Alle Beiträge von Uwe Bröckelmann

Komparatoren und Operationsverstärker – nie sollen sie sich treffen!

Weil ein Operationsverstärker eben nicht genauso gut wie ein Komparator ist. Unser Rat an diejenigen, die versucht sind, einen Operationsverstärker als Komparator einzusetzen, deckt sich mit dem Ratschlag, den der Kasper aus dem Theater den Heiratswilligen gibt: „Tun Sie’s nicht!“ Da dieser gute Rat aber wahrscheinlich ebenso wenig beherzigt werden wird wie der vom Kasper, möchte ich hier ein paar Erläuterungen für diejenigen anfügen, die sich partout nicht umstimmen lassen wollen.

Komparatoren besitzen differenzielle Eingänge und einen Rail-to-Rail-Ausgang. Bei den Operationsverstärkern ist es genauso. Komparatoren haben einen geringen Offset, eine hohe Verstärkung und eine hohe Gleichtaktunterdrückung (Common Mode Rejection Ratio – CMRR), genau wie Operationsverstärker.

Aber: Komparatoren sind dafür konzipiert ohne Gegenkopplung zu arbeiten, Logikschaltungen anzusteuern, auch bei Übersteuerung mit hoher Geschwindigkeit zu arbeiten und mit hohen differenziellen Eingangsspannungen fertig zu werden. Während Operationsverstärker für den Betrieb mit Gegenkopplung und die Ansteuerung einfacher resistiver oder reaktiver Lasten konzipiert sind und nicht für ein rasches Erholen nach Übersteuerungen ausgelegt sind. Allerdings sind OpAmps billiger und werden oft in Vierund Sechsfach-Ausführung angeboten (sodass häufig einer übrig ist und geradezu darum bettelt, genutzt zu werden.) Nicht zuletzt bieten Operationsverstärker hinsichtlich der Offset- und Biasströme bessere Eigenschaften als die meisten Komparatoren.

Einen Operationsverstärker als Komparator einzusetzen, kann im Wesentlichen aus drei Gründen, die mit der Geschwindigkeit, der Fähigkeit zum Ansteuern von Logikschaltungen sowie verschiedenen Effekten der Eingangsstrukturen zusammenhängen, zu Problemen führen.

Während Komparatoren für den Betrieb mit großen Spannungsdifferenzen zwischen den Eingängen ausgelegt sind, werden OpAmps für den Betrieb mit Gegenkopplung und weitgehend gleichem Potenzial an beiden Eingängen entworfen. Schon bei einer differenziellen Eingangsspannung von wenigen Millivolt können die internen Schaltungen eines OpAmps in die Sättigung geraten. Die anschließende Erholungsphase kann sehr lang dauern und außerdem je nach dem Grad der Übersteuerung sowie von einem Baustein zum anderen stark variieren. Diese Schwankungen und Geschwindigkeitseinbußen aber können bei einem Komparator höchst unwillkommen sein.

Besitzt ein Operationsverstärker einen Rail-to-Rail-Ausgang und wird mit denselben Versorgungsspannungen betrieben wie die sättigende Logik, die er ansteuert (CMOS oder TTL), so bereitet die Schnittstelle keine Schwierigkeiten. Unterscheiden sich die Versorgungsspannungen für OpAmp und Logik jedoch, sind zusätzliche, unter Umständen recht komplexe Interface-Schaltungen erforderlich, um die richtigen Pegel zu erzeugen.

Noch etwas: Operationsverstärker besitzen meist eine hohe Impedanz und einen geringen Biasstrom am Eingang. Wird jedoch eine differenzielle Eingangsspannung von mehr als ein paar hundert Millivolt angelegt, kann sich dies ändern, und es kann zu den verschiedensten Arten nicht-idealen Verhaltens kommen. Größere Übersteuerungen können außerdem kleinere Schäden an den Eingangsstufen von Operationsverstärkers anrichten, die sich aufaddieren und langfristig die Leistungsfähigkeit beeinträchtigen können, was bei der Entwicklung im Labor unter Umständen unentdeckt bleibt.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices

Masseverbindung für Datenwandler – Oder: Was Philosophie mit Elektronik zu tun hat

Kürzlich gab ich Ihnen den Rat, den digitalen Masse-Pin von A/D-Wandlern mit der analogen System-Masse zu verbinden. Das war kein Irrtum, sondern das ist eine Notwendigkeit!

Bei diesem Rat handelte es sich keineswegs um einen Fehler, sondern das ist die einzig sichere Möglichkeit, Datenwandler (also A/D-Wandler und D/A-Wandler), die separate Massenanschlüsse für den analogen und den digitalen Teil (AGND bzw. DGND) besitzen, an Masse anzuschließen. Ihr ungutes Gefühl hierbei ist das Ergebnis eines Fehlers, den man in der Philosophie als ‚Kategoriefehler‘ bezeichnet.

Einen Kategoriefehler begehen wir, wenn wir annehmen, dass zwei Dinge gleich oder gleichartig sind, nur weil sie denselben oder einen ähnlichen Namen tragen. Die digitale Masse ist der Teil eines Systems, in dem die Masseströme der digitalen Schaltungen eines Systems fließen. In einem Datenwandler dagegen versteht man unter der digitalen Masse (DGND) den Pin, über den der Strom für die digitalen Schaltungen und die Rückströme der digitalen Schnittstellen eines Datenwandlers fließen.

Es handelt sich dabei aber um zwei völlig verschiedene Dinge. Die optimale Stelle, eine Verbindung zwischen dem DGND-Pin und dem AGND-Pin eines Datenwandlers herzustellen, ist tatsächlich unmittelbar am IC-Gehäuse und auf exakt demselben Potenzial. Dies minimiert etwaiges kapazitives Übersprechen zwischen den beiden Massen im Chip und damit auch logikbedingte Störungen am Wandlerausgang. Wann immer möglich, sollte ein Wandler deshalb einen gemeinsamen internen Masseanschluss für den analogen und den digitalen Teil haben. Der Spannungsabfall, der durch den Massestrom des digitalen Teils im Pin-Widerstand entsteht, macht dies jedoch häufig unmöglich, sodass unbedingt separate AGND- und DGND-Pins benötigt werden.

Diese Pins müssen aber unmittelbar am Gehäuse und nirgendwo sonst miteinander verbunden werden. Dabei sollte die Impedanz zwischen den Anschlüssen möglichst klein gehalten und keine Widerstände, Induktivitäten oder Ferrite zwischen die Pins geschaltet werden. An anderer Stelle hatte ich bereits angemerkt, dass Datenblätter oft nicht gerade ideal sind, und so findet sich in den Datenblättern von Wandlern unter Umständen die Empfehlung, AGND und DGND mit der analogen bzw. der digitalen Systemmasse zu verbinden. Finden Sie diesen Hinweis im Datenblatt, so ist er falsch und darf von Ihnen getrost ignoriert werden.

Abgesehen davon ist es selten ratsam, die Verbindungspunkte der analogen System-Masse und der digitalen System-Masse direkt an einem Datenwandler zu platzieren. Sie sollten sich stattdessen in der Nähe der Stromversorgungen befinden. Sofern die Masse-Impedanzen so gering sind, wie sie sein sollten, verschlechtert diese Anordnung die Störimmunität der digitalen Schnittstellen der Datenwandler nur geringfügig, was nichts ausmachen dürfte. Dafür aber verbessert sich das Rauschverhalten des analogen Teils des Systems gravierend, und dies wiederum spielt eine große Rolle.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices

Sigma/Delta-Wandler sind wirklich nicht schwer zu verstehen

Athen ist eine schöne Stadt mit dem Ambiente vieler Jahrtausende alter Geschichte. Mein Kollege war gerade mit Spiros, einem unserer griechischen Distributoren, auf der Akropolis, als er ihn fragte, wie Sigma/Delta-Wandler (Ʃ/Δ) funktionieren. „Sigma und Delta sind Buchstaben unseres griechischen Alphabets,” rief er. „Doch jeder Artikel, den ich bisher über ihre Funktion gelesen habe, klang wie Fachchinesisch für mich. Alle Artikel beginnen mit mehreren Seiten langen partiellen Differenzialgleichungen und tauchen dann in die Tiefe ab.“

Eigentlich reichen zur Erklärung drei Worte: Durch Überabtastung, Rauschformung und digitale Filterung. Wie das?

Wenn eine Spannung viele Male gemessen wird, wird der Durchschnitt der Messungen genauer sein als die einzelnen Messungen. Dies nennt man „Überabtastung“ oder „Oversampling“. („Dither“ kann erforderlich sein, um die Fehler in den Einzelmessungen zufällig zu verteilen; „Dither“ bedeutet das Hinzufügen von Rauschen oder einem anderen AC-Signal, um Fehler zu randomisieren).

Es existiert eine definierte theoretische Minimalgrenze für das mögliche Rauschen eines A/D-Wandlers. Wenn ein ADC ein Signal bei einer Frequenz fs abtastet, enthält der Digitalausgang das Signal. Dieses Quantisierungsrauschen verteilt sich normalerweise gleichmäßig von DC (Gleichspannung) zu fs/2. Beim Abtasten mit einer höheren Rate von Kfs wird das Rauschen über das größere Frequenzband von DC bis Kfs/2 verteilt. Falls man dann das gesamte Rauschen über fs/2 mit einem Digitalfilter entfernt, wird das Signal/Rausch-Verhältnis (SNR) des Digitalausgangs verbessert – dies erhöht die Auflösung des A/D-Wandlers.

Normalerweise erhöht sich das Signal/Rausch-Verhältnis SNR mit der Quadratwurzel von K. Somit sind für Verbesserungen des SNR sehr hohe Abtastraten erforderlich. Ein Ʃ/Δ-Modulator produziert jedoch kein einheitlich verteiltes Quantisierungsrauschen. Obwohl das Gesamtrauschen in einem Ʃ/Δ-System gleich bleibt, ist der größte Teil hochfrequent (HF). Dies wird als Rauschformung bzw. „Noise Shaping“ bezeichnet und erlaubt wesentlich geringere Werte von K.

Falls der Digitalausgang des Ʃ/Δ-Modulators gefiltert wird, um die hohen Frequenzen zu entfernen, und die Frequenzen von DC bis fs/2 (wo sich die gewünschten Signale befinden) erhalten bleiben, wird die Auflösung des Digitalausgang verbessert. Ein Ʃ/Δ-ADC besteht aus einem Ʃ/Δ-Modulator und einem digitalen Tiefpassfilter. Beide Komponenten lassen sich mit moderner Digitaltechnik realisieren. Das Prinzip von Ʃ/Δ-ADCs ist seit über 40 Jahren bekannt. Die Fähigkeit, einen Ʃ/Δ-ADC auf einem Chip zu integrieren ist aber relativ neu.

 

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices