Auflösung bestimmt. Daher ist es sehr wichtig, dass man beim Umstieg von einem SAR- auf einen Delta-Sigma-A/D-Wandler die Bedeutung dieser Spezifikationen versteht.

Angesichts der steigenden Anforderungen an die Auflösung von ADC müssen Entwickler ein tieferes Verständnis für die A/D-Wandler-Spezifikationen Rauschen, ENOB, effektive Auflösung und Signal/Rauschabstand (SNR, Signal-to-Noise Ratio) gewinnen. Dieser Artikel soll dabei helfen.

Höhere Auflösung und die Vorteile von Delta-Sigma-ADC

In der Vergangenheit war für viele Anwendungen ein 12-Bit-SAR-ADC gut genug. Wenn besonders kleine Signale mit akzeptabler Auflösung gemessen werden sollten, wurde dem A/D-Wandler ein Vorverstärker oder PGA (Programmable Gain Amplifier, Verstärker mit programmierbarem Verstärkungsfaktor) vorgeschaltet.

Auch für 16-Bit-Systeme verwenden Entwickler meistens SAR-A/D-Wandler, gelegentlich aber auch Delta-Sigma A/D-Wandler. Für Designs, die eine Auflösung von mehr als 16 Bit erfordern, werden zunehmend Delta-Sigma-ADC verwendet. SAR-Wandler sind derzeit auf 18 Bit Auflösung beschränkt, Delta-Sigma-ADC hingegen erreichen eine Auflösung von 20 bis 24 Bit und gewinnen somit an Bedeutung.

Außer der höheren Auflösung haben Delta-Sigma-Wandler noch weitere Vorteile. Sie sind im Laufe der letzten zehn Jahre erheblich preisgünstiger geworden, außerdem sind sie heute einfacher anzuwenden, und Entwickler sind besser mit ihnen vertraut.

Effektive Auflösung und rauschfreie Auflösung

Die effektive Auflösung wird in Bit angegeben und ist folgendermaßen definiert:

Effektive Auflösung = log2 (Eingangsspannungsbereich für Vollaussteuerung)/(effektive ADC-

Rauschspannung). Oder einfacher durch folgende Gleichung ausgedrückt:

Effektive Auflösung = log2 VIN/Veff Rauschen

Die effektive Auflösung darf nicht mit der effektiven Bit-Anzahl (ENOB) verwechselt werden (ungeachtet der Ähnlichkeit der Bezeichnungen). Die effektive Anzahl von Bits wird in der Regel durch eine FFT-Analyse (Fast Fourier Transform, schnelle Fourier-Transformation) eines Sinussignals am A/D-Wandler-Eingang ermittelt. Der IEEE-Standard 1057 definiert ENOB folgendermaßen: ENOB = log2 (Eingangsspannungsbereich für Vollaussteuerung)/(effektive ADC-Rauschspannung × √12).

SINAD (Signal-to-Interference Ratio Including Noise and Distortion, Signal-Rausch-Verhältnis) ist definiert als das Verhältnis von Gesamt-Signalamplitude zur Störsignal-Amplitude von Rauschen plus Verzerrungen. SINAD und ENOB sind jeweils ein indirektes Maß für den Dynamikbereich eines A/D-Wandlers. In Gleichungsform:

SINAD = effektive Eingangsspannung/effektive Rauschspannung. Dabei ist die effektive Rauschspannung definiert als:



EAVM = Rest-XAVM und XAVM(FM) = gemittelte Amplitude einer spektralen Komponente bei einer gegebenen diskreten Frequenz nach der DFT (Diskrete Fourier Transform, diskrete Fourier-Transformation).

Rauschverhalten im DC-Bereich

Die effektive Auflösung und die rauschfreie Auflösung sind ein Maß für das Rauschverhalten eines A/D-Wandlers hauptsächlich im DC-Bereich, wo spektrale Verzerrungen (die mit den Begriffen THD und SFDR beschrieben werden) außer Betracht bleiben.

Wenn das Rauschen und der Eingangsspannungsbereich des A/D-Wandlers bekannt sind, lassen sich die effektive Auflösung und die rauschfreie Auflösung leicht berechnen.

Der Eingangsspannungsbereich eines A/D-Wandlers ist auf die Referenzspannung bezogen. Falls der ADC einen PGA enthält, muss für die Berechnungen der Eingangsspannungsbereich des Vorverstärkers zugrunde gelegt werden. Einige Delta-Sigma-ADC enthalten einen PGA zum Verstärken kleiner Signale. Für die neuesten A/D-Wandler mit PGA wird oft ein Rauschen von <100 nVeff angegeben.

Solche Werte sehen zwar im Vergleich zu älteren Wandlern beeindruckend aus, gelten aber oft nur für einen sehr kleinen Eingangsspannungsbereich. Der Grund dafür ist, dass der kleine Eingangsspannungsbereich durch den Verstärker letztlich vergrößert wird und dann einen größeren Teil des aktiven, auf die Referenzspannung bezogenen Bereichs des A/D-Wandlers ausfüllt.

Daher können trotz der scheinbaren Rauscharmut solcher A/D-Wandler mit PGA die effektive Auflösung und die rauschfreie Auflösung schlechter sein als bei A/D-Wandlern ohne PGA.

Beispiel zur Berechnung von Auflösung und Rauschen

Betrachten wir ein einfaches Beispiel: Angenommen, ein 24-Bit-A/D-Wandler mit PGA habe eine Referenzspannung von 2,5 V und ein Rauschen von 70 nVeff. Weiterhin angenommen, der Verstärkungsfaktor des PGA sei auf 128 eingestellt. Der Eingangsspannungsbereich dieses A/D-Wandlers beträgt dann ±VREF/PGA = ±2,5 V/128 = 39,1 mV. Die effektive Auflösung beträgt daher:

log2 VIN/Veff Rauschen = log2 39,1 mV/70 nV = 19,1 Bit.

Verringert man bei dem gleichen A/D-Wandler den PGA-Verstärkungsfaktor auf 1, steigt das Rauschen auf 1,53 µVeff. Bei einem Eingangsspannungsbereich von ±2,5 V/1 = 5 V beträgt die effektive Auflösung dann 21,6 Bit. Es empfiehlt sich, im Datenblatt die Werte für den im speziellen Fall benötigten Eingangsspannungsbereich nachzulesen.

Rauschfreie Auflösung ermitteln

Zur Berechnung der rauschfreien Auflösung wird statt des Effektivwertes der Spitze-Spitze-Wert des Rauschens herangezogen. Die rauschfreie Auflösung wird ebenfalls in Bit angegeben und berechnet sich nach der folgenden Gleichung:

Rauschfreie Auflösung = log2 (Eingangsspannungsbereich für Vollaussteuerung)/(ADC-RauschspannungSS). Rauschfreie Auflösung = log2 VIN/VRauschen Spitze-Spitze.

Die rauschfreie Auflösung wird gelegentlich auch als flickerfreie Auflösung bezeichnet. Warum? Stellen Sie sich ein 5½- oder 6½-stelliges Labor-Digitalmultimeter vor. Wenn die letzte Stelle des angezeigten Messwerts stabil ist – umgangssprachlich das Display also nicht flackert –, ist das Rauschen kleiner als die Auflösung; in diesem Fall ist der Messwert faktisch rauschfrei.

Nehmen wir an, der Scheitelfaktor des zu messenden Signals betrage 6,6; dann beträgt die Spitze-Spitze-Rauschspannung das 6,6-fache der effektiven Rauschspannung. Die effektive Auflösung ist daher um 2,7 Bit höher als die rauschfreie Auflösung. Die oben genannten Rausch- und Referenzspannungen vorausgesetzt, beträgt die rauschfreie Auflösung 18,9 Bit.

Rauschfreie Counts

Ein weiteres Maß für die Leistungsfähigkeit von A/D-Wandlern, die für hochgenaue Systeme vorgesehen sind, ist die Anzahl der rauschfreien Counts. Dies gilt insbesondere für Anwendungen wie Präzisionswaagen, die beispielsweise 50.000 rauschfreie Counts anzeigen sollen. Zur Berechnung dieses Wertes multipliziert man die rauschfreie Auflösung mit dem Faktor 2N.

Nehmen wir einen 10 Bit A/D-Wandler als Beispiel. Gemäß der 2N-Regel liefert ein idealer 10-Bit-ADC 210 = 1024 rauschfreie Counts. Eine idealer 12 Bit A/D-Wandler liefert 4096 rauschfreie Counts. Der oben erwähnte, nicht-ideale 24-Bit-ADC liefert 218,9 = 489178 rauschfreie Counts.

Oversampling mit Delta-Sigma-A/D-Wandlern

Eine der großen Stärken von Delta-Sigma-A/D-Wandlern ist deren Oversampling-Architektur (Überabtastung). Oversampling bedeutet, dass die Arbeitsfrequenz des eingebauten Taktoszillators wesentlich höher ist als die Ausgangsdatenrate (die auch als Durchsatzrate bezeichnet wird). Bei einigen Delta-Sigma-A/D-Wandlern ist die Ausgangsdatenrate programmierbar.

Das gibt Entwicklern die Möglichkeit, die Abtastung in eine von zwei Richtungen zu optimieren: a) für höhere Ausgangsdatenraten, allerdings mit stärkerem Rauschen; oder b) für geringeres Rauschen unter Inkaufnahme einer geringeren Ausgangsdatenrate. Im letztgenannten Fall verwendet man zusätzliche Filter und verschiebt das Rauschspektrum mittels Noise Shaping in einen Bereich außerhalb der Nutzbandbreite.

Spezifikationen von A/D-Wandlern vergleichen

Für viele der neuesten Delta-Sigma-A/D- Wandler sind die Spezifikationen für die effektive Auflösung und die rauschfreie Auflösung in tabellarischer Form verfügbar. Dadurch lassen sich die Vor- und Nachteile der verschiedenen Typen leicht miteinander vergleichen.

Tabelle 1: Rauschcharakteristiken des A/D-Wandlers MAX11200 in Abhängigkeit von der Datenrate
Tabelle 1: Rauschcharakteristiken des A/D-Wandlers MAX11200 in Abhängigkeit von der Datenrate

Tabelle 1 zeigt am Beispiel des Bausteins MAX11200 die folgenden Spezifikationen: Datenrate, Rauschspannung, rauschfreie Auflösung (NFR) und effektive Auflösung (jeweils für bipolare und für unipolare Eingangsbetriebsart). Bei diesem IC handelt es sich um einen 24-Bit-A/D-Wandler, der sowohl bipolare Eingangsspannungen (±VREF) als auch unipolare Eingangsspannungen (0 V bis VREF) messen kann.

Der Baustein benötigt eine unipolare Betriebsspannung von 2,7 bis 3,6 V; die Referenzspannung kann maximal gleich der Betriebsspannung sein. Die Werte für den bipolaren Eingang sind auf den maximalen Eingangsspannungsbereich von ±3,6 V bezogen; die Werte für unipolaren Eingang sind auf den Eingangsspannungsbereich von 0 bis 3,6 V bezogen.

Wählen der Taktfrequenzen

Die Frequenz des eingebauten Oszillators ist per Software wählbar: 2,4576 MHz für maximale 60-Hz-Gleichtaktunterdrückung oder 2,048 MHz für maximale 50-Hz-Gleichtaktunterdrückung (jeweils bei niedrigeren Datenraten). Das Rauschen – und daher auch die Werte für rauschfreie Auflösung und effektive Auflösung – sind bei beiden Taktfrequenzen gleich. Unter Verwendung eines externen Oszillators kann die Frequenz maximaler Gleichtaktunterdrückung auf 55 Hz gelegt werden; dann ergibt sich sowohl bei 50 Hz als auch 60 Hz Netzfrequenz eine vernünftige Gleichtaktunterdrückung.

Bild 1: Rauschverhalten eines gewöhnlichen A/D-Wandlers
Bild 1: Rauschverhalten eines gewöhnlichen A/D-Wandlers

Eine wichtige Spezifikation in Tabelle 1 ist die effektive Auflösung bei bipolarem Betrieb. Diese ist aufgrund der Ausgangsdatenwortbreite von 24 Bit auf 24 Bit begrenzt. Bei den drei langsamsten Datenrateneinstellungen ist das ADC-Rauschen so gering, dass die effektive Auflösung höher als 24 Bit wäre, wenn der A/D-Wandler über die serielle Schnittstelle mehr als 24 Datenbits ausgeben würde. Die effektive Auflösung ist immer um 2,7 höher als die rauschfreie Auflösung, es sei denn, sie ist durch die Ausgangsdatenwortbreite begrenzt.

Noise Shaping und Filterung für eine bessere Auflösung

Bild 2: A/D-Wandler mit Faktor-N-Oversampling, Digitalfilter und Dezimierung
Bild 2: A/D-Wandler mit Faktor-N-Oversampling, Digitalfilter und Dezimierung

Delta-Sigma- A/D-Wandler erzielen die in Tabelle 1 gezeigten, hervorragenden Rausch- und Genauigkeitsspezifikationen durch Oversampling und Noise Shaping. Dies ist in den Bildern 1 bis 3 dargestellt. Bild 1 zeigt das Quantifizierungsrauschen eines gewöhnlichen A/D-Wandlers. Bild 2 zeigt einen A/D-Wandler, der mit Oversampling, einem Digitalfilter und Dezimierung arbeitet.

Die weitaus überwiegende Mehrheit der mit Oversampling arbeitenden A/D-Wandler sind vom Typ Delta-Sigma. Durch Oversampling um einen Faktor N wird das Rauschen über ein breiteres Frequenzband verteilt, zudem wird ein Großteil davon durch das digitale (Sinc-) Filter unterdrückt.

Bild 3: A/D-Wandler mit Faktor-N-Oversampling, Noise Shaping, Digitalfilter und Dezimierung. Durch das Noise Shaping verringert sich das Rauschen (grüne Fläche) innerhalb des Nutzbands ganz erheblich.
Bild 3: A/D-Wandler mit Faktor-N-Oversampling, Noise Shaping, Digitalfilter und Dezimierung. Durch das Noise Shaping verringert sich das Rauschen (grüne Fläche) innerhalb des Nutzbands ganz erheblich.

Bild 3 zeigt einen Delta-Sigma-Modulator mit den gleichen Funktionsblöcken wie in Bild 2, jedoch zusätzlich mit Noise Shaping. Dadurch, dass das Rauschen überproportional in einen höheren Frequenzbereich verschoben wird, sinkt es im Nutzband auf extrem geringe Werte ab.

Mit derartigen Techniken erzielen Hersteller von Delta-Sigma-A/D-Wandlern Rauschspannungen von weniger als 1 µVeff.

 

 

Der Autor:

Steve Logan ist Business Manager Precision ADCs and Filters bei Maxim Integrated Products in Sunnyvale, USA.

 

Tabelle 1: Rauschcharakteristiken des A/D-Wandlers MAX11200 in Abhängigkeit von der Datenrate
Tabelle 1: Rauschcharakteristiken des A/D-Wandlers MAX11200 in Abhängigkeit von der Datenrate

Operationsverstärker übersetzt Logikpegel für Power-Down-Funktion

Viele Operationsverstärker verfügen über Stromspar-Funktionen wie „Power Down“, „Shutdown“ oder „Disable“, die den Versorgungsstrom des Operationsverstärkers im Ruhezustand reduzieren. In diesem Schaltungstipp wird beschrieben, wie man einen vorhandenen, aber nicht verwendeten Verstärker dazu nutzen kann, die Pegelübersetzung von Signalen in kompatible Power-Down-Signale durchzuführen.

Der Steuereingang für die Stromspar-Funktionen arbeitet genau wie andere Logikeingänge mit bestimmten Schwellwerten, die das Ein- und Ausschalten veranlassen. Operationsverstärker haben jedoch keine Massepins. Damit wird das Massepotenzial selten als Schwellwert genutzt (eine Ausnahme ergibt sich, wenn ein Logikreferenzpin vorhanden ist). Der interne Power-Down-Schaltkreis ist normalerweise auf eine der beiden Versorgungsleitungen bezogen und somit nicht direkt kompatibel zu üblichen Logikpegeln.

Operationsverstärker sind ideal für Pegelanpassungen. Da ihre Bandbreiten ständig erhöht werden, können sie Schaltgeschwindigkeiten im Bereich bis zu 10 MHz aufrecht erhalten. Der AD8028 ist ein zweikanaliger, schneller und verzerrungsarmer Operationsverstärker. In diesem Design-Tipp wird der Verstärker A für die Signalverarbeitung genutzt. Verstärker B passt einen massebezogenen Standard-TTL-Logikpegel an ein auf die Versorgung bezogenes Signal an, das die Power-Down-Funktion steuert.

Bei einer Versorgungsspannung von ±5 V muss die Spannung am Disable-Pin weniger als –4,5 V betragen, damit der Verstärker abschaltet (Disable). Der Ausgang befindet sich dabei im hochohmigen Zustand. Eine Spannung oberhalb von –3,3 V schaltet den Operationsverstärker ein. Somit übersetzt die im Bild gezeigte Schaltung den logischen TTL-Pegel „0“ auf –4,5 V und den logischen TTL-High-Pegel („1“) auf –1 V.

Statt einen vorhandenen, aber nicht aktiven Operationsverstärker einer zwei- oder vierkanaligen Ausführung ungenutzt zu lassen, kann dieser verwendet werden, um die Pegelübersetzung von Signalen in kompatible Power-Down-Signale durchzuführen.

Der Autor:

John Ardizzoni ist als Appliaktionsingenieur bei Analog Devices in Norwood/USA tätig.

Massebezogene in differenzielle Signale bei Präzisionsverstärkern umsetzen

Dieser Schaltungstipp beschreibt eine hochgenaue Schaltung, die massebezogene in differenzielle Signale umsetzt und die Programmierung der Verstärkung über Widerstände ermöglicht.

Viele Anwendungen wie zum Beispiel Treiberschaltungen für moderne A/D-Wandler oder die Übertragung von Signalen über verdrillte Zweidrahtleitungen sowie Schaltungen zur Aufbereitung von HiFi-Audiosignalen benötigen differenzielle Signale um bessere Signal/Rausch-Verhältnisse, eine höhere Gleichtaktrauschimmunität und geringere Verzerrungen der zweiten Harmonischen zu erzielen. Aufgrund dieser Anforderungen ist eine Schaltung erforderlich, die massebezogene in differenzielle Signale (Single-Ended/Differential) wandeln kann.

Für viele Anwendungen reicht ein genauer, komplett differenzieller Verstärker mit geringer Leistungsaufnahme und integrierten Präzisionswiderständen wie der AD8476 völlig aus, um massebezogene in differenzielle Signale zu wandeln. Bei Applikationen, die eine höhere Genauigkeit verlangen, kann ein Präzisions-Operationsverstärker des Typs OP1177 mit dem AD8476 kaskadiert werden (Bild 1). Dieser „Single-Ended/Differential“-Wandler verfügt über Eigenschaften wie eine sehr hohe Eingangsimpedanz, ein Biasstrom von max. 2 nA, eine Offsetspannung von max. 60 µV und eine Offsetspannungsdrift von max. 0,7 µV/°C.

In dieser Rückkopplungsanordnung mit zwei Verstärkern bestimmt der Operationsverstärker (OPV) die Genauigkeit sowie das Rauschverhalten der Schaltung, während der differenzielle Verstärker die Wandlung „massebezogen/differenziell“ durchführt. Die Rückkopplung unterdrückt die Fehler des AD8476 – einschließlich Rauschen, Verzerrung, Offset und Offsetdrift – indem sie den differenziellen Verstärker in die Rückkopplungsschleife des Operationsverstärkers einbindet. Die hohe Verstärkung des OPV bei offener Regelschleife übersteigt die des differenziellen Verstärkers. Somit dämpft die Rückkopplung die Fehler des AD8476 um die offene Schleifenverstärkung des Operationsverstärkers bezogen auf den Eingang.

Die Verstärkung (V) des „Single-Ended/Differential“-Wandlers in Bild 1 wird durch die externen Widerstände RF und RG eingestellt. Es gilt Gleichung 1.

Gleichung 1
Gleichung 1

Wie bei allen Rückkopplungen muss auf die Stabilität des Systems geachtet werden. Die Kaskade aus OP1177 und AD8476 bilden einen Operationsverstärker mit zusammengesetztem differenziellen Ausgang, dessen Schleifenverstärkung über die Frequenz dem Produkt der offenen Schleifenverstärkung des OP1177 und der geschlossenen Schleifenverstärkung des AD8476 entspricht.Eine minimale Verstärkung von zwei kann erzielt werden, indem man RF überbrückt und RGherausnimmt.

Daher verursacht die Bandbreite des AD8476 bei geschlossener Regelschleife eine Polstelle in der Übertragungsfunktion zur offenen Schleifenverstärkung des OP1177. Um die Stabilität sicherzustellen, sollte die Bandbreite des AD8476 höher als die Frequenz des OP1177 bei Eins-Verstärkung sein.

Diese Anforderung wird erleichtert, wenn die Schaltung eine geschlossene Schleifenverstärkung von mehr als 2 aufweist, da das Widerstands-Rückkopplungsnetzwerk die Eins-Verstärkungsfrequenz des OP1177 um den Faktor RG/(RG+RF) effizient reduziert. Da der AD8476 eine Bandbreite von 5 MHz aufweist und der OP1177 eine Eins-Verstärkungsfrequenz von 1 MHz bietet, zeigt die Schaltung in Bild 1 bei beliebiger Frequenz keine Stabilitätsprobleme.

Beim Einsatz eines Operationsverstärkers, der eine wesentlich größere Eins-Verstärkungsfrequenz als die Bandbreite des differenziellen Verstärkers aufweist, kann ein die Bandbreite begrenzender Kondensator CF in die Schaltung integriert werden (Bild 1). Der Kondensator CF bildet mit dem Rückkopplungswiderstand RF einen Integrator. Die Bandbreite (BW) der gesamten Schaltung wird somit nach Gleichung 2 bestimmt.

Gleichung 2
Gleichung 2

Falls diese reduzierte Bandbreite niedriger als die Bandbreite der geschlossenen Regelschleife des differenziellen Verstärkers ist, verhält sich die Schaltung stabil. Diese die Bandbreite begrenzende Technik kann auch bei einer Verstärkung von 2 verwendet werden, indem man RGherausnimmt.

Die Autoren:

Sandro Herrera und Moshe Gerstenhaber arbeiten als Applikationsingenieure bei Analog Devices in Wilmington/USA.

Dynamische Leistungsfähigkeit von A/D-Wandlern, Teil 1



Sechs gängige Begriffe, die die dynamische Leistungsfähigkeit von A/D-Wandlern beschreiben, sind SINAD (Signal-/Rausch- und Verzerrungsverhältnis), ENOB (effektive Bitanzahl), SNR (Signal/Rausch-Verhältnis), THD (gesamte harmonische Verzerrung), THD + N (gesamte harmonische Verzerrung plus Rauschen) und SFDR (störungsfreier Dynamikbereich). Obwohl die meisten Hersteller von A/D-Wandlern die gleichen Definitionen für diese Spezifikationen verwenden, sind die Werte nicht konsequent in den Datenblättern angegeben. Beim Vergleich von A/D-Wandlern ist es wichtig, nicht nur zu verstehen, was spezifiziert wird, sondern auch die Zusammenhänge zwischen den Spezifikationen zu kennen. Teil 1 dieses Beitrags geht auf die Begriffe SNR, THD, THD + N und SFDR ein. Im zweiten Teil werden SINAD und ENOB erläutert.

Fourieranalyse bildet die Grundlage der Fehlerabbildung

Bild 1: Standardisierter Testaufbau für die FFT-Analyse eines ADC-Ausgangs
Bild 1: Standardisierter Testaufbau für die FFT-Analyse eines ADC-Ausgangs

Es gibt eine Reihe von Möglichkeiten, um die Verzerrungen und das Rauschen eines A/D-Wandlers zu quantifizieren. Diese Möglichkeiten basieren auf Fourieranalysen, die mit einem standardisierten Testaufbau nach Bild 1 durchgeführt werden.

Das Ausgangsspektrum einer FFT-Analyse (Fast-Fourier-Transformation) ist eine Serie von M/2-Punkten im Frequenzbereich (M ist die Anzahl der Fourierfunktionen – die Anzahl an Samples im Pufferspeicher). Die Abstände zwischen den Punkten betragen fs/M. Der insgesamt abgedeckte Frequenzbereich reicht von DC bis fs/2, mit fs als Abtastrate. Die Breite jedes „Bins“ (die Daten eines Kanals, manchmal auch als Auflösung der Fouriertransformation bezeichnet) ist fs/M.

Bild 2: FFT-Analyse für einen idealen 12 Bit A/D-Wandler. Eingang = 2,111 MHz, fs = 82 MSample/s, Durchschnitt von 5 FFT, M = 8192; Daten erzeugt mit ADIsimADC
Bild 2: FFT-Analyse für einen idealen 12 Bit A/D-Wandler. Eingang = 2,111 MHz, fs = 82 MSample/s, Durchschnitt von 5 FFT, M = 8192; Daten erzeugt mit ADIsimADC

Bild 2 zeigt eine FFT-Analyse für einen idealen 12 Bit A/D-Wandler mit dem Programm ADIsimADC von Analog Devices. Zu beachten ist, dass das theoretische Grundrauschen der FFT so groß ist wie das theoretische Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) plus FFT-Prozessverstärkung (10 · log (M/2)).

Es ist wichtig, daran zu denken, dass der Wert für das Rauschen in der SNR-Berechnung dem Rauschen entspricht, welches sich über die gesamte Nyquist-Bandbreite (DC bis fs/2), erstreckt.

Die Fouriertaransformation verhält sich jedoch als schmalbandiger Spektrumanalysator mit einer Bandbreite von fs/M, welche das Spektrum überstreicht. Dies hat den Effekt, dass das Rauschen um einen Wert, der der Prozessverstärkung entspricht, unterdrückt wird. Dies ist der gleiche Effekt wie bei der Verkleinerung der Bandbreite eines analogen Spektrumanalysators.

Mittelwert mehrerer Fouriertransformationen

Die in Bild 2 gezeigten FFT-Daten repräsentieren den Durchschnitt von fünf einzelnen Fouriertransformationen. Zu beachten ist, dass sich der Mittelwert mehrerer Fouriertransformationen nicht auf das durchschnittliche Grundrauschen auswirkt. Es glättet lediglich die zufälligen Abweichungen in den Amplituden jedes Frequenz-Bins.

Bild 3: Lage von Verzerrungsprodukten: Eingangssignal = 7 MHz, Abtastrate = 20 MSample/s
Bild 3: Lage von Verzerrungsprodukten: Eingangssignal = 7 MHz, Abtastrate = 20 MSample/s

Die FFT-Analyse kann wie ein analoger Spektrumanalysator verwendet werden, um die Amplitude der verschiedenen Harmonischen sowie der Rauschkomponenten eines digitalisierten Signals zu messen. Die Harmonischen des Eingangssignals können von anderen Verzerrungsprodukten durch ihre Lage im Frequenzspektrum unterschieden werden. Bild 3 zeigt ein Eingangssignal von 7 MHz, abgetastet mit 20 MSample/s und die Lage der ersten neun Harmonischen. Gespiegelte Harmonische von fa fallen auf Frequenzen von |±Kfs ± nfa| mit n als Ordnung der Harmonischen und K = 0, 1, 2, 3, … . Die Harmonischen zweiter und dritter Ordnung sind normalerweise die einzigen, welche im Datenblatt spezifiziert sind, weil sie meist die größten sind. In einigen Datenblättern wird auch der Wert der schlechtesten Harmonischen angegeben.

Die Spezifikationen der dynamischen Leistungsfähigkeit

  • Die Harmonische Verzerrung ist das Verhältnis des Effektivwerts des Signals zum Effektivwert der entsprechenden Harmonischen und wird normalerweise in dBc angegeben (Dezibel unter Carrier). In Audio-Anwendungen können harmonische Verzerrungen auch prozentual spezifiziert werden. Die Harmonische Verzerrung ist spezifiziert durch das Eingangssignal in der Nähe der Vollaussteuerung (normalerweise 0,5 bis 1 dB unter dem Vollausschlag, um Clipping zu verhindern), kann aber auch bei beliebigem Pegel definiert werden. Bei Signalen, die wesentlich niedriger als die Vollaussteuerung sind, können andere Verzerrungen aufgrund der differenziellen Nichtlinearität (DNL) des Wandlers – nicht direkte Harmonische – die Leistungsfähigkeit einschränken.
  • Total Harmonic Distortion (THD) oder die gesamte harmonische Verzerrung ist das Verhältnis aus Effektivwert des Grundsignals und Mittelwert der Quadratsumme seiner Harmonischen (normalerweise sind nur die ersten fünf Oberwellen von Bedeutung). Die THD eines A/D-Wandlers ist normalerweise auch zum Eingangssignal in der Nähe der Vollaussteuerung definiert, obwohl sie zu jedem Pegel spezifiziert werden kann. THD entspricht in etwa dem Klirrfaktor.
  • Total Harmonic Distortion plus Noise (THD + N) oder die gesamte harmonische Verzerrung plus Rauschen ist das Verhältnis aus dem Effektivwert des Grundsignals und dem Mittelwert der Quadratsumme seiner Oberwellen zuzüglich aller Rauschkomponenten (ausschließlich DC). Die Bandbreite über die das Rauschen gemessen wird, muss spezifiziert sein. Bei einer FFT ist die Bandbreite DC bis fs/2. (Entsprichtt die Bandbreite der Messung DC bis fs/2 (Nyquist-Bandbreite), entspricht THD + N SINAD – siehe Teil 2). Zu beachten ist, dass in Audio-Anwendungen die gemessene Bandbreite nicht unbedingt die Nyquist-Bandbreite sein muss.
  • Der störungsfreie Dynamikbereich (Spurious Free Dynamic Range, SFDR) ist das Verhältnis aus Effektivwert des Signals und Effektivwert des größten Störsignals, unabhängig von seiner Lage im Frequenzspektrum. Die größte Störung kann eine Harmonische des Ursprungssignals sein oder auch nicht. Der SFDR ist eine wichtige Größe in Kommunikationssystemen, weil er den kleinsten Wert des Signals repräsentiert, welcher sich von einem großen, überlagerten Signal unterscheiden lässt (Blocker). Der SFDR kann in Bezug auf die Vollaussteuerung (dBFS) oder in Bezug auf die tatsächliche Signalamplitude (dBc) spezifiziert werden. Die Definition des SFDR ist in Bild 4 grafisch dargestellt.

A/D-Wandler-Simulationsprogramm

Bild 4: A/D-Wandler mit 14 Bit, 80 MSample/s (AD9444) mit fin = 95,111 MHz, fs = 80 MSample/s, Durchschnitt von fünf Fouriertransformationen, M = 8.192, Daten erzeugt mit ADIsimADC
Bild 4: A/D-Wandler mit 14 Bit, 80 MSample/s (AD9444) mit fin = 95,111 MHz, fs = 80 MSample/s, Durchschnitt von fünf Fouriertransformationen, M = 8.192, Daten erzeugt mit ADIsimADC

Mit dem A/D-Wandler-Simulationsprogramm ADIsimADC lassen sich verschiedene, leistungsfähige A/D-Wandler mit unterschiedlichen Frequenzen, Pegeln und Abtastraten evaluieren. Die Modelle ergeben eine genaue Darstellung der tatsächlichen Leistungsfähigkeit. Ein typische FFT-Analyse für das 80 MSample/s schnelle 14 Bit Modell AD9444 zeigt Bild 5. Zu beachten ist, dass die Eingangsfrequenz 95,111 MHz beträgt und durch den Abtastprozess auf 15,111 MHz gespiegelt wird. Der Ausgang zeigt auch die Lage der ersten fünf Harmonischen. In diesem Fall entstehen alle Oberwellen aufgrund von Aliaseffekten (Verletzung des Abtasttheorems). Das Programm berechnet ferner die wichtigsten Leistungsparameter und stellt diese tabellarisch dar (Bild 5).

Im zweiten Teil des Beitrags werden Signal/Rausch- und Verzerrungsverhältnis (SINAD), Signal/Rausch-Verhältnis und effektive Anzahl von Bits (ENOB) näher erläutert.
Der Autor:

Walt Kester ist als Senior-Applikationsingenieur bei Analog Devices in Greensboro, USA tätig.

 

10-V-Präzisionsgleichspannungsquelle – linear und rauscharm

In diesem Schaltungstipp beschreiben wir Aufbau, Evaluation und Test einer linearen, rauscharmen, unipolaren 10-V-Präzisionsspannungsquelle, die aus eriner minimalen Anzahl von Komponenten aufgebaut ist.

Die Schaltung in Bild 1 beschreibt eine lineare, rauscharme, unipolare (+10 V) Präzisionsspannungsquelle, die mit einer minimalen Anzahl externer Komponenten auskommt. Der D/A-Wandler AD5790 ist ein ungepufferter 20-Bit-DAC mit einer mit Spannungsausgang, der an einer bipolaren Versorgung bis 33 V arbeitet. Der D/A-Wandler akzeptiert einen positiven Referenzeingangsbereich von 5 V bis VDD –2,5 V und einen negativen Referenzeingangsbereich von VSS +2,5 bis 0 V. Beide Referenzeingänge sind auf dem Chip gepuffert. Externe Puffer sind nicht erforderlich. Der D/A-Wandler bietet eine relative Genauigkeit von maximal ±2 LSB und arbeitet monoton bei einer differentiellen Nichtlinearität (DNL) von −1 bis +2 LSB.

Der Präzisions-Operationsverstärker AD8675 weist eine Offsetspannung von maximal 75 μV und Rauschen von typisch 2,8 nV/√Hz auf. Er wird als Ausgangspuffer für den AD5790 verwendet.

Der AD5790 hat zwei intern angepasste Feedforward- und Rückkopplungswiderstände von 6,8 kΩ, die entweder an den Operationsverstärker AD8675 angeschlossen werden können, um eine 10 V Offsetspannung für einen Ausgangshub von ±10 V zu liefern, oder für Biasstrom-Auslöschung parallel geschaltet werden können. In diesem Beispiel wird ein unipolarer 10-V-Ausgang demonstriert. Die Widerstände werden für „Bias Current Cancellation“ verwendet. Die interne Widerstandsverbindung wird durch Setzen eines Bits im Register des AD5790 gesteuert.

Der Digitaleingang des Schaltkreises ist seriell und kompatibel zu Standard SPI-, QSPI-, MICROWIRE- und DSP-Schnittstellenstandards. Für Applikationen mit hoher Genauigkeit offeriert er Schaltkreis hohe Präzision sowie geringes Rauschen – dies wird durch die Kombination aus den Präzisionskomponenten AD5790 und AD8675 sichergestellt.

Schaltungsbeschreibung

In Bild 1 ist der 20 Bit Hochvolt D/A-Wandler mit SPI-Interface AD5790 dargestellt. Er bietet eine integrale Nichtlinearität von ±2 LSB, eine differenzielle Nichtlinearität von −1 bis +2 LSB und eine spektrale Rauschdichte von 8 nV/√Hz. Die Langzeitstabilität ist mit einem Fehler von 0,1 LSB spezifiziert.

Bild 1 zeigt den AD5790 in einer unipolar gepufferten Konfiguration. Der Ausgangspuffer ist der AD8675, er wird wegen seines geringen Rauschens und der geringen Drift verwendet. Dieser Verstärker (A1) wird ebenfalls genutzt, um die 5-V-Referenzspannung von der rauscharmen Präzisionsreferenz (Krohn-Hite, Modell 523) zu verstärken. Die Widerstände R2 und R3 in dieser Verstärkerschaltung sind Präzisions-Metallfolienwiderstände mit einer Toleranz von 0,01% und einem Temperaturkoeffizienten von 0,6 ppm/°C.

Für ein optimales Verhalten über der Temperatur sollten sich R2 und R3 in einem Gehäuse befinden, wie zum Beispiel die Serien 300144 oder VSR144 von Vishay. Für R2 und R3 werden Werte von 1 kΩ gewählt, um das Rauschen im System gering zu halten. R1 und C1 bilden ein Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz von etwa 10 Hz. Aufgabe dieses Filters ist, das Rauschen der Spannungsreferenz zu dämpfen.

Linearitätsmessungen

 

Bild 2: Integrale Nichtlinearität in Abhängigkeit vom DAC-Code Bild 2: Integrale Nichtlinearität in Abhängigkeit vom DAC-Code

Die Genauigkeit der Schaltung aus Bild 1 wird am Evaluation-Board EVAL-AD5790SDZ mit dem Multimeter 3458A (Agilent) gemessen. Die integrale Nichtlinearität (INL) in Abhängigkeit vom DAC-Code befindet sich im vorgegebenen Bereich von ±2 LSB (Temperaturen von 0 bis 105°C), dargestellt in Bild 2.

 

Bild 3: Differenzielle Nichtlinearität in Abhängigkeit DAC-Code Bild 3: Differenzielle Nichtlinearität in Abhängigkeit DAC-Code

RauschdriftmessungenBild 3 zeigt, dass die differenzielle Nichtlinearität als eine Funktion des DAC-Code in der Spezifikation von −1 bis +2 LSB liegt.

Um hohe Präzision zu erzielen, muss das Spitze-Spitze-Rauschen am Schaltungsausgang unter 1 LSB gehalten werden, was 9,5 μV für eine Auflösung von 20 Bit bei einem unipolaren Spannungsbereich von +10 V entspricht.

In einer Echtzeitrauschapplikation existiert keine Grenzfrequenz für den Hochpass bei 0,1 Hz um das 1/f-Rauschen zu unterdrücken. Es werden jedoch Frequenzen bis in den Gleichspannungsbereich des Bandpasses erfasst.

 

 

Bild 4: Ausgangsspannungsrauschen des D/A-Wandlers, gemessen über 100 s für „Vollausschlag“ (Grün), „Halbe Skala“ (Rot) und „Nullskala“ (Blau) mit Präzisionsreferen Bild 4: Ausgangsspannungsrauschen des D/A-Wandlers, gemessen über 100 s für „Vollausschlag“ (Grün), „Halbe Skala“ (Rot) und „Nullskala“ (Blau) mit Präzisionsreferen

Um das Rauschverhalten nicht zu verfälschen wurde eine temperaturgeregelte, rauscharme Referenz für diese Messung verwendet. Die Nullskalen-Ausgangsspannung liefert das geringste Rauschen, weil sie nur das Rauschen vom DAC-Kern wiedergibt. Der Rauschbeitrag von jedem Spannungsreferenzpfad wird durch den D/A-Wandler gedämpft, wenn der Nullskalen-Code ausgewählt wird.Bild 4 zeigt das gemessene Spitze-Spitze-Rauschen. In diesem Fall wurde das Rauschen am Ausgang der Schaltung über einen Zeitraum von 100 s gemessen. Frequenzen bis 0,01 Hz wurden in die Messung einbezogen.

Erhöht man die Messzeit, werden niedrigere Frequenzen berücksichtigt und der Spitze-Spitze-Wert steigt. Bei niedrigen Frequenzen tragen Temperaturdrift und Thermoelementeffekte zum Rauschen bei. Diese Effekte lassen sich minimieren, indem man Komponenten mit geringen Temperaturkoeffizienten wählt.

Blockschaltung und Layout der Leiterplatte sind im Design Support Package CN-0257 beschrieben.

Häufige Varianten

Der AD5790 unterstützt zahlreiche Ausgangsbereiche von 0 bis 5 V; bis ±10 V und Werte dazwischen. Falls eine bipolare Konfiguration erforderlich ist, muss der Pin VREFN mit einer invertierten hochpräzisen Referenzspannung versorgt werden. Auch hier sind Präzisionsverstärker und temperaturstabile Präzisionswiderstände erforderlich.

Der Zweifach-Operationsverstärker AD8676 ist eine Version des Operationsverstärkers AD8675 und kann in der Schaltung verwendet werden, falls gewünscht.

Schaltungsevaluierung und Test

Erforderliche Ausrüstung:

  • Systemdemonstrationsplattform EVAL-SDP-CB1Z
  • Evaluation-Board und Software EVAL-AD5790SDZ
  • Präzisionsreferenz 523, Krohn-Hite
  • Multimeter 3458A, Agilent
  • PC (Windows 32 Bit oder 64 Bit Betriebssystem)
  • GPIB / USB-B Kabel, National Instruments
  • SMB-Kabel (2).

Software-Installation

Das AD5790 Evaluationkit enthält selbstinstallierende Software auf CD. Die Software ist kompatibel zu Windows XP (SP2) und Vista (32 und 64 Bit). Falls die Setup-Datei nicht automatisch arbeitet, kann man die Datei setup.exe von der CD aktivieren.

 

 

Bild 5: Hauptfenster der Evaluation-Software Bild 5: Hauptfenster der Evaluation-Software

1. Nach erfolgter Installation von der CD wird das Evaluation-Board AD5790 wie im Absatz „Stromversorgung“ beschrieben, eingeschaltet. Mit dem mitgelieferten Kabel wird jetzt das SDP-Board (über Stecker A oder B) an das Evaluation-Board und dann an die USB-Schnittstelle des PC angeschlossen.Die Installation der Evaluation-Software sollte vor dem Anschluss des Evaluation-Boards und SDP-Boards an den USB-Schnittstelle des PC erfolgen, um sicherzustellen, dass das Evaluationsystem bei der Verbindung mit dem PC richtig erkannt wird.

2. Wenn das Evaluationsystem erkannt ist, folgt man den Anweisungen der nun erscheinenden Dialogboxen. Dies schließt die Installation ab.

Funktionsdiagramm

 

 

Bild 6: Blockdiagramm des Testaufbaus Bild 6: Blockdiagramm des Testaufbaus

Ein Blockdiagramm des Testaufbaus zeigt Bild 6.

Stromversorgungen

Die folgenden externen Versorgungen müssen bereitgestellt werden:

  • 3,3 V zwischen VCC und DGND am Stecker J1 für die digitale Versorgung des AD5790. Alternativ platziert man Link 1 in Position A, um die Digitalschaltung vom USB-Port über das SDP-Board (default) zu versorgen.
  • +12 V bis +16,5 V zwischen den VDD und AGND Eingängen von J2 für die positive Analogversorgung des AD5790.
  • −12 V bis −16,5 V zwischen den VSS und AGND Eingängen von J2 für die negative Analogversorgung des AD5790.
  • +5 V Präzisionsreferenz, angeschlossen an SMB-Stecker, bezeichnet mit VREF.

Einrichten der „Default Link“-Option

Tabelle 1: Default-Link-Optionen Tabelle 1: Default-Link-Optionen

Um das Board für die Schaltung in Bild 1 zu konfigurieren, müssen die folgenden Änderungen nach der Default-Link-Konfiguration in Tabelle 1 gemacht werden:Die Default-Link-Optionen sind in Tabelle 1 aufgelistet. Standardmäßig ist das Board konfiguriert mit VREFP = +10 V und VREFN = −10 V für einen Ausgangsbereich von ±10 V.

  • 1. Platzieren von LK3 in Position A.
  • 2. Entfernen von LK4.
  • 3. Platzieren von LK8 in Position B.
  • 4. Entfernen von LK9.

Diese Änderungen konfigurieren den Ausgangspufferverstärker für eine Verstärkung von 1 und verbinden den Pin VREFN des AD5790 mit Masse. Zusätzlich ist das Board jetzt konfiguriert, um eine 5-V-Präzisionsreferenz am SMB-Anschluss, bezeichnet mit VREF, anzunehmen.

Mehr Informationen enthält das Benutzerhandbuch UG-342 über den Testaufbau EVAL-AD5790SDZ.

Test

Der VOUT_BUF SMB Anschluss ist mit dem Multimeter verbunden. Die Linearitätsmessungen werden mit „Measure DAC Output Tab“ auf der AD5790-GUI durchgeführt. Die Rauschdriftmessung erfolgt ebenfalls über den Anschluss VOUT_BUF SMB. Die Ausgangsspannung wird mit dem „Program Voltage Tab“ in der AD5790-GUI eingestellt.

Die Spitze-Spitze-Rauschdrift wird über 100 s gemessen. Weitere Details zu Definitionen und wie man INL, DNL und Rauschen aus den gemessenen Werten berechnet findet man im Abschnitt „TERMINOLOGY“ des Datenblatts und auch im Kapitel 5 des Handbuchs Data Conversion Handbook, „Testing Data Converters“ von Analog Devices.  Der Autor:

Liam Riordan arbeitet als Applikationsingenieur in der Precision Converters Group bei Analog Devices in Limerick, Irland.

MEMS-Mikrofon mit Standard Digital-Audio-Schnittstelle für Blackfin

Mit der Schaltung in Bild 1 lassen sich bis zu zwei digitale MEMS-Mikrofone an einen digitalen Signalprozessor (DSP) über eine einzige Datenleitung anschließen. Der in dieser Applikation verwendete Baustein ADMP441 besteht aus einem MEMS-Mikrofonelement und einem I2S-Ausgang.

Damit lassen sich Stereomikrofone in einem Audiosystem ohne Codec zwischen den Mikrofonen und dem Prozessor anschließen. MEMS-Mikrofone von Analog Devices haben ein hohes SNR (Signal-to-Noise Ratio, Signal-Rausch-Verhältnis) und einen flachen Empfindlichkeitsverlauf über ein breites Frequenzband. Sie eignen sich damit für leistungsstarke Anwendungen mit hoher Audioqualität.

In diesem Beispiel können bis zu zwei Mikrofone des Typs ADMP441 an eine einzige Datenleitung am Blackfin-Prozessor ADSP-BF527 angeschlossen werden. Der ADSP-BF527 kann bis zu vier seriellen Dateneingängen handhaben. Es lassen sich also bis zu acht Mikrofone an einen einzigen DSP anschließen.

 

Schaltungsbeschreibung

Die Mikrofone sind an die SPORT-Dateneingangspins des ADSP-BF527 angeschlossen. Die einzigen erforderlichen passiven Komponenten in dieser Schaltung sind ein 0,1μF-Entstörkondensator für jeden ADMP441 und ein großer Pull-Down-Widerstand (100 kΩ) an der SD-Leitung zum Entladen, während die Ausgangstreiber des ADMP441 im „Tristate“-Zustand sind. Der Entstörkondensator sollte sich so nahe wie möglich am VDD Pin (Pin 7) des ADMP441 befinden.

Die Mikrofone versorgt man mit derselben Spannungsquelle wie den ADSP-BF527. Obwohl der ADMP441 mit einer VDD zwischen 1,8 und 3,3 V arbeitet, beträgt VDDEXT am ADSP-BF527 mindestens 2,25 V.

 

Es gibt drei Signale, die zwischen ADMP441 und ADSP-BF527 für den I2S-Datenstrom verbunden werden müssen: „Frame Clock“, „Bit Clock“ und “Data“. Der ADSP-BF527 ist der Systemtakt-Master und erzeugt die zwei I2S-Taktsignale.

Die Schaltung in Bild 1 zeigt Mikrofone, die an einen Dateneingang am SPORT0 des Blackfin angeschlossen sind. Jeder der beiden SPORTs des ADSP-BF527 hat zwei Sätze Datenempfangspins, die bis zu acht I2S-Audio-In Kanäle ermöglichen. Tabelle 1 zeigt die Verbindungen, wenn der serielle SPORT0 des ADSP-BF527 verwendet wird.

 

Tabelle 1: Signalverbindungen für SPORT0 Tabelle 1: Signalverbindungen für SPORT0

Der L/R-Pin an den zwei ADMP441s wird auf entgegengesetzte Pegel gesetzt – einen auf VDD und den anderen auf GND. Liegt „L/R“ an „GND“, gibt das Mikrofon seine Daten auf dem linken Kanal des I2S-Streams aus. Anderenfalls (an Vdd) gibt das Mikrofon das Signal auf dem rechten Kanal aus.

Der ADMP441 wird aktiviert, indem man den CHIPEN-Pin auf „High“-Potenzial bringt. Dieser Pin kann entweder direkt an VDD des Mikrofons gelegt werden. Dann ist das Mikrofon stets aktiviert, während es eingeschaltet ist. Alternativ kann er mit einem GPIO am ADSP-BF527 verbunden werden. Auf diese Weise aktiviert oder deaktiviert der Blackfin das Mikrofon.

Der ADMP441 hat eine Empfindlichkeit von −26 dBFS. In den meisten Anwendungen verlangen die Mikrofonausgänge eine Verstärkung im Signalpfad des Blackfin. Falls eine Verstärkung zum Signal im DSP hinzugefügt wird, muss der Ausgang des Prozessors weiterhin auf 0 dBFS begrenzt werden.

ADSP-BF527 Register-Einstellungen

Die SPORT-Register-Einstellungen, um den ADSP-BF527 in I2S-Master-Mode zu bringen, werden im Folgenden beschrieben. Weitere Details zu diesen Register-Einstellungen findet man in der ADSP-BF52x Blackfin Processor Hardware Reference.

Man konfiguriere SPORT_RCR1, das primäre Konfigurationsregister für den Empfang, mit den folgenden nicht voreingestellten Einstellungen:

  • RCKFE: Treibt die interne Frame Synchronisation an der fallenden Flanke von RSCLK
  • RFSR: RFS für jedes Datenwort verlangen
  • IRFS: Internes RFS verwenden
  • IRSCLK: Internen Empfangstakt auswählen

Man konfiguriere SPORT_RCR2, das sekundäre Konfigurationsregister für den Empfang, mit den folgenden nicht voreingestellten Einstellungen:

  • RSFSE: Empfang von Stereo Frame Sync aktiviert
  • SLEN: 32 Bit Wortlänge.

SPORT_RCLKDIV (serieller SPORT Taktfrequenzteiler) setzt man auf 17 (0x0011) und SPORT_RFSDIV auf 31 (0x001F). Dies legt die richtigen Taktfrequenzen für einen Frame-Takt von 48 kHz und einen Bit-Takt von 3,072 MHz mit einem Systemtakt des Blackfins von 120 MHz (SCLK) fest.

Die beschriebenen Register-Einstellungen können für SPORT0 oder SPORT1 am ADSP-BF527 verwendet werden.

Übliche Schaltungsvarianten

DSP

Diese Schaltung kann außer mit dem ADSP-BF527 auch mit anderen Mitgliedern aus der Blackfin-Familie aufgebaut werden. Die jeweiligen Datenblätter enthalten Einzelheiten zu den Unterschieden in der Zahl von SPORT-Kanälen und anderen Varianten.

Mikrofone

Indem man eines der Mikrofone entfernt, kann eine Mono-Mikrofonschaltung mit einem einzigen ADMP441 realisiert werden. Die anderen Verbindungen in dieser Mono-Konfiguration bleiben gleich.

Zusätzliche Mikrofone können auf die gleiche Weise wie das erste Stereopaar an die SPORT-Eingänge des ADSP-BF527 angeschlossen werden.

Schaltungsevaluierung und Test

Die einfachste Möglichkeit zur Evaluierung eines Systems mit dem ADMP441 MEMS-Mikrofon, das über I2S an den ADSP-BF527 Blackfin-DSP angeschlossen ist, besteht im Einsatz des EVAL-ADMP441Z Evaluation Boards und dem Blackfin SDP. Diese Boards sind aufeinander abgestimmt und enthalten Code als Basis der digitalen Audioverbindung. Beim Anschluss an den USB-Port eines PCs wird das System als Standard-USB-Audio-Schnittstelle identifiziert und ermöglicht das Streaming von Stereo-Audio von den Mikrofonen zum PC.

Erforderliche Ausrüstung

Die zwei erforderlichen Evaluation-Kits sind: VAL-ADMP441Z mit einem EVAL-ADMP441Z-FLEX Board und einer Schnittstellenkarte und EVAL-SDP-CB1Z mit SDP-B Controller-Board.

Für den richtigen Betrieb des SDP-Boards muss der PC folgende Minimalkonfiguration aufweisen: Windows XP Service Pack 2, Windows Vista (32 Bit) oder Windows 7 (32 Bit) sowie USB 2.0-Port.

Ein zweites EVAL-ADMP441Z-FLEX kann an das Interface-Board angeschlossen werden, um Stereo-Audio-Signale zu erfassen.

Schneller Einstieg

Das Mikrofon FLEX PCBs ist mit ZIF-Steckern, J1 und J2, an das Schnittstellenboard angeschlossen. Das EVAL-ADMP441Z ist mit einem 120-poligen Stecker, J3, an das SDP-B angeschlossen.

Die Dokumentation für das SDP-B Controller-Board und EVAL-ADMP441Z beschreibt das System-Setup und enthält das komplette Blockschaltbild des Boards. Die einzigen erforderlichen externen Verbindungen sind die USB-Verbindung zum PC und System-Versorgung zum ADMP441-Evaluation-Board.

Die komplette Dokumentation für das Evaluation-Board EVAL-ADMP441Z findet man im User Guide UG-362. Die komplette Dokumentation für das SDP-B Controller-Board findet man im SDP-B User Guide UG-277. // * * Jerad Lewis ist Applikationsingenieur MEMS-Mikrophone bei Analog Devices in Norwood, USA.

Wie misst man möglichst genau die reale Sperrschichtemperatur?

Es gibt mehrere Möglichkeiten zur Messung der Sperrschicht- oder „Die”-Temperatur eines Bauteils. Manche eignen sich besser, manche weniger gut. Bei der ersten Möglichkeit wird die klassische Gleichung für die Sperrschichttemperatur verwendet:

TJ = TA + PD RthJA

Die Sperrschichttemperatur TJ ergibt sich aus der Summe der Umgebungstemperatur TA und dem Produkt aus aufgenommener Leistung PD und Temperaturwiderstand RthJA (thermischer Widerstand „Junction-Ambient“) des Bauteils. Nach meiner Erfahrung ist diese Berechnung eher konservativ und liefert Sperrschichttemperaturen, die je nach Hersteller des Bauteils etwa 30 bis 50% höher sind als die tatsächlich vorhandene Sperrschichttemperatur.

Eine andere Möglichkeit ist der Einsatz eines Thermoelements. Diese Methode liefert bei größeren Gehäusen gute Ergebnisse. Bei kleineren Gehäusen gibt es jedoch Probleme. Zum Beispiel bieten kleine Gehäuse wie SC70 oder SOT nicht genügend Platz um ein Thermoelement zu befestigen. Selbst wenn man ein Thermoelement am Gehäuse montieren könnte, würde sich seine thermische Masse als Kühlkörper verhalten und somit zu fehlerhaften Messergebnissen führen.

Eine dritte Methode ist der Einsatz einer Infrarotkamera (IR). Bei dieser Möglichkeit wird die Außentemperatur des Gehäuses exakt gemessen. Man erhält bei kleineren Gehäusen einen guten Wert für die „Die“-Temperatur. In den meisten Fällen beträgt die Differenz zwischen Gehäuse und Sperrschichttemperatur nur wenige Grad Celsius. Ein Nachteil dieser Methode ist der hohe Preis von IR-Kameras.

Die letzte Möglichkeit ist die preiswerteste und genaueste Methode zur Messung der „Die”-Temperatur. Bei dieser Option dient eine auf dem Chip befindliche Diode als Temperatursensor. Aus der Halbleiterphysik wissen wir, dass sich bei einem konstanten Strom durch einen pn-Übergang die Sperrschichtspannung über die Temperatur um etwa –1 bis –2 mV/°C ändert. Durch Charakterisierung der Diodenspannung über die Temperatur kann der Anwender die Diodenspannung messen und die „Die“-Temperatur bestimmen. Der Trick besteht darin, eine Diode zu finden, die als Sensor am Operationsverstärker genutzt werden kann.

Die meisten Operationsverstärker haben für solche Zwecke keine bestimmte Diode. Allerdings kann man diese Aufgabe mit vorhandenen Dioden meistern. Die meisten, wenn nicht alle, der heutigen Verstärker besitzen interne ESD-Schutzdioden sowie Eingangsschutzdioden. ESD-Dioden befinden sich zwischen den Ein- und Ausgängen von Operationsverstärkern und der Versorgungsspannung. Daher ist der Zugang zu diesen Dioden möglich. So können sie – wie beschrieben – zur Messung der „Die”-Temperatur von Operationsverstärkern verwendet werden.

Eine genaue Beschreibung der Verwendung von ESD-Dioden als Temperatursensoren befindet sich im Artikel „ESD Diode Doubles as Temperature Sensor“.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices. Bildquelle: IRF

Anforderungen an das digitale Powermanagement

Ein optimales Powermanagementsystem charakterisiert nicht nur die Systemleistung. Mit ihm lassen sich Spannungssequenzen optimieren und der Stromverbrauch minimieren. Fertigungstests können einfach durchgeführt und Fehlerursachen schnell erkannt werden. Der Beitrag gibt einen Überblick zu Hauptforderungen an moderne Powermanagementsysteme.

Die Entwickler moderner Netzwerkausrüstungen sind gezwungen den Datendurchsatz und die Leistungsfähigkeit ihrer Systeme zu steigern und außerdem zusätzliche Funktionen und Eigenschaften zu integrieren. Auch der Energieverbrauch des Gesamtsystems soll bei gleich bleibender physikalischer Größe gesenkt werden. Diese „grünen“ Netzwerksysteme bestehen aus vielen ASICs, DSPs und Prozessoren mit unterschiedlichen Versorgungsspannungen (30 bis 40 unterschiedliche Versorgungsspannungen sind nicht ungewöhnlich).

In Datenzentren muss der gesamte Leistungsbedarf durch Umterminierung (rescheduling) des Datenflusses (work flow) und Umverteilen von Arbeiten an nicht ausgelastete Server reduziert werden. Nicht benötigte Server werden abgeschaltet. Dazu muss man den Leistungsbedarf der Endanwender kennen. Ein optimal entwickeltes digitales Powermanagementsystem (PMS) versorgt den Nutzer mit diesen Daten zum Leistungsverbrauch.

Elemente einer Stromversorgungsbaugruppe mit Mehrfachspannungen

Bild 1: Das Kaskadieren mehrerer LTC2978-Bausteine für eine Anwendung mit Mehrfachversorgungsspannungen
Bild 1: Das Kaskadieren mehrerer LTC2978-Bausteine für eine Anwendung mit Mehrfachver-sorgungsspannungen

Ein großes Board mit Mehrfachversorgungsspannungen besteht aus einem isolierten Intermedia-Bus-Converter (IBC), der die –48 V von der Backplane auf eine Zwischenbusspannung (intermediate bus voltage – IBV) wandelt, typisch 12 bis 3,3 V, und über die Karte verteilt. Einzelne Point-of-Load-(POL)-Gleichspannungswandler wandeln diese Zwischenbusspannung (IB) auf die benötigten Versorgungsspannungen herunter, die typische Stromnennwerte von 1 bis 120 A von 5 bis 0,6 V haben (Bild 1).

Die POLs können als eigenständige Module ausgeführt sein oder sind Lösungen, die aus Gleichspannungscontrollern mit dazugehörigen Spulen, Kondensatoren und MOSFETs bestehen. Diese Versorgungsspannungen sind hinsichtlich des sequenziellen Einschaltens der Versorgungen, der Spannungsgenauigkeit, ausreichender Spannungsmargen und der Überwachung sehr sensibel.

Digitales Powermanagement

Powermanagement-Bausteine werden ständig weiterentwickelt. Die Powermanagementschaltung darf jedoch nicht zu viel der Leiterplattenfläche beanspruchen. Sie muss zudem robust und einfach einzusetzen sein. Die PM-Funktionen (Power Management) wurden in der Vergangenheit mit zahlreichen ICs realisiert, wie FPGAs, Sequenzer, Supervisors, D/A-Wandler und Margin-Controller.

Bild 2: Beispiel für eine typische Anwendung
Bild 2: Beispiel für eine typische Anwendung

Der LTC2978 kombiniert diese Funktionen in einem Baustein, der mit weiteren Bausteinen über eine Taktleitung und optionale gemeinsame Fehlerleitungen zusammengeschaltet ist und bis zu 72 Versorgungsspannungen mit einem einzigen Segment eines I²C-Busses steuern kann. Nachfolgend werden einige der Schlüsselanforderungen von derartigen Powermanagementsystemen untersucht.Neuere Powermanagement-ICs kombinieren mehrere Funktionen und können bis zu acht unterschiedliche Versorgungsspannungen ansteuern. Bild 2 zeigt als Beispiel einen Kanal des digitalen Powermanagement-ICs LTC2978, der einen Gleichspannungswandler steuert. Solche Lösungen können autonom arbeiten oder mit einem Host-Prozessor kommunizieren, um Befehle zu übermitteln, die Steuerung zu übernehmen und um Reports telemetrisch zu übertragen.

Neue Steuersprache für große Boards mit Mehrfachversorgungsspannungen

Die Befehlssprache PMBus wurde entwickelt, um die Bedürfnisse von großen Mehrfachversorgungsspannungssystemen zu erfüllen. Der PMBus ist ein offenes standardisiertes Powermanagementprotokoll mit einer vollständig definierten Befehlssprache, die die Kommunikation mit Leistungswandlern, Powermanagementbausteinen und System-Hostprozessoren in einer Stromversorgung vereinfacht. Zusätzlich zum definierten Satz von Standardbefehlen können in PMBus-kompatible Bausteine auch proprietären Befehle implementiert sein, um spezielle Funktionen zu bieten.

Die Standardisierung der Befehle und des Datenformats ist ein großer Vorteil für diejenigen, die diese Baugruppen produzieren. Das Protokoll ist über die serielle Standard-SMBus-Schnittstelle implementiert und ermöglicht das Programmieren, Steuern und die Echtzeitüberwachung der Leistungswandler. Die Standardisierung der Befehlssprache und des Datenformats erlaubt eine vereinfachte Entwicklung von Firmware und ihre Wiederverwendung, was für die Entwickler in einer verkürzten Markteinführung ihrer Powersysteme resultiert.

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