Alle Beiträge von Kristin Rinortner

„Do-it-Yourself“ ASICs

Antwort: Alle paar Jahre bestärken uns die Fragen, die wir erhalten, zu sagen, Analog-Entwickler sollten sich wie Ingenieure verhalten und Schaltkreise entwickeln, statt nur Systeme aus bereits fertigen Funktionsblöcken zusammenzubauen.

Was sollten Sie also tun? Bauen Sie ihren eigenen ASIC! Wir alle neigen dazu, integrierte Schaltkreise (der IC-Teil in einem ASIC) als Siliziumchips zu betrachten. Doch die Idee monolithischer ICs gibt es seit Jahrzehnten.

Das Applikationshandbuch über Operationsverstärker zeigt einen frühen integrierten Schaltkreis: den Operationsverstärker K2-W von Philbricks, ein Plug-in Modul mit zwei Vakuumröhren, das 1952 auf den Markt kam. Mit der Erfindung des Transistors sind modulare Schaltkreisfunktionen zu gebräuchlichen Produkten geworden. Man nannte sie zwar nicht „Integrierte Schaltungen”, doch genau das waren sie.

Solche „Integrierten Schaltungen” wurden nicht notwendigerweise als fertige Module gekauft. Stattdessen kann es sich um bekannte Schaltkreisfunktionen handeln, die oft nach ihren Erfinder benannt werden und in eine Schaltung eingebunden wurden. Beispiele dafür sind der Colpitts-Oszillator, das Eccles-Jordan-Flip-Flop und der Doherty-Verstärker.

Wenn wir also sagen, „bauen Sie ihr eigenes ASIC”, sagen wir nicht, Sie sollen anfangen, Ihren eigenen monolithischen Chip zu entwickeln. Falls Sie sehr viele davon brauchen, kann dies jedoch sinnvoll sein. Doch Systeme, für die weniger als 10.000 Stück erforderlich sind, profitieren selten von diesem Konzept. Feldprogrammierbare Analog-Arrays (FPAA) sind manchmal nützlich für Subsysteme mit sehr vielen Operationsverstärkern. Für kleine Systeme, die andere Funktionen enthalten, sind FPAAs jedoch selten wirtschaftlich.

Auch sagen wir nicht, Sie sollen ein Subsystem als reines Modul aufbauen, obwohl Sie das können, wenn Sie wollen.

Was ich jedoch vorschlage, ist folgendes. Falls Sie ein gut definiertes Subsystem brauchen und kein einsatzfertiges ASIC finden, sollten Sie weder verzweifeln, noch versuchen, es als integralen Bestandteil ihres Gesamtsystems zu entwickeln.

Stattdessen sollten Sie erwägen, es als separat definiertes Subsystem zu entwickeln. Dies vereinfacht möglicherweise die Entwicklung. Sicher aber vereinfacht es den Test und die Evaluierung und ist ein würdiger Ausdruck der Maker-Philosophie, der Maker’s Bill of Rights und des Crafter’s Manifesto.

Moderne Analog-ICs sind einfacher zu handhaben als je zuvor. Sie ermöglichen Kombinationen von Funktionsblöcken wie Operationsverstärker, Spannungsreferenzen, Multiplizierer, Wandler und Analogschalter um komplexe Funktionen auszuführen. Vor kurzem hat ein Kollege einen Single-Sideband (SSB) Radio-Empfänger entwickelt. Das AGC-System (Automatic Gain Control) des Empfängers soll Signalen folgen, die sich mit bis zu 20 dB/s ändern. Da während Sprechpausen kein Signal vorhanden ist, sollte sich die AGC-Schaltung in diesen Zeiten nicht ändern. Nach einer Pause von einer Sekunde soll das System jedoch schnell die volle Verstärkung erreichen. Dieses AGC-System war zwischen 1967 und 1993 als ASIC verfügbar. Danach wurde es nicht mehr hergestellt. Unser Ersatz dafür nutzt einen Effektivwert-zu-DC-Wandler und ein paar Operationsverstärker.

Autor: Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.

Netzteil-Regelschleife mit P-SPICE

Das verwendete IC arbeitet mit einem Transkonduktanz-Fehlerverstärker und einer internen Spannungsreferenz. Die mit R6 und R7 abgetastete Ausgangsspannung wird mit der internen Referenzspannung von 0,8 V verglichen, woraufhin der Fehlerverstärker am Anschluss COMP (Pin 8) einen Strom ausgibt, dessen Höhe proportional zur Differenz zwischen Soll und Ist-Spannung ist.

Bild 1: Dieser integrierte Current-Mode-Schaltregler bedient sich zur Bandbreitensteigerung einer Kompensation des Typs 3. Bild 1: Dieser integrierte Current-Mode-Schaltregler bedient sich zur Bandbreitensteigerung einer Kompensation des Typs 3.

Der Strom fließt über Kompensations-Impedanzen zur Masse und erzeugt eine Spannung, die den Strom in der Drossel L1 so variiert, dass für eine geregelte Ausgangsspannung gesorgt ist. Das IC bedient sich der Current-Mode-Regelung, um die Ausgangs-Drossel L1 in eine Stromquelle zu verwandeln.

Der Strom in L1 ist stets proportional zu der an COMP anliegenden Ausgangsspannung des Fehlerverstärkers. Der Drosselstrom fließt über den Ausgangskondensator und den Lastwiderstand und erzeugt dabei eine Spannung, die den Regelkreis schließt.

Bild 2: Die Abtastverzögerung wird in diesem P-SPICE-Modell durch eine Verzögerungsleitung simuliert Bild 2: Die Abtastverzögerung wird in diesem P-SPICE-Modell durch eine Verzögerungsleitung simuliert

Bild 2 zeigt ein auf dem Schaltplan von Bild 1 basierendes P-SPICE-Modell. Die Kompensations-Bauteile R3, C3 und C13 sowie die Widerstände des Spannungsteilers sind identisch mit jenen im Schaltplan. Unterschiede zwischen Schaltplan und Modell bestehen dagegen in folgender Hinsicht:

  •  Der Transkonduktanz-Verstärker und die Leistungsstufe sind als spannungsgesteuerte Stromquellen modelliert.
  • Mit dem Einfügen von Reramp und dem Anheben der Kapazität von C7 werden die internen parasitären Elemente im Zusammenhang mit dem Fehlerverstärker nachgebildet.
  •  Die Kapazität des Ausgangskondensators C11 wird von 47 µF auf 30 µF geändert, um die Kapazitätsreduzierung infolge der DC-Vorspannung zu berücksichtigen.
  • VAC wird eingefügt, damit die Schleifenverstärkung als Verhältnis zwischen der eingespeisten Spannung und der Rückspannung gemessen werden kann.
  • Einfügung der Verzögerungsleitung T1 und des Abschlusswiderstands Rdl. Diese letzte Modifikation hat den Zweck, die Abtastverzögerung der Regelschaltung zu simulieren.

Zwischen dem Zeitpunkt, zu dem die Schaltung ihren Zustand wechseln sollte, und dem tatsächlichen Zustandswechsel existiert immer eine gewisse Verzögerung. Da die durchschnittliche Verzögerungszeit einer halben Schaltperiode entspricht, wird eine Verzögerungsleitung mit genau dieser Zeitkonstante eingefügt und mit einem Abschlusswiderstand von 50 Ω versehen.

Bild 3: Die gemessene Bandbreite der Regelschleife liegt bei einem Drittel der Schaltfrequenz Bild 3: Die gemessene Bandbreite der Regelschleife liegt bei einem Drittel der Schaltfrequenz

Bild 3 gibt die gemessene Schleifenverstärkung des in Bild 1 dargestellten Netzteils wieder. Die Schaltfrequenz des Netzteils beträgt 600 kHz, sodass die nahe 200 kHz liegende Durchtrittsfrequenz ungefähr ein Drittel der Schaltfrequenz ausmacht. Bei einem derart großen Verhältnis zwischen Schalt und Durchtrittsfrequenz darf die Phasenverzögerung des Modulators nicht vernachlässigt werden. Bei 300 kHz (der halben Schaltfrequenz) bewirkt die Abtastverzögerung immerhin eine Phasenverzögerung von 90°.

 

Bild 4: Die zusätzlich eingefügte Verzögerungsleitung verbessert die Genauigkeit des Modells bei hohen Frequenzen Bild 4: Die zusätzlich eingefügte Verzögerungsleitung verbessert die Genauigkeit des Modells bei hohen Frequenzen

Bild 4 zeigt die Simulationsergebnisse für Schleifenverstärkung und Phasengang. Es werden zwei Gruppen mit je zwei Kurven erzeugt, nämlich Verstärkung und Phasengang jeweils vor und nach der Verzögerungsleitung. Simulierte und gemessene Verstärkung zeigen eine gute Übereinstimmung, während der Phasengang ohne Verzögerungsleitung deutlich von der gemessenen Kurve abweicht. Die signifikante Abweichung im Phasengang beginnt bei etwa einem Zehntel der Schaltfrequenz und steigt bis zur Durchtrittsfrequenz auf rund 65° an.

Durch Hinzufügen der Verzögerungsleitung erreicht man, dass Verstärkungs und Phasengang gut korrelieren. Wenn man die Durchtrittsfrequenz weiter an die Schaltfrequenz annähert, wird das Einfügen der Verzögerungsleitung in das Modell immer wichtiger, um zu gewährleisten, dass die Simulationsergebnisse den realen Messungen entsprechen.

Zusammenfassend ist zu sagen, dass sich die Regelschleife eines Netzteils ohne weiteres mit einfachen spannungsgesteuerten Stromquellen nachbilden lässt. Im vorliegenden Design wurden die spannungsgesteuerten Stromquellen zur Modellierung des Transkonduktanzverstärkers und des Leistungsverstärkers genutzt. Ebenso hätte man jedoch spannungsgesteuerte Spannungsquellen zum Modellieren der Voltage-Mode-Regelung verwenden können.

Wichtig ist es, auch die Werteverschiebungen zu modellieren, die in Kondensatoren durch Vorspannungen und in Drosseln durch Ströme hervorgerufen werden. Auch sollten Abtastverzögerungen mit Verzögerungsleitungen nachgebildet werden, wenn man beabsichtigt, die Regelschleife des Netzteils bei einer Frequenz zu schließen, die größer als ein Zehntel der Schaltfrequenz ist. Beachtet man diese einfachen Regeln beim Design eines Netzteils, reduziert sich der Zeitaufwand für die Fehlersuche beim Bau der Hardware im Labor.

Runderneuerung für das Steckernetzteil

Möglich war dies mithilfe einer fortschrittlichen Schaltungstopologie und ausgeklügelter Regelungsmethoden. Der im lückenden Betrieb arbeitende Sperrwandler ist die populärste Topologie für Ladegeräte mit einer Leistung von 5 bis 10 W . Aus ihm ging der Quasiresonanz-Sperrwandler hervor, der einige Schaltverluste reduziert. Im lückenden Sperrwandler traditioneller Art ist die Schaltfrequenz stets konstant, und das Controller-IC variiert lediglich den Spitzenstrom im Leistungsübertrager.

Bild 1: Zur Verringerung der CU²-Verluste schalten Quasiresonanz-Sperrwandler den FET nur ein, wenn dessen Drainspannung ihr Minimum erreicht.  (Bild: TI) Bild 1: Zur Verringerung der Schaltverluste schalten Quasiresonanz-Sperrwandler den FET nur ein, wenn dessen Drainspannung ihr Minimum erreicht.

Somit gelangt pro Schaltzyklus jeweils eine bestimmte Energiemenge an den Verbraucher. Der Signalverlauf an der Drain des Leistungsschalters ist in Bild 1 zu sehen. Während des Ladeintervalls (dies ist jener Teil des Schaltzyklus, in dem die Spannung 0 V beträgt) wird Energie in der primärseitigen Induktivität gespeichert.

Sobald der Leistungsschalter abschaltet, fließt die Energie an die Sekundärseite, wo sie im Ausgangskondensator gespeichert und schließlich an den Verbraucher abgegeben wird. Ist der Leistungsübertrager entmagnetisiert, bricht die Drainspannung des FET zusammen und oszilliert um die Eingangsspannung. Nach dem traditionellen Verfahren wird der FET im nächsten Schaltintervall des FET eingeschaltet.

Dies geschieht unabhängig von der Drainspannung, die ihren Minimal- oder Maximalwert haben oder irgendwo dazwischen liegen kann. Die Verluste durch das Schalten dieser Spannung können beträchtlich sein und nicht selten eine Wirkungsgradeinbuße von 2 bis 3 % bewirken. Quasiresonanz-Sperrwandler minimieren die Schaltverluste, indem sie den FET nur dann einschalten, wenn die Drain-Spannung gerade ein Minimum aufweist.

Bild 2: Die Regelung des primärseitigen Spitzenstroms und die Frequenzmodulation ergeben einen höheren Wirkungsgrad über den Ausgangsleistungsbereich.  (Bild: TI) Bild 2: Die Regelung des primärseitigen Spitzenstroms und die Frequenzmodulation ergeben einen höheren Wirkungsgrad in Abhängigkeit von der Ausgangsleistung.

Neuere Regelungsmethoden beschränken sich jedoch nicht nur auf dieses ‚Valley-Switching‘. Bild 2 veranschaulicht, wie zwei Parameter (nämlich die Schaltfrequenz und der primärseitige Spitzenstrom) zum Regeln der Ausgangsspannung variiert werden. Bei voller Leistung wird der Wandler mit maximalem Spitzenstrom und maximaler Schaltfrequenz betrieben. Da sowohl die Ausgangsleistung als auch die Schaltverluste von der Schaltfrequenz des Wandlers abhängen, verläuft der Wirkungsgrad in dieser Betriebsart nahezu flach. Da das Valley Switching nach wie vor genutzt wird, ist die Schaltfrequenz des Wandlers nicht konstant.

Das Einschalten des Leistungs-FET erfolgt jeweils beim Minimum der Drainspannung, was eine durchschnittliche Schaltfrequenz wie in Bild 1 ergibt. Die Schaltfrequenz darf wegen der möglichen Geräuschentwicklung allerdings nicht beliebig reduziert werden, denn das Schalten des Wandlers kann in induktiven Bauelementen und Keramik-Kondensatoren zu hören sein. In vielen Fällen kann ein Absenken der Frequenz unter 10 bis 20 kHz unerwünscht sein, sodass man ein anderes Regelungskonzept vorzieht. Zum Regeln der Ausgangsspannung bei niedriger Ausgangsleistung wird hier bei Erreichen der vorgegebenen Mindestschaltfrequenz der Spitzenstrom im primärseitigen FET geregelt.

Bild 3: Ein fortschrittliches Controller-IC kommt dank primärseitiger Spannungsabtastung ohne Optokoppler aus.  (Bild: TI) Bild 3: Ein fortschrittliches Controller-IC kommt dank primärseitiger Spannungsabtastung ohne Optokoppler aus.

Bild 3 zeigt das typische Schaltbild eines 5-W-Ladegeräts mit universeller Eingangsspannung. Die recht einfache Schaltung benötigt weder eine Referenz noch einen Optokoppler zum Regeln der Ausgangsspannung. Als Rückkoppelinformation wird die an die primäre Bias-Wicklung reflektierte Ausgangsspannung verwendet. Die in Bild 1 gezeigte FET-Drainspannung spiegelt die Bias- und die Ausgangsspannung wieder.

Wenn die Drainspannung ansteigt, wird sie von der Ausgangsspannung zuzüglich der diodenbedingten und ohmschen Spannungsabfälle auf der Sekundärseite bestimmt. Die Drainspannung nimmt linear ab, während die reflektierte Induktivität über die Ausgangsdiode entladen wird. Wenn die Leitphase der Diode endet, entsprechen diese Spannung und die Spannung an der Bias-Wicklung der Ausgangsspannung zuzüglich eines Dioden-Spannungsabfalls. Die um diese reflektierte Spannung gebildete Regelschleife ergibt eine hinreichende Regelgenauigkeit von 3 bis 5 %.

Eine zusätzliche Herausforderung entsteht, wenn die Spannungsregelgenauigkeit von Wandlern dieser Art verbessert werden soll. Da das zu ladende Gerät über ein Kabel angeschlossen ist, kann der Spannungsabfall entlang dieses Kabels bei voller Ausgangsleistung erheblich sein. In der hier vorliegenden Implementierung schätzt der Controller die Ausgangsleistung anhand des Spitzenstroms im Leistungsschalter, sodass die Ausgangsspannung eingestellt werden kann, um den Spannungsabfall entlang des Kabels zu kompensieren.

Bild 4: Eine hohe Schaltfrequenz und fortschrittliche Regelungsmethoden verleihen diesem Offline-Ladegerät für Mobiltelefone minimale Abmessungen und geringste Verluste.  (Bild: TI) Bild 4: Eine hohe Schaltfrequenz und fortschrittliche Regelungsmethoden verleihen diesem Offline-Ladegerät für Mobiltelefone minimale Abmessungen und geringste Verluste. (Bild: TI)

Die reale Umsetzung der Stromversorgungsschaltung ist in Bild 4 zu sehen. Eine hohe Schaltfrequenz und fortschrittliche Regelungsmethoden führen zu erheblichen Verbesserungen gegenüber früheren Steckernetzteilen. Anstatt einer fest vorgegebenen Eingangsspannung ist die Schaltung jetzt für alle gängigen Netzspannungen geeignet, und die früher bei 1 W liegende Leistungsaufnahme ohne Last ist auf unter 30 mW gesunken.

Der vormals im Bereich von 50 % angesiedelte Wirkungsgrad beträgt jetzt mit Diodengleichrichtung ca. 80 % und mit Synchrongleichrichtung mehr als 85 %. Auch die Abmessungen und die Formgestaltung wurden deutlich verbessert.

Mithilfe fortschrittlicher Schaltungstechniken war es somit möglich, die einst recht klobigen Mobiltelefon-Ladegeräte zu unauffälligen, von einem herkömmlichen Stecker kaum zu unterscheidenden Produkten weiterzuentwickeln. Auch die Verlustleistung konnte deutlich verringert werden.

Angesichts der fast zwei Milliarden Mobiltelefone, die jährlich neu in die Hände der Konsumenten gelangen, ergibt dies eine Energieersparnis, die der Kapazität von ein paar Dutzend Kraftwerken entspricht. Genauere Informationen über einige neue Ladegeräte-Designs gibt es auf www.ti.com/pmp4335-ca, www.ti.com/pmp7389-ca und www.ti.com/pmp8286-ca.

Das Routing schneller JESD204B-Verbindungsleitungen

Der serielle Schnittstellenstandard JESD204B für A/D- und D/A-Wandler unterstützt eine maximale Übertragungsgeschwindigkeit von 12,5 GBit/s pro Leitung (Lane Rate). Da bei A/D- und D/A-Wandlern Daten über mehrere JESD204B-Leitungen übertragen werden, kann die Komplexität, die bei der Einhaltung der Signalintegrität entsteht, zur Herausforderung für Systementwickler führen.

Bei einer JESD204B-Schnittstelle verhält sich jeder Übertragungskanal als Tiefpassfilter. Diese Eigenschaft ist auf parasitäre Kapazitäten zurückzuführen, die zwischen den Leiterplattenverbindungen und dem dielektrischen Material des Boards entstehen. Die Transmitter PHY-Kompensationsmethoden (Channel Compensation, Bild 1), bekannt unter den Bezeichnungen Pre-Emphasis und De-Emphasis, bewirken bei der Übertragung von Daten einen annähernd flachen Frequenzverlauf und können das Risiko von Bit-Fehlern verringern.

Pre-Emphasis

Ein normaler, unveränderter Kanal weist eine Eckfrequenz auf, die sich relativ zur Verbindungslänge und je nach Leiterplattenmaterial verändert. Ein Kanal mit Pre-Emphasis hebt hohe Frequenzen an und verhält sich wie ein Hochpassfilter. Durch diese Eigenschaft werden die Verluste, die durch Anheben des Signals über den Nennspannungspegel (Uss) entstehen, kompensiert.

Damit ist das Systemverhalten auf dem Pre-Emphasis-Kanal aufgrund der Verstärkung der hochfrequenten Daten ausgewogen. Ein Kanal mit Pre-Emphasis weist gegenüber einem ohne Pre-Emphasis bei bestimmten Bit-Übergängen ein größeres Signal auf und bewirkt eine HF-Anhebung. Dies schwächt die Einflüsse niederfrequenter Eckfrequenzen ab und ermöglicht die Übertragung von Daten über weitere Distanzen.

De-Emphasis

De-Emphasis normalisiert das Signal, so dass Uss für alle Bit-Breiten gleich bleibt. Dies geht zu Lasten einer niedrigeren Uss bei bestimmten Bit-Übergängen, wie durch eine „Data Look-Ahead“ Methode vorgegeben. Ein Kanal mit De-Emphasis hat eine geringeren Signal-Nennspannungspegel als das Original bei bestimmten Bit-Übergängen.

De-Emphasis kann Inter-Symbol-Interferenzen kompensieren, die bei „Runt Pulses“ auftreten können. Diese neigen dazu, bei einem Augendiagramm die ersten Maskenverletzungen (Mask Violations) zu zeigen.

Equalization

JESD204B Receiver Equalization sorgt für eine HF-Anhebung der Eckfrequenz des Kanals. Pre-Emphasis- und De-Emphasis-Methoden verlangen Kenntnisse bezüglich künftiger Übergänge der eintreffenden Daten, die am PHY-Empfänger nicht zur Verfügung stehen. Stattdessen ist der Equalization-Block am Empfänger ein Hochpassfilter, der die von der Tiefpassfrequenz abhängigen Einflüsse des Kanals kompensiert.

JESD204B-Sender und -Empfänger mit Emphasis und Equalizern können kombiniert werden, um im Gegensatz zur ausschließlichen Nutzung von Emphasis am Sender oder Equalization am Empfänger die Einfügedämpfung gemeinsam auszudehnen.

A/D-Wandler für hohen Dynamikbereich – Sukzessive Approximation oder Sigma/Delta?

Antwort: Leistungsstarke Signalketten für die Datenerfassung, die in Industrie-, Messtechnik- und Medizingeräten eingesetzt werden, verlangen einen großen Dynamikbereich und hohe Genauigkeit. Der Dynamikbereich eines A/D-Wandlers lässt sich mit einem PGA (Programmable-Gain Amplifier) vergrößern. Alternativ kann man mit mehreren parallel geschalteten ADCs arbeiten und digitale Nachbearbeitung nutzen, um das Ergebnis zu mitteln.

Doch diese Methoden können sich aufgrund von Entwicklungsvorgaben hinsichtlich Leistungsaufnahme, Platzbedarf und Kosten als nicht praktikabel erweisen. Mit Überabtastung (Oversampling) kann ein A/D-Wandler bei niedrigen Kosten einen hohen Dynamikbereich erreichen. Zugleich lassen sich Herausforderungen hinsichtlich Platzbedarf, Wärmeentwicklung und Leistungsaufnahme adressieren.

Überabtastung erfolgt, indem man das Eingangssignal mit einer wesentlich höheren Frequenz als die Nyquist-Frequenz abtastet (die doppelte Signalbandbreite), um das SNR (Signal-to-Noise Ratio) und die effektive Bitzahl (ENOB) zu erhöhen. Wird der A/D-Wandler überabgetastet, verteilt sich das Quantisierungsrauschen so, dass sein größter Teil außerhalb der relevanten Bandbreite liegt. Daraus resultiert ein höherer gesamter Dynamikbereich bei niedrigen Frequenzen. Das Rauschen außerhalb der relevanten Bandbreite kann durch digitale Nachverarbeitung eliminiert werden.

Das OSR (Oversampling Ratio) ist die Abtastrate dividiert durch die Nyquist-Frequenz. Die Verbesserung des Dynamikbereichs (DR) aufgrund von Oversampling ist DR = log2 (OSR) × 3 dB. Zum Beispiel sorgt ein Oversampling des A/D-Wandlers um einen Faktor von 4 für einen um 6 dB höheren Dynamikbereich oder für ein zusätzliches bit an Auflösung.

Oversampling ist in den meisten Sigma/Delta-ADCs mit integrierten Digitalfiltern implementiert, bei denen die Modulator-Taktfrequenz typischerweise 32 bis 256 Mal die Signalbandbreite beträgt. Sigma/Delta-ADCs sind jedoch für Anwendungen nicht geeignet, die ein schnelles Umschalten zwischen den Eingangskanälen verlangen. Die SAR-Architektur weist weder Latenz, noch Pipeline-Verzögerungen auf. Dies ermöglicht sehr schnelle Steuerschleifen und ein schnelles Umschalten zwischen Eingangskanälen. Außerdem erlaubt der hohe Durchsatz der SAR-Architektur Oversampling.

Obwohl beide ADC-Topologien niederfrequente Signale exakt messen können, skaliert der Energieverbrauch eines SAR-A/D-Wandlers mit der Durchsatzrate. Dies reduziert die Leistungsaufnahme um mindestens 50% verglichen mit Sigma/Delta-ADCs, die normalerweise eine feste Menge an Energie verbrauchen. Der 18 Bit SAR-ADC AD7960 mit 5 MSample/s ist ein Beispiel für einen hohen Durchsatz bei linearer Leistungsskalierung.

Der einem SAR-ADC vorgeschaltete Tiefpassfilter minimiert Aliasing und reduziert Rauschen durch Begrenzung der Bandbreite. Das hohe Oversampling-Verhältnis und der Digitalfilter von Sigma/Delta-ADCs minimieren die Antialiasing-Anforderungen an ihren Analogeingängen. Außerdem reduziert Oversampling das Gesamtrauschen. Für weitere Flexibilität kann individuelle Digitalfilterung auch im FPGA durchgeführt werden.

Aufgrund ihres niedrigen Grundrauschens und ihrer hohen Linearität können Hochleistungs-SAR-ADCs eine erhöhte Bandbreite sowie hohe Genauigkeit liefern und diskrete Abtastung ermöglichen. Und das in einem kleinen Zeitfenster, das für schnelle Mess- und Steuerapplikationen erforderlich ist. Ihr hoher Durchsatz sowie der geringe Energieverbrauch und die kleinen Abmessungen helfen Entwicklern, Herausforderungen hinsichtlich Platzbedarf, Wärmeentwicklung und Leistungsaufnahme sowie weitere bei Systemen mit hohen Kanaldichten Anforderungen zu erfüllen. SAR-ADCs bieten auch das niedrigste Grundrauschen, bezogen auf das Vollausschlags-Eingangssignal. Daraus resultiert ein höheres SNR und eine ausgezeichnete Linearität. Doch im Gegensatz zu Sigma/Delta-ADCs können sie nicht 1/f-Rauschen in der Nähe von DC (50/60 Hz) unterdrücken.

SAR- und Sigma/Delta-ADCs bieten jeweils eigene Vor- und Nachteile. Entwickler von Datenerfassungssystemen müssen stets Kompromisse bezüglich Leistungsfähigkeit, Geschwindigkeit, Platzbedarf, Leistung und Kosten eingehen.

Autor: Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.

Bewegungsschalter mit geringem Strombedarf schützt Festplatten

In Bild 1 ist die Grundschaltung dargestellt, die durch einen zweiten, programmierbaren Ausgang sowie die SPI Schnittstelle erweitert werden kann.

Bild 1: Grundschaltung des Bewegungsschalters(Bild: Analog Devices)
Bild 1: Grundschaltung des Bewegungsschalters (Bild: Analog Devices)

Das Herzstück der Schaltung ist ein MEMS (Mikroelektromechanisches System) basierter Beschleunigungsaufnehmer mit drei Achsen. Dieser Baustein, der ADXL362 von Analog Devices, hat in Kombination mit dem ADP195 einen Ruhestrom von 300 nA, bei aktiviertem Leistungsschalter sind es weniger als 3 µA. Der Sensor des Beschleunigungsaufnehmers arbeitet kapazitiv. In Ruhestellung sind die Abstände des beweglichen Aufnehmers zum nicht beweglichen Teil gleich groß (Mittelstellung). Findet eine Bewegung oder Lageänderung statt, ändern sich die Abstände und damit die Spannung am kapazitiven Spannungsteiler.

Die bewegliche Masse wird über Polysilizium-Federn im Gleichgewicht gehalten. Eine Kraft auf diese Masse, die durch die Erdanziehung oder eine Bewegung verursacht werden kann, verursacht eine Kapazitätsänderung zwischen beweglicher Masse und der festen Struktur. Das hieraus gewonnene Signal wird verstärkt, gefiltert und durch einen ADC gewandelt. Dieser Wert wird mit voreingestellten Schwellwerten verglichen und wie in der Beispielschaltung, an INT2 ausgegeben. Das Signal geht dann auf den Eingang des Leistungsschalters ADP195, um die Last (z.B. ein Sendemodul) zu versorgen.

Die Spannungsversorgung der Schaltung ist im Bereich von 1,6 V bis 3,5 V möglich, was in bestimmten Fällen direkt aus der Batterie erfolgen kann. Für die Funktion wird kein Mikroprozessor benötigt, da der MEMS im Stand-Alone-Modus betrieben wird. So erkennt der Baustein sowohl eine Bewegung die einen absoluten Beschleunigungswert überschreitet als auch eine relative Änderung der Beschleunigung. Im absoluten Modus prüft der Baustein ob der Wert von 1 g auf einer Achse überschritten wird. Dabei ist Vorsicht geboten, da der Wert der Erdanziehung (1g) mit in die Auswertung einfließt.

Der referenzierte (relative) Modus reagiert nur auf eine Änderung der Beschleunigung. Dazu werden die ersten Daten als Referenzwert gespeichert. Anschließend werden alle Änderungen mit dieser Referenz verglichen. Wichtig ist bei beiden Modi die Zeit, in der die Änderungen über der eingestellten Grenze liegen müssen. Die Zeit für Aktivität (Aufwachen) und Inaktivität (Ruhemodus) kann in Registern eingestellt werden. Der Arbeitsbereich des Sensors ist einstellbar für ±2 g, ±4 g und ±8 g. Neben der Messung von Beschleunigung kann der Sensor auch Temperaturen mit einer absoluten Genauigkeit von ±0,5°C Messen und über die SPI Schnittstelle ausgeben. Um den Stromverbrauch auch im Betrieb mit Mikroprozessor zu minimieren, ist ein 512-Bit-FIFO implementiert, der Daten über einem einstellbaren Grenzwert zwischenspeichert.

Eine Anwendung des Sensors ist die Freifallerkennung, wie sie in Notebook-Festplatten eingebaut ist. In diesem Fall müssen alle drei Achsen eine Beschleunigung nahe 0 g aufweisen, da die Erdanziehung im freien Fall nicht auf den Sensor wirkt. Typische Einstellungen sind 300 mg bis 600 mg und Inaktivitäten von 150 ms bis 350 ms.

Den ADP2370 als LED-Treiber nutzen

Die Leuchtstoffröhre in meiner batteriegespeisten Campinglampe war ausgefallen. Eine neue war nicht verfügbar. So beschloss ich, die defekte Leuchtstoffröhre durch mehrere weiße 1-W-LEDs zu ersetzen. Die beste Möglichkeit zum Treiben der LEDs ist es, einen allgemein verfügbaren integrierten Abwärtswandler zu verwenden.

Moderne LEDs mit hoher Leistung sind effizienter und erreichen eine längere Lebensdauer als Glühlampen oder kompakte Leuchtstoffröhren. Ferner entfällt bei LEDs das die Augen ermüdende Flackern. Dies macht LEDs gegenüber Leuchtstofflampen weit überlegen.

Dieser Analogtipp beschreibt, wie der Abwärtswandler ADP2370 mit einstellbarer Ausgangsspannung den LED-Strom aus zahlreichen Energiequellen regelt, um einen einfachen, robusten und hocheffizient dimmbaren LED-Treiber zu realisieren.

LED-Treiber mit geregeltem Strom

Geregelter LED-Treiber mit dem ADP2370 (Bild: ADI)
Quelle: Redaktion Elektronikpraxis
Geregelter LED-Treiber mit dem ADP2370

Abwärtswandler wie der ADP2370 setzen normalerweise eine Eingangsspannung auf eine niedrigere Ausgangsspannung herunter. Die LED-Treiber-Schaltung in Bild 1 nutzt den ADP2370 jedoch, um statt einer Ausgangsspannung den LED-Strom zu regeln.

Die Widerstände R7 und R8 dienen als Last und als Strommesswiderstände. R6 und R9 mitteln die Strommessspannungen am Eingang von Operationsverstärker U2 und gleichen die LED-Ströme aus. Der Verstärker U2 verstärkt die Spannung über dem Strommesswiderstand mit der durch R2 und R3 eingestellten Verstärkung. Außerdem treibt er den Eingang FB des ADP2370 und bewirkt somit eine Regelung des LED-Stromes. Eine Verstärkung von 5,32 stellt den Strom in jeder LED auf etwa 320 mA ein.

R4, R5, R6 und R9 stellen eine Dimmerfunktion bereit. Eine Verringerung des Wertes von R4 bewirkt, dass die Strommessspannung einen geringfügigen Offset über 0 V erhält. Dies reduziert den LED-Strom. Ein Fotosensor könnte R4 ersetzen, um die LEDs in Abhängigkeit von der Intensität der Umgebungsbeleuchtung zu dimmen.

Ein Übertemperaturschutz lässt sich implementieren, indem man R4 durch einen NTC-Thermistor ersetzt oder R4 einen NTC-Thermistor parallel schaltet. So wird der Treiberstrom reduziert, sobald die LEDs eine bestimmte Temperatur übersteigen. Thermistor und LEDs müssen für genaue Temperaturmessungen einen guten thermischen Kontakt aufweisen.

Ab jetzt trinken wir nur noch Bier…

Ganz davon abgesehen, dass Bier uns auf Dauer dehydrieren würde, muss man wissen, dass die Bierproduktion fünf Liter Wasser für jeden Liter gebrauten Bieres verbraucht. Und in dieser Schätzung ist das Wasser, das für den Anbau der für das Brauen benötigten Zutaten aufgewendet werden muss, noch nicht einmal enthalten. Das Fazit lautet deshalb schlicht: kein Wasser – kein Bier.

Bei näherer Betrachtung fällt auf: ganz gleich, was man produziert – Wasser wird immer benötigt. Nicht nur wir Menschen brauchen täglich Wasser um zu duschen, unser Essen zuzubereiten und unsere Wäsche zu waschen, sondern auch so gut wie jede Produktion. Wussten Sie beispielsweise, dass für die Herstellung Ihres Computers nahezu 7.000 Liter Wasser nötig waren oder dass das in der Halbleiterproduktion verwendete Wasser größtenteils von höchster Reinheit ist?

Fakt ist, dass wir als Lebewesen auf Wasser angewiesen sind. Das sollte allerdings kein Grund sein, in Traurigkeit zu verfallen und nicht mehr weiterzulesen. Obwohl ich mich selbst als Umweltschützer bezeichnen möchte, mag auch ich die Berichte zum Thema Umwelt nicht mehr hören, denn sie geben mir ein Gefühl der Hilflosigkeit und scheinen niemals ein Happy End zu haben. In dem Fall, um den es hier geht, verspreche ich aber, dass die Geschichte gut ausgehen kann. Unsere Wasserprobleme sind allerdings so massiv, dass es zu ihrer Lösung einer Menge neuer Herangehensweisen und innovativer Lösungen bedarf.

Einer der Bereiche, die es in Angriff zu nehmen gilt, ist die Wasserversorgungs-Infrastruktur. Ein Drittel der US-amerikanischen Versorgungsunternehmen berichtet von einer auf Lecks in den Wasserversorgungssystemen zurückzuführenden Verlustquote von mehr als 40 % des gesamten Frischwassers pro Jahr. Lecks in den großen Versorgungsleitungen sind hieran ebenso beteiligt wie Leckagen in den einzelnen Haushalten. Stellen Sie sich nur einmal vor, bei einem anderen Gebrauchsgut (z.B. Benzin) gäbe es einen Verlust von 40 %. Wir würden die hieraus resultierenden überhöhten Rechnungen sowie die Verschwendung und die Umweltverschmutzung keinesfalls hinnehmen. Nur ausgerechnet beim Wasser, das doch eigentlich unsere wertvollste Ressource ist, stecken wir den Kopf in den Sand und bleiben tatenlos.

Eine Möglichkeit, das von Leckagen geplagte Wasserversorgungssystem zu korrigieren, ist eine bessere Verbrauchsmessung. Die in Amerika üblichen mechanischen Wasserzähler aber sind nur unzureichend in der Lage, Durchflüsse von weniger als 30 Litern pro Stunde zu erfassen. Schlimmer noch ist, dass sich die Genauigkeit der mechanischen Zähler im Laufe der Zeit verschlechtert, weil die mechanischen Teile zunehmend verschleißen. Dabei gibt es heute eine bessere Technik um Wasser-Durchflussmengen zu messen, nämlich mit Ultraschall. Zähler auf Ultraschallbasis messen zehnmal genauer als mechanische Zähler. Die 45.000 Liter Wasser, die in einem durchschnittlichen US-amerikanischen Haushalt jährlich verlorengehen, entsprechen einer Menge von 5 Litern in der Stunde – zu wenig also, um von einem mechanischen Zähler erfasst zu werden, aber ganz klar innerhalb des Messbereichs von Ultraschallzählern. Die Messung auf Ultraschallbasis kommt zudem ohne bewegliche Teile aus, sodass hier kein Verschleiß auftritt.

Ultraschall klingt gut, aber hat diese Geschichte nicht auch einen Haken? Teurer müssten diese Zähler eigentlich nicht sein, da sich die Ultraschallmessung im Laufe der Zeit mehr als bezahlt macht. Wenn Versorgungsunternehmen die Ultraschallzähler in einer automatisierten Wasserzähler-Infrastruktur einsetzen, können sie Leckagen erkennen und die Mengen in Rechnung stellen, die ihnen heute noch entgehen. Sie könnten also ihre Einnahmen steigern und überdies ihre Verteilungs-Infrastruktur straffen. Bei geschätzten Kosten von 1,50 US-Dollar für 4500 Liter Wasser könnten die Versorger pro Kunde 15 US-Dollar mehr im Jahr einnehmen. Abhängig davon, was die Zähler in größeren Stückzahlen kosten, sollten sich diese Investitionen für die Versorgungsunternehmen relativ rasch rechnen. Dies ist günstig für die Wasserversorger, und wir alle hätten eine Zähler-Infrastruktur, die jahrzehntelang präzise und zuverlässig arbeiten würde.

Bild 1: Blockdiagramm des MAXREFDES70# Bild 1: Blockdiagramm des MAXREFDES70#

Ich halte dies für eine sinnvolle Sache. Wenn Sie auch dieser Meinung sind, dann sehen Sie sich doch zum Beispiel einmal den Ultraschall-Wasserzähler MAXREFDES70# von Maxim an. Dieses Referenzdesign wurde entwickelt, um Zählerhersteller darin zu unterstützen, schnell und unkompliziert eine Schaltung zu entwickeln und um die Kosten für verschiedene Zählertypen zu senken.

Spannungsreferenz mit zwei Ausgängen

Bild 1: Prinzipschaltung für Erzeugung von Uref/2(Bild: ADI) Bild 1: Prinzipschaltung für Erzeugung von Uref/2 (Bild: ADI)

Die meisten Referenzen haben jedoch nur eine feste Ausgangsspannung, was für viele Anwendungen ausreichend ist. Es gibt aber auch Anwendungen, in denen man eine zweite Referenzspannung benötigt, die den halben Betrag der eigentlichen Referenz aufweist. Dies ist zum Beispiel bei differenziellen Treiberbausteinen der Fall, bei denen der A/D-Wandler nicht die Common-Mode-Spannung für den Treiber zur Verfügung stellt. Eine einfache Möglichkeit, diese Referenzspannung zu realisieren, ist in Bild 1 dargestellt.

Die Schaltung besteht aus einer sogenannten „Ultralow Noise XFET (eXtra implanted junction FET) Voltage Reference“ vom Typ ADR431 mit einer Referenzspannung von 2,5 V. Die Referenz kann bis zu 30 mA treiben und arbeitet als Senke bis 20 mA. Wichtige Parameter sind unter anderem die Genauigkeit, der Temperaturkoeffizient und das Rauschen.

In der in Bild 1 gezeigten Schaltung wird ein präziser Differenzverstärker (AD8274) mit integrierten Widerständen als nicht invertierender Verstärker in der Konfiguration G=0,5 eingesetzt. Die integrierten Widerstände sind dafür verantwortlich, dass der Temperaturkoeffizient nur maximal 2 ppm/°C beträgt. Dieser Verstärker halbiert die Eingangsspannung und erzeugt damit eine Spannung, die eine vergleichbare Qualität wie die Referenzspannung aus dem ADR431 besitzt.

Der Referenzeingang eines SAR-ADC stellt für die Referenzspannungsquelle eine dynamische, kapazitive Last dar. Die Frequenz berechnet sich aus der Anzahl der zu wandelnden Bits multipliziert mit der Abtastfrequenz des Wandlers. Das Bit mit der höchsten Wertigkeit (MSB, most significant bit) benötigt hier den größten Strom.

Bild 2: Prinzip einer XFET-Referenz (Bild: ADI)
Bild 2: Prinzip einer XFET-Referenz (Bild: ADI)

Aus diesem Grund sollte eine Bandgap- oder XFET-Referenz, die einen internen Puffer-Verstärker besitzen kann, gewählt werden. Alternativ kann ein externer Operationsverstärker zum Einsatz kommen.

Das Ziel ist es einen maximalen Spannungseinbruch der Referenz von der Hälfte des kleinsten Bits (LSB, least significant bit) zu erreichen. Die Bandbreite des Operationsverstärkers sollte mindestens sein:

Bandbreite (G=1) = Wandelrate * Auflösung

Wichtige Eigenschaften für einen Puffer sind: Er muss mit einer Verstärkung von 1 stabil betrieben werden können (Spannungsfolger), er muss große kapazitive Lasten treiben können (in der Regel größer als 1000 pF) und er sollte eine niedrige Ausgangsimpedanz über den nötigen Frequenzbereich besitzen.

Tabelle 1: Parameter der Referenz ADR431 und des Differenzverstärkers AD8274
Tabelle 1: Parameter der Referenz ADR431 und des Differenzverstärkers AD8274

Die ADR431 kann hohe kapazitive Lasten treiben, allerdings sollte dann eine externe Kompensation erfolgen, um das Rauschen bei höheren Frequenzen zu minimieren. Empfohlene Werte für R und C sind 82 kOhm in Reihe mit 10 nF von Pin7 (Comp) zum Ausgang (Pin6). Mit diesen Werten lassen sich kapazitive Lasten bis zu 50 µF treiben, ohne eine wesentliche Verschlechterung der Ausgangsspannung zu erzielen.

Noch ein Wort zur Langzeitdrift. Offset und Temperaturkoeffizient können mit einer einmaligen Kalibrierung minimiert werden; bei der Langzeitdrift sind zyklische Kalibrierungen nötig. Die Referenz ADR431 hat eine Langzeitdrift von 40 ppm (über 1000 Stunden). Die ersten 200 Stunden ändert sich der Wert am stärksten, danach sind die Änderungen relativ gering.

Die weiteren Änderungen können in beide Richtungen gehen, d.h. ins Positive und ins Negative. Ein grobe Faustformel besagt, die Änderung der nächsten 1000 Stunden sind geringer als ein Viertel der Änderungen des vorangegangenen Zeitraums, die Referenz wird „ruhiger“.

Achten Sie auf die parasitären Elemente von Kondensatoren

Bild 1 zeigt die grundlegenden parasitären Effekte eines Kondensators, nämlich den effektiven Serienwiderstand (ESR) und die effektive Serieninduktivität (ESL). Außerdem ist die Impedanz von Keramik-, Aluminiumelektrolyt- und Aluminium-Polymer-Kondensatoren – den drei wichtigsten Kondensatorbauarten – als Funktion der Frequenz grafisch dargestellt. Die Werte, auf deren Basis die Kurven erzeugt wurden, sind in Tabelle 1 aufgeführt. Es handelt sich dabei um typische Werte, wie man sie in synchronen Abwärtswandlern für niedrige Spannungen (1  bis 2,5 V) und eine mittlere Stromstärke (5 A) vorfindet.

 

Tabelle 1: Ein Vergleich der drei Kondensatorbauarten zeigt, dass alle Varianten ihre spezifischen Stärken haben. (Bild: TI) Tabelle 1: Ein Vergleich der drei Kondensatorbauarten zeigt, dass alle Varianten ihre spezifischen Stärken haben. (Bild: TI)

Bei niedrigen Frequenzen gibt es bei keinem der drei Kondensatortypen Anzeichen für parasitäre Effekte, denn die Impedanz wird hier eindeutig nur von der Kapazität bestimmt. Doch schon bei einer relativ geringen Frequenz geht die Impedanz des Aluminiumelektrolyt-Kondensators nicht weiter zurück und wird zunehmend resistiv. Diese resistive Charakteristik bleibt dann bis zu einer relativ hohen Frequenz erhalten, von der an sich der Kondensator induktiv verhält.

Der Aluminium-Polymer-Kondensator ist der nächste, der in seinem Verhalten vom Ideal abzuweichen beginnt. Interessanterweise besitzt er einen niedrigen ESR, während der ESL zutage tritt. Der Keramik-Kondensator besitzt ebenfalls einen geringen ESR, doch wegen seiner kleineren Gehäuseabmessungen ist sein ESL-Wert geringer als der des Aluminiumelektrolyt- und des Aluminium-Polymer-Kondensators.

Bild 2: Der Kondensator und seine parasitären Elemente erzeugen in einem nicht lückenden, synchronen Buck-Schaltregler verschiedene Welligkeitsspannungen. (Bild: TI) Bild 2: Der Kondensator und seine parasitären Elemente erzeugen in einem nicht lückenden, synchronen Abwärtswandler verschiedene Welligkeitsspannungen. (Bild: TI)

Bild 2 zeigt die (simulierten) Spannungen am Ausgangskondensator eines nicht lückenden, synchronen Abwärtswandlers mit einer Schaltfrequenz von 500 kHz. Dabei werden die dominanten Impedanzen der drei Kondensatoren in Bild 1 zugrunde gelegt – die Kapazität im Fall des Keramik-Kondensators, der ESR im Fall des Aluminium-Elkos und die ESL im Fall des Aluminium-Polymer-Kondensators.

Die rote Kurve gibt die Spannung am Aluminiumelektrolyt-Kondensator wieder, dessen Impedanz durch den ESR dominiert wird. Die Welligkeitsspannung steht hier in direktem Zusammenhang mit dem Welligkeitsstrom der Drossel. Die blaue Kurve zeigt die Welligkeitsspannung am Keramikkondensator, der durch geringe ESR- und ESL-Werte gekennzeichnet ist. Die Welligkeitsspannung ist hier das Integral des Welligkeitsstroms in der Ausgangsdrossel. Da der Welligkeitsstrom linear ist, führt dies zu einer Abfolge über die Zeit quadrierter Abschnitte und ergibt einen sinusförmigen Verlauf.

Die grüne Kurve schließlich zeigt die Welligkeitsspannung, wenn die Impedanz des Kondensators vom ESL-Wert dominiert wird, wie im Fall des Aluminium-Polymer-Kondensators. Hier bilden die Induktivität des Ausgangsfilters und die effektive Serieninduktivität des Kondensators einen Spannungsteiler.

Das Phasenverhältnis der gezeigten Signalverläufe entspricht den Erwartungen. Dominiert die ESL, eilt die Welligkeitsspannung dem Strom in der Induktivität des Ausgangsfilters vor, bei dominierendem ESR sind Welligkeitsspannung und Strom in Phase, und bei dominierender Kapazität eilt die Spannung nach. In der Realität wird die Welligkeitsspannung am Ausgang natürlich nicht ausschließlich von einem der drei Elemente bestimmt, sondern ist stets die Summe aller drei Einflüsse. Die Welligkeitsspannung wird deshalb alle drei Elemente widerspiegeln.

Bild 3: Zustandswechsel bei Sperrwandlern oder Boost-Wandlern (Bild: TI) Bild 3: Zustandswechsel bei Sperrwandlern oder Aufwärtswandlern (Bild: TI)

Bild 3 zeigt die Signalverläufe in einem weit im nicht lückenden Bereich arbeitenden Sperrwandler oder Aufwärtswandler, bei dem der Ausgangsstrom sowohl positives als auch negatives Vorzeichen annimmt und steile Zustandswechsel aufweist. Deutlich wird dies an der roten Kurve. Diese gibt die Spannung wieder, die das Produkt aus dem Strom und ESR ist. Es entsteht eine Rechteckwelle. Die Spannung am Kondensatorelement ist einfach das Integral einer Rechteckwelle, was ein lineares Lade- und Entladeverhalten ergibt (siehe die blaue Dreieckwelle).

Die Spannung an der effektiven Serieninduktivität des Kondensators schließlich kommt nur dann zum Tragen, wenn sich der Strom während eines Zustandswechsels ändert. Je nach der Steilheit, mit der sich der Ausgangsstrom ändert, kann diese Spannung recht hoch sein. Da die grüne Kurve hier durch zehn dividiert ist, wurde eine Stromanstiegszeit von 25 ns zugrunde gelegt. Diese erheblichen induktiv bedingten Spannungsspitzen sind einer der Gründe, weshalb Sperrwandler oder Aufwärtswandler häufig mit zweistufigen Filtern versehen werden.

Zusammenfassend ist festzustellen, dass die Impedanz des Ausgangskondensators hilft, das Welligkeits- und Einschwingverhalten festzulegen. Infolge der immer höher werdenden Schaltfrequenzen der Netzteile dürfen die parasitären Elemente der Kondensatoren nicht mehr vernachlässigt werden. Nahe 20 kHz wird der ESR von Aluminiumelektrolyt-Kondensatoren so groß, dass er die Impedanz des Kondensators dominiert, und bei 100 kHz werden einige Aluminium-Polymer-Kondensatoren induktiv. Wenn die Schaltfrequenz in den Megahertz-Bereich ansteigt, sollte die effektive Serieninduktivität bei allen drei Bauarten unbedingt im Blick behalten werden.