Bild 1 zeigt die grundlegenden parasitären Effekte eines Kondensators, nämlich den effektiven Serienwiderstand (ESR) und die effektive Serieninduktivität (ESL). Außerdem ist die Impedanz von Keramik-, Aluminiumelektrolyt- und Aluminium-Polymer-Kondensatoren – den drei wichtigsten Kondensatorbauarten – als Funktion der Frequenz grafisch dargestellt. Die Werte, auf deren Basis die Kurven erzeugt wurden, sind in Tabelle 1 aufgeführt. Es handelt sich dabei um typische Werte, wie man sie in synchronen Abwärtswandlern für niedrige Spannungen (1  bis 2,5 V) und eine mittlere Stromstärke (5 A) vorfindet.

Tabelle 1: Ein Vergleich der drei Kondensatorbauarten zeigt, dass alle Varianten ihre spezifischen Stärken haben. (Bild: TI)

Bei niedrigen Frequenzen gibt es bei keinem der drei Kondensatortypen Anzeichen für parasitäre Effekte, denn die Impedanz wird hier eindeutig nur von der Kapazität bestimmt. Doch schon bei einer relativ geringen Frequenz geht die Impedanz des Aluminiumelektrolyt-Kondensators nicht weiter zurück und wird zunehmend resistiv. Diese resistive Charakteristik bleibt dann bis zu einer relativ hohen Frequenz erhalten, von der an sich der Kondensator induktiv verhält.

Der Aluminium-Polymer-Kondensator ist der nächste, der in seinem Verhalten vom Ideal abzuweichen beginnt. Interessanterweise besitzt er einen niedrigen ESR, während der ESL zutage tritt. Der Keramik-Kondensator besitzt ebenfalls einen geringen ESR, doch wegen seiner kleineren Gehäuseabmessungen ist sein ESL-Wert geringer als der des Aluminiumelektrolyt- und des Aluminium-Polymer-Kondensators.

Bild 2: Der Kondensator und seine parasitären Elemente erzeugen in einem nicht lückenden, synchronen Abwärtswandler verschiedene Welligkeitsspannungen. (Bild: TI)

Bild 2 zeigt die (simulierten) Spannungen am Ausgangskondensator eines nicht lückenden, synchronen Abwärtswandlers mit einer Schaltfrequenz von 500 kHz. Dabei werden die dominanten Impedanzen der drei Kondensatoren in Bild 1 zugrunde gelegt – die Kapazität im Fall des Keramik-Kondensators, der ESR im Fall des Aluminium-Elkos und die ESL im Fall des Aluminium-Polymer-Kondensators.

Die rote Kurve gibt die Spannung am Aluminiumelektrolyt-Kondensator wieder, dessen Impedanz durch den ESR dominiert wird. Die Welligkeitsspannung steht hier in direktem Zusammenhang mit dem Welligkeitsstrom der Drossel. Die blaue Kurve zeigt die Welligkeitsspannung am Keramikkondensator, der durch geringe ESR- und ESL-Werte gekennzeichnet ist. Die Welligkeitsspannung ist hier das Integral des Welligkeitsstroms in der Ausgangsdrossel. Da der Welligkeitsstrom linear ist, führt dies zu einer Abfolge über die Zeit quadrierter Abschnitte und ergibt einen sinusförmigen Verlauf.

Die grüne Kurve schließlich zeigt die Welligkeitsspannung, wenn die Impedanz des Kondensators vom ESL-Wert dominiert wird, wie im Fall des Aluminium-Polymer-Kondensators. Hier bilden die Induktivität des Ausgangsfilters und die effektive Serieninduktivität des Kondensators einen Spannungsteiler.

Das Phasenverhältnis der gezeigten Signalverläufe entspricht den Erwartungen. Dominiert die ESL, eilt die Welligkeitsspannung dem Strom in der Induktivität des Ausgangsfilters vor, bei dominierendem ESR sind Welligkeitsspannung und Strom in Phase, und bei dominierender Kapazität eilt die Spannung nach. In der Realität wird die Welligkeitsspannung am Ausgang natürlich nicht ausschließlich von einem der drei Elemente bestimmt, sondern ist stets die Summe aller drei Einflüsse. Die Welligkeitsspannung wird deshalb alle drei Elemente widerspiegeln.

Bild 3: Zustandswechsel bei Sperrwandlern oder Aufwärtswandlern (Bild: TI)

Bild 3 zeigt die Signalverläufe in einem weit im nicht lückenden Bereich arbeitenden Sperrwandler oder Aufwärtswandler, bei dem der Ausgangsstrom sowohl positives als auch negatives Vorzeichen annimmt und steile Zustandswechsel aufweist. Deutlich wird dies an der roten Kurve. Diese gibt die Spannung wieder, die das Produkt aus dem Strom und ESR ist. Es entsteht eine Rechteckwelle. Die Spannung am Kondensatorelement ist einfach das Integral einer Rechteckwelle, was ein lineares Lade- und Entladeverhalten ergibt (siehe die blaue Dreieckwelle).

Die Spannung an der effektiven Serieninduktivität des Kondensators schließlich kommt nur dann zum Tragen, wenn sich der Strom während eines Zustandswechsels ändert. Je nach der Steilheit, mit der sich der Ausgangsstrom ändert, kann diese Spannung recht hoch sein. Da die grüne Kurve hier durch zehn dividiert ist, wurde eine Stromanstiegszeit von 25 ns zugrunde gelegt. Diese erheblichen induktiv bedingten Spannungsspitzen sind einer der Gründe, weshalb Sperrwandler oder Aufwärtswandler häufig mit zweistufigen Filtern versehen werden.

Zusammenfassend ist festzustellen, dass die Impedanz des Ausgangskondensators hilft, das Welligkeits- und Einschwingverhalten festzulegen. Infolge der immer höher werdenden Schaltfrequenzen der Netzteile dürfen die parasitären Elemente der Kondensatoren nicht mehr vernachlässigt werden. Nahe 20 kHz wird der ESR von Aluminiumelektrolyt-Kondensatoren so groß, dass er die Impedanz des Kondensators dominiert, und bei 100 kHz werden einige Aluminium-Polymer-Kondensatoren induktiv. Wenn die Schaltfrequenz in den Megahertz-Bereich ansteigt, sollte die effektive Serieninduktivität bei allen drei Bauarten unbedingt im Blick behalten werden.

MLCCs haben den Vorteil einer hohen relativen Permittivität von 2000 bis 3000, während es Elektrolyt-Kondensatoren (Elko) mit ihrer Aluminiumoxid-Isolation nur auf eine relative Permittivität von 10 bringen. Wegen des direkten Zusammenhangs zwischen Kapazität und Permittivität ist dieser Unterschied von großer Tragweite. Im Vorteil ist der Elko gegenüber dem Keramik-Kondensator wiederum durch die geringe Stärke der Aluminiumoxidschicht, die wesentlich engere Plattenabstände und damit erheblich höhere Kapazitätsdichten zulässt.

Fallstrick Permittivitätsänderung mit Temperatur und Bias

Bild 1: Dielektrika der Klasse 2 werden mit einem dreistelligen Code gekennzeichnet. Beachten Sie die Toleranzen!

Die Tatsache, dass sich die Permittivität des Keramik-Kondensators mit der Temperatur und der DC-Vorspannung ändert, muss beim Design unbedingt beachtet werden. Keramik-Werkstoffe hoher Permittivität werden der Klasse 2 zugerechnet. Bild 1 verdeutlicht die Einteilung der Materialien mit einer dreistelligen Kennung wie zum Beispiel Z5U, X5R oder X7R.

Ein Z5U-Kondensator etwa eignet sich für einen Temperaturbereich von 10 bis 85 °C bei einer Toleranz von +22/ 56 %. Selbst bei den stabileren Dielektrika ist eine beträchtliche Kapazitätsschwankung über die Temperatur zu beobachten.

Ein noch schlechteres Bild ergibt sich, wenn man die Abhängigkeit der Kapazität von der DC-Vorspannung (Bias) betrachtet. Bild 2 illustriert die Bias-Abhängigkeit eines X5S-Kondensators (22 µF, 6,3 V), wie man ihn üblicherweise als Ausgangskondensator in einem 3,3-V-POL-Regler (Point-of-Load) einsetzen würde. Die bei 3,3 V um 25% reduzierte Kapazität führt zu einer erhöhten Ausgangswelligkeit und hat erhebliche Auswirkungen auf die Bandbreite der Regelschleife.

Würde man versuchen, diesen Kondensator bei einer Ausgangsspannung von 5 V  zu verwenden, könnte die Kapazität je nach Temperatur und Bias um nicht weniger als 60% einbrechen und durch die Zunahme der Schleifenbandbreite im Verhältnis 2:1 dafür sorgen, dass die Stromversorgung instabil wird. Dies ist ein Aspekt, den die Anbieter von Keramik-Kondensatoren gern kaschieren.

Fallstrick geringe Kapazität und ESR-Wert

Bild 2: Auf die mit zunehmender Bias-Spannung zurückgehende Kapazität ist unbedingt zu achten

Der nächste potenzielle Fallstrick im Zusammenhang mit Keramik-Kondensatoren besteht in der verhältnismäßig geringen Kapazität und dem niedrigen ESR-Wert, denn hieraus können sich sowohl im Zeit- als auch im Frequenzbereich Probleme ergeben.

Werden die Kondensatoren in einer Stromversorgung als eingangsseitige Filterkondensatoren eingesetzt, können sie mit der Induktivität der Eingangs-Zuleitungen leicht einen Schwingkreis bilden, wie bereits in den Power-Tipps 3 und 4 erläutert wurde.

Ob hier ein potenzielles Problem existiert, können Sie leicht herausfinden. Schätzen Sie dazu die parasitäre Induktivität der Zuleitung ab (als Faustregel können knapp 6 nH pro Zentimeter angesetzt werden) und vergleichen Sie die Ausgangsimpedanz des Filters mit dem Eingangswiderstand der Stromversorgung.

Fallstrick lange Leitungen (PoE)

Ein weiteres potenzielles Problem liegt im Zeitbereich und kann beispielsweise in Power-over-Ethernet-Systemen (PoE) zum Tragen kommen. In Systemen dieser Art besteht die Verbindung zwischen Stromversorgung und Verbraucher nämlich in einer langen Leitung großer Induktivität. Der Verbraucher wird mit einem Schalter eingeschaltet und kann mit keramischen Bypass-Kondensatoren versehen sein.

Diese Bypass-Kondensatoren aber können zusammen mit der Leitungs-Induktivität einen Schwingkreis mit hohem Gütefaktor bilden. Das Schließen des Schalters am Verbraucher kann somit das Entstehen einer Überspannung bis zum Doppelten der Quellenspannung bewirken. Unerwartete Ausfälle können die Folge sein. In einer PoE-Applikation zum Beispiel kann es hierdurch notwendig sein, die Bauelemente im Verbraucher für eine Nennspannung zu spezifizieren, die doppelt so hoch wie die Quellenspannung ist.

Fallstrick piezoelektrische Eigenschaften

Es gibt noch einen weiteren potenziellen Fallstrick. Dieser hat mit den piezoelektrischen Eigenschaften der keramischen Kondensatoren zu tun. Ändert sich nämlich die am Kondensator liegende Spannung, so verändern sich seine mechanischen Abmessungen, was sich durch hörbare Geräusche äußern kann. In dieser Hinsicht anfällig sind beispielsweise Anwendungen, in denen die Kondensatoren am Ausgang als Filterkondensatoren dienen und es zu starken Laststromspitzen kommt, oder aber umweltfreundliche Netzteile, die bei geringer Last in einen Burst-Modus wechseln. Verschiedene Abhilfemaßnahmen bieten sich an:

• Umstellen auf einen Keramikwerkstoff geringerer Permittivität (z.B. C0G)
• Verwenden eines anderen Dielektrikums (z.B. Folie)
• Einsatz bedrahteter Kondensatoren anstatt oberflächenmontierbarer, sehr fest mit der Leiterplatte verbundener Bauelemente
• Verwenden eines Kondensators mit kleinerem Footprint, um die in die Leiterplatte eingeleiteten mechanischen Spannungen zu reduzieren
• Benutzen eines dickeren Bauteils, um die von elektrischen Spannungen erzeugten mechanischen Belastungen und Verformungen zu verringern.

Fallstrick Lötstellen

Ein weiteres Problem oberflächenmontierbarer Keramik-Kondensatoren ist, dass ihre Lötverbindungen bruchanfällig sind, wenn sich die Leiterplatte infolge unterschiedlicher thermischer Ausdehnungskoeffizienten von Kondensator und Leiterplatte verbiegt. Auch hiergegen lässt sich mit verschiedenen Maßnahmen Abhilfe schaffen:

• Beschränken der Gehäusegröße auf das Format 1210
• Verzicht auf die Platzierung von Kondensatoren an besonders biegegefährdeten Stellen (z.B. in Ecken)
• Ausrichten der Kondensatoren entlang der Schmalseite der Leiterplatte
• Keine Anordnung von Leiterplatten-Befestigungspunkten in Ecken oder am Rand
• Berücksichtigen einer möglichen Leiterplatten-Durchbiegung während aller Montageschritte

Fazit

Zusammenfassend können den Mehrschicht-Keramik-Kondensatoren durchaus Vorteile bescheinigt werden, was die Kosten, die Zuverlässigkeit und die Lebensdauer betrifft; und auch der Platzbedarf ist verglichen mit Elkos geringer. Dabei darf man jedoch die potenziellen Probleme nicht vergessen. Da MLCCs erhebliche Kapazitäts-Toleranzen aufweisen, muss der Einfluss von Temperatur und Vorspannung auf ihre Leistungsfähigkeit unbedingt beachtet werden. Wegen ihrer piezoelektrischen Eigenschaften können sie in Systemen mit pulsierenden Strömen außerdem störende Geräusche erzeugen. Schließlich sind sie bruchgefährdet, sodass auch hier unbedingt Gegenmaßnahmen getroffen werden müssen. Da die angeführten Probleme jedoch alle beherrschbar sind, erfreuen sich MLCCs einer weiter steigenden Beliebtheit.

Es gibt zwei Zustandswechsel während einer Schaltperiode: das Einschalten des Low-seitigen Schalters und das Einschalten des High-seitigen Schalters.

Kritisch ist das Einschalten des Low-seitigen Schalters, da dieser Zustandswechsel nahezu ohne Verluste erfolgt. Nach dem Abschalten des High-seitigen Schalters sorgt der Strom in der Drossel dafür, dass die Spannung am Schaltknoten verlustfrei auf das Massepotenzial gezogen wird. Das Ende dieses Zustandswechsels ist der beste Zeitpunkt zum Einschalten des Low-seitigen Schalters.

Es ist unkritisch, wenn die Body-Diode kurzzeitig leitend ist, bevor der Low-seitige Schalter einschaltet, da hieraus keine Sperrverzögerungsverluste entstehen. Außerdem werden überschüssige Ladungsträger in der Sperrschicht vor dem nächsten Zustandswechsel abgebaut. Allerdings kommt es zu einem übermäßigen Leitungsverlust, wenn der Strom in der Body-Diode übermäßig lange bestehen bleibt.

Das Timing für den Einschaltvorgang des High-seitigen FET ist deshalb auf den Zustandswechsel ausgerichtet.. Zu frühes Einschalten würde zu Shoot-Through-Verlusten durch Querströme über den Low-seitigen FET führen. Zu spätes Einschalten wiederum hat zusätzliche Leitungsverluste zur Folge und injiziert überschüssige Ladungsträger in die Body-Diode des Low-seitigen FET, die dementsprechend abgebaut werden müssen. Ob zu früh oder zu spät – beides geht zu Lasten des Wirkungsgrads.

Bild 1: Zu frühes Einschalten des High-seitigen Schalters hat Shoot-Through-Ströme zur Folge

Um den Wirkungsgrad als Funktion des Einschaltens zwischen den beiden Treibersignalen zu charakterisieren, entwickelte ich Stromversorgungen, bei denen sich die Verzögerung der Treibersignale verstellen lässt. Die Bilder 1 bis 3 zeigen die Ergebnisse meiner Auswertung der Effizienz als Funktion der Verzögerungszeiten.

Der in Bild 1 gezeigte Verlauf ist zu beobachten, wenn der High-seitige FET einschaltet, bevor der Low-seitige FET vollständig abgeschaltet hat. Ein erweiterter Miller-Bereich zeigt sich bei der Gate-Ansteuerung des Low-seitigen FET, wenn der Low-seitige und der High-seitige FET gleichzeitig leitend sind und es dadurch zu Shoot-Through-Strömen im Leistungsteil kommt. Schaltet der Low-seitige FET schließlich ab, kommt es zu zusätzlichen Spannungs-Überschwingern am Schaltknoten.

Bild 2: Verzögert sich das Einschalten des high-seitigen Schalters, wird die Body-Diode leitend

In Bild 2 wird der High-seitige FET eingeschaltet, nachdem der Low-seitige FET abgeschaltet hat und sich in der Body-Diode bereits ein Strom aufgebaut hat. Schaltet der High-seitige FET nun ein, stößt er den Erholungsvorgang der Body-Diode an und man sollte erwarten, dass eine Stromspitze die Spannung am Schaltknoten zum Schwingen bringt. Dass es hierzu nicht kommt, ist der extrem kurzen Sperrverzögerungszeit (12 ns) der verwendeten MOSFET-Body-Diode zu verdanken. Langsamere Body-Dioden würden tatsächlich ein erhebliches Schwingen verursachen.

Bild 3: Hier ist das optimale Timing zu sehen, das den Wirkungsgrad verbessert und die Belastung für die Bauelemente verringert

Der beste Wirkungsgrad stellt sich bei den in Bild 3 gezeigten Verhältnissen ein. Die Low-seitige Gate-Spannung geht hier beinahe auf das Massepotenzial zurück, bevor der High-seitige Schalter eingeschaltet wird. Der High-seitige Schalter wird eingeschaltet, bevor die untere Body-Diode leitend wird, sodass sich das Schwingen am Schaltknoten auf ein Mindestmaß beschränkt.

Bild 4 zeigt die Wirkungsgradkurve für die Leistungsstufe eines mit 300 kHz getakteten Wandlers mit 12-V-Eingangsspannung und einer Ausgangsspannung von 1 V/15 A, wenn das Einschalten der Gate-Ansteuerung variiert wird. Auf der linken Seite wird der High-seitige Schalter zu früh eingeschaltet wie in Bild 1, während das Einschalten rechts zu spät erfolgt (Bild 2). Der links erkennbare steile Abfall des Wirkungsgrads ist auf die Shoot-Through-Ströme im Leistungsteil zurückzuführen.

Bild 4: Diese Kurve macht die drastischen Auswirkungen des Treiber-Timings auf den Wirkungsgrad deutlich

Die (flacher verlaufende) Abnahme der Effizienz auf der rechten Seite hat zwei Ursachen, nämlich Leitungsverluste und Sperrverzögerungsverluste in der Body-Diode des Low-seitigen FET. Während die Body-Diode leitend ist, fällt an ihr eine Spannung von etwa 0,7 V ab. Während dieser Zeit errechnet sich der maximal erreichbare Wirkungsgrad der Stromversorgung näherungsweise gemäß Gleichung 1:

Gleichung 1

Wenn die Diode in jeder der 3 µs dauernden Schaltperiode für eine Zeitspanne von 50 ns leitend ist, wirkt sich dies mit rund 1,2 % auf den Gesamtwirkungsgrad aus. Bei der hier vorliegenden Leistungsstufe ist der Sperrverzögerungsverlust irrelevant, da MOSFETs mit kurzen Sperrverzögerungszeiten von 12 ns verwendet werden.

Zusammenfassend ist zu sagen, dass ein korrektes Einschalten der Gate-Treibersignale entscheidend für die Maximierung des Wirkungsgrads von synchronen Buck-Schaltreglern ist. Das Timing sollte so gestaltet sein, dass die Body-Diode des Low-seitigen FET nur für eine möglichst kurze Zeitspanne leitend ist. Das Einschalten des High-seitigen FET ist der kritischste Zustandswechsel und sollte erst dann erfolgen, wenn der Low-seitige FET vollständig abgeschaltet hat. Auf diese Weise werden die Schaltverluste minimiert, und auch das Schwingen der Spannung während des Zustandswechsels verringert sich.

In Power-Tipp 42 haben wir über die Anforderungen für Bypass-Kondensatoren bei Lasten mit sich schnell ändernden Stromstärken gesprochen. Wir haben gesehen, dass Kondensatoren mit geringer äquivalenter Serieninduktivität (ESL) nahe an der Last platziert werden sollen, da schon eine Induktivität von weniger als 0,5 nH extreme Spannungsspitzen verursachen kann. Um diese geringe Induktivität zu realisieren, sind mehrere Bypass-Kondensatoren und mehrere Zwischenverbindungen im Prozessorgehäuse erforderlich. Sehen wir uns die Anzahl der erforderlichen Bypass-Kondensatoren bei realistischen di/dt-Anforderungen am Ausgang der Stromversorgungen an.

Bild 1: Ein einfaches P-SPICE-Modell hilft beim Systemdesign

Bild 1 zeigt das dieser Diskussion zugrundeliegende P-SPICE-Modell des Stromversorgungssystems. In der Darstellung sehen wir eine Stromversorgung mit Kompensationsschaltung, Modulator (G1) und Ausgangskondensator. Verbindungsinduktivität sowie ein Lastmodell mit Bypass-Kondensator, Gleichstromlast und gestuften Lasten sind ebenfalls vorhanden.

Als erstes müssen Sie entscheiden, ob Stromversorgung und Last voneinander getrennt oder als ein geschlossenes Stromversorgungsdesign behandelt werden sollen. Im zweiten Fall können Sie die Bypass-Kapazität der Last nutzen, um die Ausgangskapazität des Netzteils zu verringern und so Kosten zu sparen. Im ersten Fall können Sie Stromversorgung und Last einzeln prüfen. Unabhängig von Ihrem Konzept müssen Sie festlegen, wie viel Bypass-Kapazität an der Last erforderlich ist.

Gleichung 1

Schätzen Sie zuerst die Verbindungsinduktivität und den Widerstand zwischen Stromversorgung und Last ab. Diese Verbindungsinduktivität (LINTERCONNECT) erzeugt mit dem Bypass-Kondensator (CBYPASS) einen Tiefpassfilter. Nehmen wir an, der Ausgangswiderstand an der Stromversorgung ist gering. Verwenden Sie den charakteristischen Widerstand dieses Tiefpassfilters (ZO), die Höhe des Lastsprungs (ISTEP) und die zulässige Spannungsschwankung (dV), um die Bypassfilter-Anforderungen zu bestimmen (Gleichungen 1 und 2):

Gleichung 2

Gleichung 3

Wenn wir Gleichung 2 nach Z₀ auflösen und das Ergebnis in Gleichung 1 einsetzen, erhalten wir Gleichung 3.

Interessanterweise hängt die erforderliche Kapazität vom Quadrat des Laststroms geteilt durch das Quadrat der zulässigen Störung ab. Diese beiden Faktoren müssen also sorgfältig festgelegt werden.

Die Verbindungsinduktivität kann von wenigen Zehntel nH bei Stromversorgungen nahe der Last bis zu einigen Hundert nH bei weiter entfernten Stromversorgungen reichen. Eine brauchbare Faustregel ist, dass die Verbindungsinduktivität 6 nH pro cm beträgt. Für einen Lastsprung von 10 A und ein zulässiges Überschwingen von 30 mV können die Bypass-Anforderungen von 500 µF bei 5 nH bis zu unglaublichen 50 mF bei 500 nH reichen.

Gleichung 4

Gleichung 5

Gleichung 6

Gleichung 7

Dieser Filter reduziert auch die Steilheit des Laststromanstiegs im Netzteil. Wenn ein verlustfreier Filter von einem Strom mit Rechteckform angesteuert wird, ist der Induktionsstrom sinusförmig. Die Anstiegsrate wird berechnet, indem die Strom-Wellenform in den Gleichungen 4–7 abgeleitet wird.

Mit einer Verbindungsinduktivität von 5 nH und einem Bypass von 500 µF erzeugt ein Lastsprung von 10 A eine Anstiegsrate von 0,2 A/µS in der Stromversorgung. Eine höhere Induktivität verringert di/dt. Die Zahlen hier sind viel kleiner als die, die Entwickler normalerweise angeben.

Bei einem Ansatz mit geschlossenem System sollten Sie die Gesamtkapazität minimieren und die Regelkreisbandbreite maximieren. Sehen wir uns jetzt einmal den Ansatz mit einzelnen Elementen an. Hier müssen Sie Stabilität der Stromversorgung einerseits ganz ohne und andererseits mit der maximal anzunehmenden Bypass-Kapazität sicherstellen. Wie bereits erwähnt kann die Verbindungsinduktivität die Anforderungen an die Bypass-Kapazität der Last erhöhen. Dies wiederum beeinflusst die Kapazität in der Stromversorgung beim Ansatz mit einzelnen Elementen. Der Wert der Lastkapazität bestimmt die untere Grenzfrequenz des Netzteils. In den Regelkreismodellen Spannungs- wie im Strommodus sind beide proportional. Sie maximieren die untere Grenzfrequenz ohne Lastkapazität, aber sobald die Last verbunden ist, fällt diese signifikant ab.

Tabelle 1: Begrenzung der Stromversorgungskosten durch Design als geschlossenes System.

Tabelle 1 zeigt einen Vergleich der erforderlichen Kondensatoren für drei verschiedene Verbindungsinduktivitäten in unserem Beispielsystem. Diese Daten erhält man, indem man die Verbindungsinduktivität variiert, die Last-Bypass-Kapazität berechnet und eine passende Ausgangsstufe und einen Regelkreis für das Netzteil entwirft. In Fall 1 sind Last und Netzteil nahe beieinander; in Fall 2 existiert zwischen beiden eine mittelgroße Verbindungsinduktivität. In Fall 3 liegt im System eine extrem hohe Verbindungsinduktivität vor, was für ein über lange Kabel verbundene Stromversorgung typisch ist. Die erforderliche Bypass-Kapazität hängt direkt mit der Verbindungsinduktivität zusammen.

In diesem Beispiel ist die Induktivität, und somit die Bypass-Kapazität, im 3. Fall 100x so hoch. Dies beeinflusst das Design des Netzteils, da es mit und ohne Bypass-Kondensatoren stabil sein muss. Der erste Ansatz wird sicher bevorzugt, da hier die geringste Zahl an Kondensatoren verwendet wird und er somit am kostengünstigsten ist. In Fall 2, mit einer vernünftig kontrollierten Verbindungsinduktivität, erhöht sich die Zahl der Kondensatoren leicht. Eine hohe Verbindungsinduktivität, wie in Fall 3, erzeugt jedoch ein signifikantes Kostenproblem. Die Fälle 2 und 3 bedeuten eine Vereinfachung des Tests einer Stromversorgung.

Bild 2: Spannungsüberschwingen wird bei hoher Verbindungsinduktivität zum Problem.

Bild 2 vergleicht die Simulation der Ausgangsspannungsänderungen während Lasttransienten bei geringer und hoher Verbindungsinduktivität. Eine geringe Induktivität dämpft die Schwingung schnell, während dies bei hoher Induktivität viel länger dauert. Die Gründe hierfür sind der höhere charakteristische Impedanz und die niedrigere Resonanzfrequenz. Zudem können sehr starke und potenziell schädigende Spannungsschwankungen auftreten, wenn der Laststrom bei dieser Resonanzfrequenz pulst.

Zusammenfassend ausgedrückt erfordern hohe di/dt-Lastsprünge eine sorgfältige Auswahl der Bypasskondensatoren, um die dynamische Regelung des Netzteils aufrechtzuerhalten. Es ist also äußerst wichtig, auf eine Verbindung zu achten, die eine geringe Verbindungsinduktivität besitzt, sowohl zwischen Last und Bypass-Kondensator als auch zwischen Bypass-Kondensator und Stromversorgung. Ein Designansatz als geschlossenes System stellt die kostengünstigste Lösung dar. Viele Systemingenieure übersehen diese möglichen Einsparungen durch die Verringerung der Lastkapazität, gegenüber dem getrennten Ansatz bei dem Systemprüfungen einfacher sind.