Archiv der Kategorie: EPAP – Power Management

Fallstricke beim Einsatz von MLCCs

MLCCs haben den Vorteil einer hohen relativen Permittivität von 2000 bis 3000, während es Elektrolyt-Kondensatoren (Elko) mit ihrer Aluminiumoxid-Isolation nur auf eine relative Permittivität von 10 bringen. Wegen des direkten Zusammenhangs zwischen Kapazität und Permittivität ist dieser Unterschied von großer Tragweite. Im Vorteil ist der Elko gegenüber dem Keramik-Kondensator wiederum durch die geringe Stärke der Aluminiumoxidschicht, die wesentlich engere Plattenabstände und damit erheblich höhere Kapazitätsdichten zulässt.

Fallstrick Permittivitätsänderung mit Temperatur und Bias

Bild 1: Dielektrika der Klasse 2 werden mit einem dreistelligen Code gekennzeichnet. Beachten Sie die Toleranzen! (Bild: TI) Bild 1: Dielektrika der Klasse 2 werden mit einem dreistelligen Code gekennzeichnet. Beachten Sie die Toleranzen!

Die Tatsache, dass sich die Permittivität des Keramik-Kondensators mit der Temperatur und der DC-Vorspannung ändert, muss beim Design unbedingt beachtet werden. Keramik-Werkstoffe hoher Permittivität werden der Klasse 2 zugerechnet. Bild 1 verdeutlicht die Einteilung der Materialien mit einer dreistelligen Kennung wie zum Beispiel Z5U, X5R oder X7R.

Ein Z5U-Kondensator etwa eignet sich für einen Temperaturbereich von 10 bis 85 °C bei einer Toleranz von +22/ 56 %. Selbst bei den stabileren Dielektrika ist eine beträchtliche Kapazitätsschwankung über die Temperatur zu beobachten.

Ein noch schlechteres Bild ergibt sich, wenn man die Abhängigkeit der Kapazität von der DC-Vorspannung (Bias) betrachtet. Bild 2 illustriert die Bias-Abhängigkeit eines X5S-Kondensators (22 µF, 6,3 V), wie man ihn üblicherweise als Ausgangskondensator in einem 3,3-V-POL-Regler (Point-of-Load) einsetzen würde. Die bei 3,3 V um 25% reduzierte Kapazität führt zu einer erhöhten Ausgangswelligkeit und hat erhebliche Auswirkungen auf die Bandbreite der Regelschleife.

Würde man versuchen, diesen Kondensator bei einer Ausgangsspannung von 5 V  zu verwenden, könnte die Kapazität je nach Temperatur und Bias um nicht weniger als 60% einbrechen und durch die Zunahme der Schleifenbandbreite im Verhältnis 2:1 dafür sorgen, dass die Stromversorgung instabil wird. Dies ist ein Aspekt, den die Anbieter von Keramik-Kondensatoren gern kaschieren.

Fallstrick geringe Kapazität und ESR-Wert

Bild 2: Auf die mit zunehmender Bias-Spannung zurückgehende Kapazität ist unbedingt zu achten (Bild: TI) Bild 2: Auf die mit zunehmender Bias-Spannung zurückgehende Kapazität ist unbedingt zu achten

Der nächste potenzielle Fallstrick im Zusammenhang mit Keramik-Kondensatoren besteht in der verhältnismäßig geringen Kapazität und dem niedrigen ESR-Wert, denn hieraus können sich sowohl im Zeit- als auch im Frequenzbereich Probleme ergeben.

Werden die Kondensatoren in einer Stromversorgung als eingangsseitige Filterkondensatoren eingesetzt, können sie mit der Induktivität der Eingangs-Zuleitungen leicht einen Schwingkreis bilden, wie bereits in den Power-Tipps 3 und 4 erläutert wurde.

Ob hier ein potenzielles Problem existiert, können Sie leicht herausfinden. Schätzen Sie dazu die parasitäre Induktivität der Zuleitung ab (als Faustregel können knapp 6 nH pro Zentimeter angesetzt werden) und vergleichen Sie die Ausgangsimpedanz des Filters mit dem Eingangswiderstand der Stromversorgung.

Fallstrick lange Leitungen (PoE)

Ein weiteres potenzielles Problem liegt im Zeitbereich und kann beispielsweise in Power-over-Ethernet-Systemen (PoE) zum Tragen kommen. In Systemen dieser Art besteht die Verbindung zwischen Stromversorgung und Verbraucher nämlich in einer langen Leitung großer Induktivität. Der Verbraucher wird mit einem Schalter eingeschaltet und kann mit keramischen Bypass-Kondensatoren versehen sein.

Diese Bypass-Kondensatoren aber können zusammen mit der Leitungs-Induktivität einen Schwingkreis mit hohem Gütefaktor bilden. Das Schließen des Schalters am Verbraucher kann somit das Entstehen einer Überspannung bis zum Doppelten der Quellenspannung bewirken. Unerwartete Ausfälle können die Folge sein. In einer PoE-Applikation zum Beispiel kann es hierdurch notwendig sein, die Bauelemente im Verbraucher für eine Nennspannung zu spezifizieren, die doppelt so hoch wie die Quellenspannung ist.

Fallstrick piezoelektrische Eigenschaften

Es gibt noch einen weiteren potenziellen Fallstrick. Dieser hat mit den piezoelektrischen Eigenschaften der keramischen Kondensatoren zu tun. Ändert sich nämlich die am Kondensator liegende Spannung, so verändern sich seine mechanischen Abmessungen, was sich durch hörbare Geräusche äußern kann. In dieser Hinsicht anfällig sind beispielsweise Anwendungen, in denen die Kondensatoren am Ausgang als Filterkondensatoren dienen und es zu starken Laststromspitzen kommt, oder aber umweltfreundliche Netzteile, die bei geringer Last in einen Burst-Modus wechseln. Verschiedene Abhilfemaßnahmen bieten sich an:

  • Umstellen auf einen Keramikwerkstoff geringerer Permittivität (z.B. C0G)
  • Verwenden eines anderen Dielektrikums (z.B. Folie)
  • Einsatz bedrahteter Kondensatoren anstatt oberflächenmontierbarer, sehr fest mit der Leiterplatte verbundener Bauelemente
  • Verwenden eines Kondensators mit kleinerem Footprint, um die in die Leiterplatte eingeleiteten mechanischen Spannungen zu reduzieren
  • Benutzen eines dickeren Bauteils, um die von elektrischen Spannungen erzeugten mechanischen Belastungen und Verformungen zu verringern.

Fallstrick Lötstellen

Ein weiteres Problem oberflächenmontierbarer Keramik-Kondensatoren ist, dass ihre Lötverbindungen bruchanfällig sind, wenn sich die Leiterplatte infolge unterschiedlicher thermischer Ausdehnungskoeffizienten von Kondensator und Leiterplatte verbiegt. Auch hiergegen lässt sich mit verschiedenen Maßnahmen Abhilfe schaffen:

  • Beschränken der Gehäusegröße auf das Format 1210
  • Verzicht auf die Platzierung von Kondensatoren an besonders biegegefährdeten Stellen (z.B. in Ecken)
  • Ausrichten der Kondensatoren entlang der Schmalseite der Leiterplatte
  • Keine Anordnung von Leiterplatten-Befestigungspunkten in Ecken oder am Rand
  • Berücksichtigen einer möglichen Leiterplatten-Durchbiegung während aller Montageschritte

Fazit

Zusammenfassend können den Mehrschicht-Keramik-Kondensatoren durchaus Vorteile bescheinigt werden, was die Kosten, die Zuverlässigkeit und die Lebensdauer betrifft; und auch der Platzbedarf ist verglichen mit Elkos geringer. Dabei darf man jedoch die potenziellen Probleme nicht vergessen. Da MLCCs erhebliche Kapazitäts-Toleranzen aufweisen, muss der Einfluss von Temperatur und Vorspannung auf ihre Leistungsfähigkeit unbedingt beachtet werden. Wegen ihrer piezoelektrischen Eigenschaften können sie in Systemen mit pulsierenden Strömen außerdem störende Geräusche erzeugen. Schließlich sind sie bruchgefährdet, sodass auch hier unbedingt Gegenmaßnahmen getroffen werden müssen. Da die angeführten Probleme jedoch alle beherrschbar sind, erfreuen sich MLCCs einer weiter steigenden Beliebtheit.

Mit Simulationswerkzeugen Stromversorgungen entwerfen

Dieser Schaltungstipp stellt zwei Entwicklungswerkzeuge vor, welche dabei helfen, optimierte Stromversorgungen zu entwickeln.

Beim Entwurf einer optimierten Stromversorgung müssen Entwickler viele Entscheidungen treffen. Um diese so einfach wie möglich zu gestalten, gibt es eine Vielzahl an Entwicklungswerkzeugen. Hersteller von Schaltreglern helfen auf ihrer Webseite dabei, die richtige Spannungswandler-Topologie auszuwählen. Hier gibt der Entwickler die gewünschten Ströme und Spannungen ein und erhält Vorschläge zu möglichen Schaltungstopologien. In Einzelfällen werden unübliche Topologien nicht vorgeschlagen. Generell funktioniert dieser Auswahlprozess jedoch gut.

Tools berechnen schnell

Simulationswerkzeug ADIsimPE zum schnellen Simulieren mit SIMetrix/SIMPLIS (Bild: Analog Devices)
Simulationswerkzeug ADIsimPE zum schnellen Simulieren mit SIMetrix/SIMPLIS

Um die optimierten passiven Bauteile geschickt auszuwählen sind viele Berechnungen notwendig. Die entsprechenden Datenblätter der Schaltregler enthalten die entsprechenden Formeln zur Berechnung. Da es viele Abhängigkeiten der verschiedenen Berechnungen zueinander gibt, ist es üblicherweise für eine Optimierung notwendig, iterativ viele Berechnungen anzustellen. Diese können sehr viel Zeit benötigen. Besonders wenn nicht nur die typischen Werte der Bauteile berücksichtigt werden, sondern wirkliche Werte in unterschiedlichen Betriebszuständen.

Beispielsweise können sich die Kapazitäten von Kondensatoren und die Induktivitäten von Drosseln bei veränderter Temperatur, sowie unterschiedlichen Betriebsbedingungen wie unterschiedliche Strömen und Spannungen, verändern. Für diese komplexen Berechnungen hat es sich als sinnvoll erwiesen, Berechnungswerkzeuge zu nutzen. Anfänglich haben sich Entwickler von Stromversorgungen eigene Berechnungs-Sheets in Kalkulationprogrammen wie etwa Excel erstellt.

Heute gibt es passende Werkzeuge von den Herstellern der Schaltregler. Diese sind mittlerweile sehr ausgereift wie beispielsweise das ADIsimPower-Werkzeug von Analog Devices. Auf dem ersten Bild ist die graphische Benutzeroberfläche zu sehen.

Bei der Schaltungsberechnung werden die Parameter von echten Bauteilen zugrunde gelegt. Details wie die Kernverluste der Drosseln sowie Kapazitätsreduktion aufgrund von DC-Spannungsvorladung sind berücksichtigt. Somit liegen die berechneten Ergebnisse sehr nahe an gemessenen Werten einer aufgebauten Schaltung mit echten Bauteilen.

ADIsimPower liefert nach wenigen Momenten eine optimierte Stückliste mit zugrunde liegenden Bauteilenummern von verschiedenen Herstellern aus der hinterlegten Datenbank. Bevor die Schaltung mit den entsprechenden Bauteilen aufgebaut wird, besteht die Möglichkeit die Schaltung bereits in der Simulation zu testen. In diesem Schritt kann man sich sehr detailliert mit der Schaltung auseinandersetzen und Überraschungen bei der Evaluierung der ersten Hardware vermeiden.

Simulationswerkzeug ADIsimPE zum schnellen Simulieren mit SIMetrix/SIMPLIS (Bild: Analog Devices)
Simulationswerkzeug ADIsimPE zum schnellen Simulieren mit SIMetrix/SIMPLIS

Es gibt unterschiedliche Simulationsumgebungen für Stromversorgungen. Die am häufigsten verwendeten sind Spice in den unterschiedlichsten Derivaten sowie für Stromversorgungen optimierte Umgebungen wie beispielsweise SIMetrix/SIMPLIS.

Letzteres hat gute Eigenschaften was die Konvergenz der Schaltungsmodelle betrifft. Dadurch ist eine Schaltungssimulation einfach und schnell.

SIMPLIS ist für das Simulieren von Stromversorgungen optimiert. Auftretende Schaltübergänge werden wesentlich schneller berechnet, was zu einer Beschleunigung um den Faktor 10 bis 50 im Vergleich zu anderen Simulationsmethoden wie beispielsweise Spice führt. Dadurch lassen sich unterschiedliche Schaltungsszenarien in kürzester Zeit mit dem Simulator ausprobieren.

Oberfläche eines Werkzeuges zum Optimieren einer Stromversorgung. (Bild: Analog Devices)
Oberfläche eines Werkzeuges zum Optimieren einer Stromversorgung.

Eine Simulation ersetzt die Berechnung einer optimierten Schaltung nicht. Durch einen schnellen Simulator wie ADIsimPE von Analog Devices wird auch iterativ optimiert. Auf dem zweiten Bild ist die graphische Benutzeroberfläche zu sehen. Die zuvor ermittelten Werte können mit ADIsimPower eingelesen werden.

Die Simulation erfolgt mit den zur Verfügung gestellten Modellen der Schaltregler sowie unterschiedlichen Schaltungsvorschlägen. Dadurch kann sofort mit dem Simulieren losgelegt werden. Die Schaltung kann dann beliebig angepasst und ergänzt werden. Snubber (Schwingungsdämpfer) reduzieren die Spannungsspitzen am Schaltknoten und Filter verringern die Ausgangsspannungswelligkeit. Die Simulationen finden auf dem eigenen Rechner statt und die Ergebnisse stehen zukünftig als Referenzen zur Verfügung. Die Software ADIsimPE kann kostenfrei auf der Firmenwebseite heruntergeladen werden.

Der Autor: Frederik Dostal, Analog Devices

Leitungsgebundene Gleichtaktstörungen in isolierten Schaltnetzteilen

Durch diese Masseverbindung entsteht eine beträchtliche parasitäre Kapazität zwischen Primär- und Sekundärseite. Bild 1 gibt diese Situation vereinfacht wieder.

Bild 1: Eine stromkompensierte Drossel mit hoher Impedanz (L1) verringert die Störaussendungen (Bild: TI)

Bild 1: Eine stromkompensierte Drossel mit hoher Impedanz (L1) verringert die Störaussendungen

Dargestellt ist ein offline arbeitender Sperrwandler. Die eingangsseitige Wechselspannung von 110 bis 220 V wird gleichgerichtet, sodass am Leistungsteil eine Gleichspannung von 100 bis 400 V anliegt. Der mit hoher Frequenz ein- und ausschaltende Leistungsschalter erzeugt am Drain-Anschluss von Q1 eine getaktete Spannung von 500 bis 600 V, die auch der Primärseite des Leistungsübertragers zugeführt wird. Die getaktete Spannung bewirkt darüber hinaus einen Stromfluss in die zwischen der Primär- und der Sekundärwicklung des Übertragers existierende Streukapazität.

Dieser Strom fließt entweder, wie in Bild 1 dargestellt, über eine eigens angebrachte Verbindung zur Chassis-Masse oder aber durch kapazitive Kopplung zur Erde. Dieser Strom muss in die geschaltete Quelle zurückfließen, die die Störungen hervorruft. Ohne C1 würde er in die Wechselspannungsquelle am Eingang zurückfließen, wo er mit großer Wahrscheinlichkeit zu einem Überschreiten der Störstrom-Grenzwerte führen würde.

Wegen der hohen Quellimpedanz gestaltet sich das Ausfiltern dieses Stroms besonders schwierig. Die Streukapazität im Übertrager liegt in der Größenordnung von 100 pF, was bei den typischen Netzteil-Schaltfrequenzen eine Impedanz von 10 kΩ ergibt. Das schlichte Einfügen einer Drossel in den Stromweg mit dem Ziel, den Strom zu verringern, wäre nicht praktikabel, wie die folgende einfache Rechnung zeigt: Wollte man den Strom auf ein Zehntel verringern, wäre ein Blindwiderstand von 100 kΩ (0,1 H) erforderlich, bei einem Kapazitätsbelag von unter 10 pF. Dies aber ist physikalisch nicht realisierbar.

Eine Alternativlösung stellt der Kondensator C1 dar, der dem Strom einen lokalen Rücklaufweg zur Verfügung stellt. Der Großteil des Gleichtaktstroms fließt somit innerhalb des Netzteils über diesen Kondensator zurück und nimmt nicht den Weg über die Spannungsquelle am Eingang. Da C1 außerdem die Quellimpedanz des Systems verringert, wird eine in Reihe geschaltete stromkompensierte Drossel L1 jetzt realisierbar.

Bild 2: C1 kann das Risiko eines Stromschlags heraufbeschwören (Archiv: VBM) Bild 2: C1 kann das Risiko eines Stromschlags heraufbeschwören

Ein entscheidender Aspekt beim Design des Gleichtaktfilters ist die Festlegung des Kapazitätswerts von C1. Mit Blick auf die elektromagnetischen Interferenzen sollte die Kapazität möglichst hoch gewählt werden. Eine hohe Kapazität führt nämlich zu einem kleineren Störsignal bei geringerer Quellimpedanz. Allerdings würde eine größere Kapazität auch dafür sorgen, dass die netzfrequenten Ströme in der Verbindung zum Chassis zunehmen.

Aus Sicherheitsgründen gelten für diese Ströme aber Grenzwerte, um die Gefahr eines Stromschlags für den Fall zu verringern, dass die Chassis-Verbindung des Netzteils unterbrochen wird und eine Person den Stromkreis schließt, wie in Bild 2 gezeigt. Gemäß IEC Std 601-1 darf dieser Strom höchstens 0,5 mA effektiv betragen, und es wird bereits über noch strengere Vorschriften diskutiert. Bei einer Eingangsspannung von 230 V darf der Kapazitätswert von C1 nach den IEC-Vorschriften höchstens 4700 pF betragen.

Das Fazit lautet also: Steile Spannungsflanken an der parasitären Kapazität zur Chassis-Masse erzeugen Gleichtaktströme, die sich wegen der großen Quellimpedanz nur sehr schwierig ausfiltern lassen. Dieses Filter erfordert einen Chassis-Kondensator, der dem Strom einen lokalen Rücklaufweg bietet und die Impedanz verringert. Während diese Kapazität mit Blick auf die EMV-Filterwirkung nicht hoch genug sein kann, setzen Sicherheits-Erwägungen hier eine gewisse Obergrenze.

Maßnahmen gegen leitungsgebundene Gleichtakt-Abstrahlungen

Bereits beschrieben wurde, wie sich Gleichtaktströme mit Hilfe eines Chassis-Kondensators, der auch die Quellimpedanz der Störungen reduziert, zu ihrer Quelle zurückleiten lassen. Die Tatsache, dass die Kapazität dieses Kondensators aus Sicherheitsgründen nicht beliebig hoch gewählt werden darf, bestimmt darüber, wie der Rest des Gleichtaktfilters implementiert werden muss.

Bild 1 zeigt, wie der Gleichtaktstrom durch das Schalten hoher Wechselspannungen an der Drain von Q1 entsteht. Über die Streukapazität fließt ein Strom zur Chassis-Masse. Mit dem Chassis-Kondensator C1 nun wird diesem Strom die Möglichkeit gegeben, innerhalb des Netzteils zurückzufließen anstatt über die Masseverbindung der Eingangsspannung. Die stromkompensierte Drossel L1 begrenzt die Gleichtakt-Störaussendungen, indem sie eine Impedanz im Stromweg zwischen dem Netzteil-Chassis und der eingangsseitigen Wechselspannung einfügt.

Bei einer Frequenz von 1 MHz entspricht die maximal zulässige Chassis-Kapazität von 4700 pF einem Blindwiderstand von 30 Ω. Um zu erreichen, dass der gesamte vom Schalter erzeugte Strom in den Chassis-Kondensator C1 fließt, muss die Induktivität jedoch über einen großen Frequenzbereich hinweg eine hohe Impedanz in der Größenordnung von einigen tausend Ohm darstellen.

Untersucht man L1 genauer, befindet sich die Impedanz im gemeinsamen Stromweg von Phase und Nullleiter, und die differenzielle Induktivität wird nicht zur Verringerung der Gleichtaktströme genutzt. Viele Entwickler verwenden die Streuinduktivität von L1 zur differenziellen Filterung. Wird die Drossel jedoch gemäß Bild 1 verschaltet, fließt in ihr unter dem Strich kein Gleichstrom. Aus diesem Grund kann ein Kern von hoher Permeabilität und ohne Luftspalt verwendet werden.

Bild 3: Es sollte ein Kernwerkstoff mit einer hohen absoluten Permeabilität gewählt werden (Bild: TI) Bild 3: Es sollte ein Kernwerkstoff mit einer hohen absoluten Permeabilität gewählt werden

In Bild 3 ist die Serien-Permeabilität eines typischen Kernwerkstoffs für stromkompensierte Drosseln als Funktion der Frequenz aufgetragen. Die Permeabilität besteht aus einem Realteil und einem Imaginärteil. Während sich der Realteil auf die normale Induktivität bezieht, hängt der Imaginärteil mit den Verlusten im Material zusammen. Da das Diagramm die Serienschaltung wiedergibt, handelt es sich bei der Gesamt-Impedanz um die Vektorsumme von beiden. Dies ist überaus nützlich, denn während der Realteil der Induktivität bei 300 kHz abzunehmen beginnt und oberhalb von 1 bis 2 MHz nicht mehr nutzbar wäre, wird die Impedanz oberhalb von 1 MHz durch die Materialverluste dominiert und bleibt bis 10 MHz wirksam.

Bild 4: Verteilte Kapazitäten verringern die Impedanz einer stromkompensierten Drossel (Bild: TI) Bild 4: Verteilte Kapazitäten verringern die Impedanz einer stromkompensierten Drossel

Ist die Entscheidung für einen Kernwerkstoff gefallen, besteht die nächste Herausforderung darin, die hohe Permeabilität des Materials maximal auszuschöpfen. Bild 4 gibt die Impedanz einer stromkompensierten Drossel von 28 nH als Funktion der Frequenz wieder.

Wie man sieht, verhält sich das Bauelement bei geringen Frequenzen wie eine Induktivität, während bei hohen Frequenzen eine verteilte Kapazität zutage tritt, die mit der Induktivität in Resonanz tritt. Wegen der hohen Induktivität lässt eine verteilte Kapazität von 23 pF die Leistungsfähigkeit der Drossel oberhalb von 200 kHz einbrechen.

Fazit

Bei der Entwicklung einer leistungsfähigen stromkompensierten Drossel kommt es darauf an, die Kapazität zu minimieren, indem man Sektorwicklungen verwendet, einzelne Wicklungen einsetzt und die Zahl der Windungen durch eine überlegte Auswahl des Kerns minimiert. Gelegentlich lassen sich die besagten Resonanzen nicht vermeiden, sodass bei höheren Frequenzen zusätzliche Filtermaßnahmen erforderlich sind. In solchen Fällen kann zum Ausfiltern höherer Frequenzen eine weitere Drossel hinzugefügt werden.

Die Gleichtaktfilterung in einem Netzteil erfordert also Bauelemente mit hoher Impedanz. Dies ist einerseits auf die hohe Quellimpedanz der Störungen zurückzuführen und begründet sich andererseits daraus, dass die Kapazität gegenüber dem Chassis aus Sicherheitsgründen nicht beliebig groß sein darf.

Bei stromkompensierten Drosseln stellt die Forderung nach hoher Impedanz bei hohen Frequenzen wegen die Kapazität zwischen den Wicklungen eine Herausforderung dar. Bei der Wahl des Kernwerkstoffs muss sorgfältig vorgegangen werden, denn die Permeabilität des Materials muss durchgehend hoch bleiben. Außerdem gilt es die verteilte Kapazität der Wicklungen in den Griff zu bekommen. Schon eine verteilte Kapazität von nur 30 pF kann die Impedanz der Drossel zunichtemachen. In einigen Fällen kann eine Reihenschaltung aus zwei Drosseln, die jeweils die Filterung in einem bestimmten Frequenzband übernehmen, Abhilfe schaffen.

Korrektes FET-Timing in synchronen Abwärtswandlern

Es gibt zwei Zustandswechsel während einer Schaltperiode: das Einschalten des Low-seitigen Schalters und das Einschalten des High-seitigen Schalters.

Kritisch ist das Einschalten des Low-seitigen Schalters, da dieser Zustandswechsel nahezu ohne Verluste erfolgt. Nach dem Abschalten des High-seitigen Schalters sorgt der Strom in der Drossel dafür, dass die Spannung am Schaltknoten verlustfrei auf das Massepotenzial gezogen wird. Das Ende dieses Zustandswechsels ist der beste Zeitpunkt zum Einschalten des Low-seitigen Schalters.

Es ist unkritisch, wenn die Body-Diode kurzzeitig leitend ist, bevor der Low-seitige Schalter einschaltet, da hieraus keine Sperrverzögerungsverluste entstehen. Außerdem werden überschüssige Ladungsträger in der Sperrschicht vor dem nächsten Zustandswechsel abgebaut. Allerdings kommt es zu einem übermäßigen Leitungsverlust, wenn der Strom in der Body-Diode übermäßig lange bestehen bleibt.

Das Timing für den Einschaltvorgang des High-seitigen FET ist deshalb auf den Zustandswechsel ausgerichtet.. Zu frühes Einschalten würde zu Shoot-Through-Verlusten durch Querströme über den Low-seitigen FET führen. Zu spätes Einschalten wiederum hat zusätzliche Leitungsverluste zur Folge und injiziert überschüssige Ladungsträger in die Body-Diode des Low-seitigen FET, die dementsprechend abgebaut werden müssen. Ob zu früh oder zu spät – beides geht zu Lasten des Wirkungsgrads.

Bild 1: Zu frühes Einschalten des high-seitigen Schalters hat Shoot-Through-Ströme zur Folge Bild 1: Zu frühes Einschalten des High-seitigen Schalters hat Shoot-Through-Ströme zur Folge

Um den Wirkungsgrad als Funktion des Einschaltens zwischen den beiden Treibersignalen zu charakterisieren, entwickelte ich Stromversorgungen, bei denen sich die Verzögerung der Treibersignale verstellen lässt. Die Bilder 1 bis 3 zeigen die Ergebnisse meiner Auswertung der Effizienz als Funktion der Verzögerungszeiten.

Der in Bild 1 gezeigte Verlauf ist zu beobachten, wenn der High-seitige FET einschaltet, bevor der Low-seitige FET vollständig abgeschaltet hat. Ein erweiterter Miller-Bereich zeigt sich bei der Gate-Ansteuerung des Low-seitigen FET, wenn der Low-seitige und der High-seitige FET gleichzeitig leitend sind und es dadurch zu Shoot-Through-Strömen im Leistungsteil kommt. Schaltet der Low-seitige FET schließlich ab, kommt es zu zusätzlichen Spannungs-Überschwingern am Schaltknoten.

Bild 2: Verzögert sich das Einschalten des high-seitigen Schalters, wird die Body-Diode leitend Bild 2: Verzögert sich das Einschalten des high-seitigen Schalters, wird die Body-Diode leitend

In Bild 2 wird der High-seitige FET eingeschaltet, nachdem der Low-seitige FET abgeschaltet hat und sich in der Body-Diode bereits ein Strom aufgebaut hat. Schaltet der High-seitige FET nun ein, stößt er den Erholungsvorgang der Body-Diode an und man sollte erwarten, dass eine Stromspitze die Spannung am Schaltknoten zum Schwingen bringt. Dass es hierzu nicht kommt, ist der extrem kurzen Sperrverzögerungszeit (12 ns) der verwendeten MOSFET-Body-Diode zu verdanken. Langsamere Body-Dioden würden tatsächlich ein erhebliches Schwingen verursachen.

 

Bild 3: Hier ist das optimale Timing zu sehen, das den Wirkungsgrad verbessert und die Belastung für die Bauelemente verringert Bild 3: Hier ist das optimale Timing zu sehen, das den Wirkungsgrad verbessert und die Belastung für die Bauelemente verringert

Der beste Wirkungsgrad stellt sich bei den in Bild 3 gezeigten Verhältnissen ein. Die Low-seitige Gate-Spannung geht hier beinahe auf das Massepotenzial zurück, bevor der High-seitige Schalter eingeschaltet wird. Der High-seitige Schalter wird eingeschaltet, bevor die untere Body-Diode leitend wird, sodass sich das Schwingen am Schaltknoten auf ein Mindestmaß beschränkt.

Bild 4 zeigt die Wirkungsgradkurve für die Leistungsstufe eines mit 300 kHz getakteten Wandlers mit 12-V-Eingangsspannung und einer Ausgangsspannung von 1 V/15 A, wenn das Einschalten der Gate-Ansteuerung variiert wird. Auf der linken Seite wird der High-seitige Schalter zu früh eingeschaltet wie in Bild 1, während das Einschalten rechts zu spät erfolgt (Bild 2). Der links erkennbare steile Abfall des Wirkungsgrads ist auf die Shoot-Through-Ströme im Leistungsteil zurückzuführen.

Bild 4: Diese Kurve macht die drastischen Auswirkungen des Treiber-Timings auf den Wirkungsgrad deutlich Bild 4: Diese Kurve macht die drastischen Auswirkungen des Treiber-Timings auf den Wirkungsgrad deutlich

Die (flacher verlaufende) Abnahme der Effizienz auf der rechten Seite hat zwei Ursachen, nämlich Leitungsverluste und Sperrverzögerungsverluste in der Body-Diode des Low-seitigen FET. Während die Body-Diode leitend ist, fällt an ihr eine Spannung von etwa 0,7 V ab. Während dieser Zeit errechnet sich der maximal erreichbare Wirkungsgrad der Stromversorgung näherungsweise gemäß Gleichung 1:

Gleichung 1 Gleichung 1

Wenn die Diode in jeder der 3 µs dauernden Schaltperiode für eine Zeitspanne von 50 ns leitend ist, wirkt sich dies mit rund 1,2 % auf den Gesamtwirkungsgrad aus. Bei der hier vorliegenden Leistungsstufe ist der Sperrverzögerungsverlust irrelevant, da MOSFETs mit kurzen Sperrverzögerungszeiten von 12 ns verwendet werden.

Zusammenfassend ist zu sagen, dass ein korrektes Einschalten der Gate-Treibersignale entscheidend für die Maximierung des Wirkungsgrads von synchronen Buck-Schaltreglern ist. Das Timing sollte so gestaltet sein, dass die Body-Diode des Low-seitigen FET nur für eine möglichst kurze Zeitspanne leitend ist. Das Einschalten des High-seitigen FET ist der kritischste Zustandswechsel und sollte erst dann erfolgen, wenn der Low-seitige FET vollständig abgeschaltet hat. Auf diese Weise werden die Schaltverluste minimiert, und auch das Schwingen der Spannung während des Zustandswechsels verringert sich.

Umgang mit hohen di/dt-Lasttransienten

In Power-Tipp 42 haben wir über die Anforderungen für Bypass-Kondensatoren bei Lasten mit sich schnell ändernden Stromstärken gesprochen. Wir haben gesehen, dass Kondensatoren mit geringer äquivalenter Serieninduktivität (ESL) nahe an der Last platziert werden sollen, da schon eine Induktivität von weniger als 0,5 nH extreme Spannungsspitzen verursachen kann. Um diese geringe Induktivität zu realisieren, sind mehrere Bypass-Kondensatoren und mehrere Zwischenverbindungen im Prozessorgehäuse erforderlich. Sehen wir uns die Anzahl der erforderlichen Bypass-Kondensatoren bei realistischen di/dt-Anforderungen am Ausgang der Stromversorgungen an.

Bild 1: Ein einfaches P-SPICE-Modell hilft beim Systemdesign Bild 1: Ein einfaches P-SPICE-Modell hilft beim Systemdesign

Bild 1 zeigt das dieser Diskussion zugrundeliegende P-SPICE-Modell des Stromversorgungssystems. In der Darstellung sehen wir eine Stromversorgung mit Kompensationsschaltung, Modulator (G1) und Ausgangskondensator. Verbindungsinduktivität sowie ein Lastmodell mit Bypass-Kondensator, Gleichstromlast und gestuften Lasten sind ebenfalls vorhanden.

Als erstes müssen Sie entscheiden, ob Stromversorgung und Last voneinander getrennt oder als ein geschlossenes Stromversorgungsdesign behandelt werden sollen. Im zweiten Fall können Sie die Bypass-Kapazität der Last nutzen, um die Ausgangskapazität des Netzteils zu verringern und so Kosten zu sparen. Im ersten Fall können Sie Stromversorgung und Last einzeln prüfen. Unabhängig von Ihrem Konzept müssen Sie festlegen, wie viel Bypass-Kapazität an der Last erforderlich ist.

Gleichung 1 Gleichung 1

Schätzen Sie zuerst die Verbindungsinduktivität und den Widerstand zwischen Stromversorgung und Last ab. Diese Verbindungsinduktivität (LINTERCONNECT) erzeugt mit dem Bypass-Kondensator (CBYPASS) einen Tiefpassfilter. Nehmen wir an, der Ausgangswiderstand an der Stromversorgung ist gering. Verwenden Sie den charakteristischen Widerstand dieses Tiefpassfilters (ZO), die Höhe des Lastsprungs (ISTEP) und die zulässige Spannungsschwankung (dV), um die Bypassfilter-Anforderungen zu bestimmen (Gleichungen 1 und 2):

Gleichung 2 Gleichung 2
Gleichung 3 Gleichung 3

Wenn wir Gleichung 2 nach Z0 auflösen und das Ergebnis in Gleichung 1 einsetzen, erhalten wir Gleichung 3.

Interessanterweise hängt die erforderliche Kapazität vom Quadrat des Laststroms geteilt durch das Quadrat der zulässigen Störung ab. Diese beiden Faktoren müssen also sorgfältig festgelegt werden.

Die Verbindungsinduktivität kann von wenigen Zehntel nH bei Stromversorgungen nahe der Last bis zu einigen Hundert nH bei weiter entfernten Stromversorgungen reichen. Eine brauchbare Faustregel ist, dass die Verbindungsinduktivität 6 nH pro cm beträgt. Für einen Lastsprung von 10 A und ein zulässiges Überschwingen von 30 mV können die Bypass-Anforderungen von 500 µF bei 5 nH bis zu unglaublichen 50 mF bei 500 nH reichen.

Gleichung 4 Gleichung 4
Gleichung 5 Gleichung 5
Gleichung 6 Gleichung 6

 

 

 

Gleichung 7 Gleichung 7

Dieser Filter reduziert auch die Steilheit des Laststromanstiegs im Netzteil. Wenn ein verlustfreier Filter von einem Strom mit Rechteckform angesteuert wird, ist der Induktionsstrom sinusförmig. Die Anstiegsrate wird berechnet, indem die Strom-Wellenform in den Gleichungen 4–7 abgeleitet wird.

Mit einer Verbindungsinduktivität von 5 nH und einem Bypass von 500 µF erzeugt ein Lastsprung von 10 A eine Anstiegsrate von 0,2 A/µS in der Stromversorgung. Eine höhere Induktivität verringert di/dt. Die Zahlen hier sind viel kleiner als die, die Entwickler normalerweise angeben.

Bei einem Ansatz mit geschlossenem System sollten Sie die Gesamtkapazität minimieren und die Regelkreisbandbreite maximieren. Sehen wir uns jetzt einmal den Ansatz mit einzelnen Elementen an. Hier müssen Sie Stabilität der Stromversorgung einerseits ganz ohne und andererseits mit der maximal anzunehmenden Bypass-Kapazität sicherstellen. Wie bereits erwähnt kann die Verbindungsinduktivität die Anforderungen an die Bypass-Kapazität der Last erhöhen. Dies wiederum beeinflusst die Kapazität in der Stromversorgung beim Ansatz mit einzelnen Elementen. Der Wert der Lastkapazität bestimmt die untere Grenzfrequenz des Netzteils. In den Regelkreismodellen Spannungs- wie im Strommodus sind beide proportional. Sie maximieren die untere Grenzfrequenz ohne Lastkapazität, aber sobald die Last verbunden ist, fällt diese signifikant ab.

Tabelle 1: Begrenzung der Stromversorgungskosten durch Design als geschlossenes System. Tabelle 1: Begrenzung der Stromversorgungskosten durch Design als geschlossenes System.

Tabelle 1 zeigt einen Vergleich der erforderlichen Kondensatoren für drei verschiedene Verbindungsinduktivitäten in unserem Beispielsystem. Diese Daten erhält man, indem man die Verbindungsinduktivität variiert, die Last-Bypass-Kapazität berechnet und eine passende Ausgangsstufe und einen Regelkreis für das Netzteil entwirft. In Fall 1 sind Last und Netzteil nahe beieinander; in Fall 2 existiert zwischen beiden eine mittelgroße Verbindungsinduktivität. In Fall 3 liegt im System eine extrem hohe Verbindungsinduktivität vor, was für ein über lange Kabel verbundene Stromversorgung typisch ist. Die erforderliche Bypass-Kapazität hängt direkt mit der Verbindungsinduktivität zusammen.

In diesem Beispiel ist die Induktivität, und somit die Bypass-Kapazität, im 3. Fall 100x so hoch. Dies beeinflusst das Design des Netzteils, da es mit und ohne Bypass-Kondensatoren stabil sein muss. Der erste Ansatz wird sicher bevorzugt, da hier die geringste Zahl an Kondensatoren verwendet wird und er somit am kostengünstigsten ist. In Fall 2, mit einer vernünftig kontrollierten Verbindungsinduktivität, erhöht sich die Zahl der Kondensatoren leicht. Eine hohe Verbindungsinduktivität, wie in Fall 3, erzeugt jedoch ein signifikantes Kostenproblem. Die Fälle 2 und 3 bedeuten eine Vereinfachung des Tests einer Stromversorgung.

Bild 2: Spannungsüberschwingen wird bei hoher Verbindungsinduktivität zum Problem. Bild 2: Spannungsüberschwingen wird bei hoher Verbindungsinduktivität zum Problem.

Bild 2 vergleicht die Simulation der Ausgangsspannungsänderungen während Lasttransienten bei geringer und hoher Verbindungsinduktivität. Eine geringe Induktivität dämpft die Schwingung schnell, während dies bei hoher Induktivität viel länger dauert. Die Gründe hierfür sind der höhere charakteristische Impedanz und die niedrigere Resonanzfrequenz. Zudem können sehr starke und potenziell schädigende Spannungsschwankungen auftreten, wenn der Laststrom bei dieser Resonanzfrequenz pulst.

Zusammenfassend ausgedrückt erfordern hohe di/dt-Lastsprünge eine sorgfältige Auswahl der Bypasskondensatoren, um die dynamische Regelung des Netzteils aufrechtzuerhalten. Es ist also äußerst wichtig, auf eine Verbindung zu achten, die eine geringe Verbindungsinduktivität besitzt, sowohl zwischen Last und Bypass-Kondensator als auch zwischen Bypass-Kondensator und Stromversorgung. Ein Designansatz als geschlossenes System stellt die kostengünstigste Lösung dar. Viele Systemingenieure übersehen diese möglichen Einsparungen durch die Verringerung der Lastkapazität, gegenüber dem getrennten Ansatz bei dem Systemprüfungen einfacher sind.

Umgang mit hohen dI/dt-Lasttransienten

Bei vielen Prozessoren erfordern die Spezifikationen, dass die Stromversorgung große, sich schnell ändernde Ausgangsströme liefert, typischerweise bei einer Änderung des Prozessor-Betriebsmodus. In einem System mit einer Ausgangsspannung von 1 V kann es beispielsweise erforderlich sein, für einen Lasttransienten von 100 A/µS die Versorgungsspannung in einem Rahmen von drei Prozent zu stabilisieren.

Der Schlüssel zur Lösung dieses Problems ist die Feststellung, dass es sich dabei nicht nur um ein Stromversorgungs- sondern auch um ein Stromverteilungsproblem handelt, und dass beide miteinander verflochten sind.

Formel 1
Gleichung 1

Die Auswirkung dieser hohen dI/dt-Anforderungen ist, dass die Spannungsquelle nur eine sehr geringe Induktivität besitzen darf. Wir formen den Ausdruck in Gleichung 1 um und lösen nach der zulässigen Induktivität der Quelle auf (Gleichung 2).

Formel 2
Gleichung 2

Im Pfad des schnellen Lasttransienten darf eine maximale Induktivität von 0,3 nH vorliegen. Zum Vergleich: Die Induktivität einer 0,25 cm breiten Leiterbahn auf einer vierlagigen Platine beträgt ca. 0,3 nH/cm. Die typische Induktivität eines Bonddrahtes in einem IC-Gehäuse liegt im Bereich von 1 nH und Durchgänge in einer Platine bei etwa 0,2 nH.

Formel 3
Gleichung 3

Außerdem gibt es eine Reiheninduktivität bei Bypass-Kondensatoren, wie in Bild 1 dargestellt. Die obere Kurve stellt den Widerstand eines einzelnen X5R-1210-Keramikkondensators mit 22 µF und 16 V dar, der auf einer vierlagigen Platine verlötet ist. Wie erwartet verringert sich der Impedanz unterhalb von 100 kHz mit steigender Frequenz. Bei 800 kHz tritt jedoch eine Serienresonanz auf und der Kondensator wird induktiv. Die Induktivität, die aus dem Kondensatorwert und der Resonanzfrequenz berechnet werden kann, beträgt 1,7 nH, liegt also deutlich über unserem Ziel von 0,3 nH. Glücklicherweise lassen sich Kondensatoren parallelschalten, um die effektive äquivalente Serieninduktivität (ESL) zu verringern.

Bild 1: Parasitäre Induktivitäten paralleler Kondensatoren verringern die Effizienz
Bild 1: Parasitäre Induktivitäten paralleler Kondensatoren verringern die Effizienz

Die untere Kurve in Bild 1 zeigt die Reduktion der Impedanz zweier paralleler Kondensatoren. Interessant ist dabei, dass die Resonanz sich leicht verringert hat, was bedeutet, dass die effektive Induktivität nicht genau die Hälfte beträgt. Auf Basis der Resonanzfrequenz beträgt die Induktivität nun 1,0 nH, entsprechend einer 40-prozentigen Reduktion der ESL statt der erwarteten 50% bei zwei parallelen Induktivitäten. Dieser Effekt hat zwei Gründe: die Verbindungsinduktivität und eine gemeinsame Induktivität zwischen beiden Kondensatoren.

Die Schleifengröße des Strompfades bestimmt die parasitäre Induktivität bei der Parallelschaltung beider Kondensatoren und die Größe der Kondensatoren andererseits bestimmt zu einem gewissen Grad die Schleifenfläche. Diese Korrelation von Größe und Induktivität ist in Tabelle 1 offensichtlich. Diese zeigt die Kondensatorinduktivität für verschieden große, oberflächenmontierte Keramikkondensatoren. Im Allgemeinen weisen größere Kondensatoren eine höhere Induktivität auf.

Tabelle 1: Die Größe des oberflächenmontierten Keramikkondensators beeinflusst die parasitäre Induktivität
Tabelle 1: Die Größe des oberflächenmontierten Keramikkondensators beeinflusst die parasitäre Induktivität

Tabelle 1 berücksichtigt nicht die Effekte der Kondensatormontage auf einer Platine, die ja in unseren vorangegangenen Messungen die Induktivität von 1 nH auf 1,7 nH erhöht hat. Ein weiterer interessanter Punkt ist, dass die Position der Terminierung einen bedeutenden Einfluss auf die Induktivität hat. Der Kondensator 0805 hat Anschlüsse an der kurzen Seite, während sie beim Kondensator 0508 an der langen Seite liegen. Dadurch wird die Lände des Strompfades beinahe halbiert und verbreitert, was eine signifikante Reduktion der Induktivität zur Folge hat. Diese alternative Konfiguration bietet eine Induktionsverringerung um vier zu eins.

Zusammenfassend gesagt erfordern hohe dI/dt-Lastsprünge eine sorgfältige Dimensionierung der Bypasskondensatoren, um die dynamische Regelung des Netzteils aufrechtzuerhalten. Oberflächenmontierte Kondensatoren müssen sehr nah an der Last angebracht sein, um die Verbindungsinduktivität zu minimieren. Bei Kondensatoren tritt eine parasitäre Induktivität auf, die eine ausreichende Entkopplung verhindert. Eine Parallelschaltung von Kondensatoren zur Reduktion dieser parasitären Induktivität ist effektiv, aber Verbindungs- und gemeinsame Induktivität verringern die Wirkung. Auch die Verwendung von Kondensatoren mit kürzeren Strompfaden ist effektiv. Dies lässt sich durch kleinere Teile oder Teile mit unterschiedlichen Anschlüssen erreichen, bei denen der Strom durch das kürzere Ende fließt.

Diskrete Komponenten – eine gute Alternative zu integrierten MOSFETs

Wir werden uns ansehen, wann diskrete Treiber zum Schutz der Gates von synchronen Gleichrichtern vor Überspannungen erforderlich sind. Idealerweise werden die synchronen Gleichrichter direkt vom Leitungstransformator aus angesteuert. Bei großen Eingangsspannungsbereichen kann allerdings die Transformatorspannung so hoch sein, dass die synchronen Gleichrichter beschädigt werden.

Bild 1: Q1 schaltet den synchronen Sperrwandler FET Q2 schnell ab. Bild 1: Q1 schaltet den synchronen Sperrwandler FET Q2 schnell ab.

Bild 1 zeigt einen diskreten Treiber zur Steuerung des Stromflusses von Q2 in einem synchronen Sperrwandler. Diese Schaltung liefert kontrollierten Gate-Einschaltstrom und schützt das Gate des Gleichrichters vor hoher Umkehrspannung. Die Schaltung startet mit einer negativen Spannung an den Ausgängen des Transformators auf. Der 12-V-Ausgang ist negativer als der 5-V-Ausgang, wodurch Q1 leitet und die Gate-Source-Spannung im Leistungs-FET Q2 kurzschließt und diesen dadurch schnell abschaltet.

Da der Basisstrom durch R2 fließt, entsteht eine negative Spannung am Differenzierglied-Kondensator C1. Währenddessen leitet der primäre FET und speichert Energie in der Hauptinduktivität des Transformators. Wenn der primäre FET abschaltet, kehrt sich die Ausgangsspannung des Transformators ins Positive um. Die Gate-Source Spannung von Q2 erhält durch D1 und R1 eine schnelle Vorwärts-Vorspannung, wodurch Q2 leitet.

Während sich C1 entlädt ist der Übergang von Basis zu Emitter an Q1 wird durch D2 geschützt. Die Schaltung bleibt in diesem Zustand, bis der primäre FET erneut eingeschaltet wird. Der Ausgangsstrom kann die Ausgangskondensatoren genauso entladen wie ein synchroner Abwärtsregler dies könnte. Durch das Einschalten des primären FETs bricht die Spannung am sekundären Transformator zusammen, wodurch die positive Ansteuerspannung an Q2 wegfällt.

Dieser Übergang kann einen starken Durchschlag zur Folge haben, wenn gleichzeitig sowohl der primäre FET als auch Q2 leiten. Um die Zeit zu minimieren, in der sowohl der primäre als auch der sekundäre FET eingeschaltet sind, schließt Q1 den Gate-Source Übergang am synchronen Gleichrichter Q2 so schnell wie möglich kurz.

Bild 2: D2 und D4 begrenzen die positive Gate-Spannung in diesem synchronen Vorwärtstreiber. Bild 2: D2 und D4 begrenzen die positive Gate-Spannung in diesem synchronen Vorwärtstreiber.

Bild 2 zeigt einen diskreten Treiber zur Steuerung des Stromflusses von Q1 und Q4 in einem synchronen Vorwärtswandler. Bei dieser Konstruktion ist der Eingangsspannungsbereich groß. Dadurch können an den Gates der beiden FETs Spannungen entstehen, die über ihrem Nennwert liegen. Daher ist eine Begrenzungsschaltung erforderlich. Diese Schaltungskonfiguration schaltet Q4 ein, wenn die Transformator-Ausgangsspannung positiv ist, und Q1, wenn sie negativ ist.

Die Dioden D2 und D4 begrenzen die positive Ansteuerspannung auf ca. 4,5 V. Die FETs werden durch D1 und D3 abgeschaltet, die durch den Transformator und den Strom in der Spule angesteuert werden. Die Gate-Umkehrspannungen werden durch Q1 und Q4 an Masse geklemmt. Bei dieser Schaltung ist die Gate-Kapazität der FETs relativ gering, daher sind die Schaltvorgänge schnell.

Größere FETs erfordern möglicherweise die Implementierung eines PNP-Transistors zur Entkopplung der Gate-Kapazität von der Transformatorwindung und zur Erhöhung der Abschaltgeschwindigkeit. Die Auswahl der passenden Kombination der Gatetreiber-Transistoren Q2 und Q3 ist entscheidend, denn in diesen Transistoren kann ein beträchtlicher Teil der Leistung umgesetzt werden, da sie während der Aufladung der FET-Gate-Kapazitäten als Linearregler arbeiten. Zudem kann bei höheren Ausgangsspannungen auch in die R1 und R2 umgesetzte Leistung erheblich sein.

Viele Netzteile mit synchronen Gleichrichtern können die Windungsspannung des Transformators zur Ansteuerung der Gates der synchronen Gleichrichter verwenden. Große Eingangsspannungsbereiche oder hohe Ausgangsspannungen erfordern Schutzschaltungen zum Schutz der Gates.

Mit dem in Bild 1 dargestellten synchronen Sperrwandler haben wir gezeigt, wie Sie die Umkehrspannung am Gate des synchronen Gleichrichters begrenzen und gleichzeitig schnelle Schaltübergänge beibehalten können. Auf ähnliche Weise wurde mit dem synchronen Vorwärtswandler in Bild 2 dargestellt, wie Sie die positive Ansteuerungsspannung an den Gates der synchronen Gleichrichter begrenzen können.

Monolithischer Flyback-Wandler ohne Optokoppler

Traditionell verwendeten galvanisch getrennte Stromversorgungen einen Optokoppler in der Rückkoppelschleife, um die Regelinformationen über die Potenzialgrenze hinweg zu übertragen. Unglücklicherweise variiert die Verstärkungscharakteristik eines Optokopplers sehr stark mit der Temperatur und Lebensdauer, was die Schwierigkeiten der Schleifenkompensation einer Stromversorgung erhöht.

Die Produktlinie der Flyback-Wandler ohne Optokoppler von Linear Technology, wie der LT3573, LT3574, LT3575, LT3511, LT3512 und LT8300, vereinfachen das Flyback-Design, da sie ein spezielles Messverfahren auf der Primärseite beinhalten und damit die Notwendigkeit für einen Optokoppler eliminieren.

Der monolithische Flyback-Wandler ohne Optokoppler LT8302 besitzt einen integrierten 65-V-/3,6-A-DMOS-Leistungsschalter mit interner Schleifenkompensation und Soft-Start. Der LT8302 kann mit Eingangsspannungen zwischen 2,8 V und 42 V arbeiten und liefert eine Ausgangsleistung von bis zu 18 W. Bei geringer Last hat er einen Burst-Modus mit geringer Welligkeit der Ausgangsspannung, was zu geringen Leistungsverlusten im Standby-Modus und geringer benötigter externer Komponentenanzahl führt.

Leistungsfähigkeit und einfacher Einsatz

Bild 1: Vollständiger, galvanisch getrennter 5-V-Flyback-Wandler mit einem Eingangsspannungsbereich von 2,8 V bis 42 V (Linear Technology)
Bild 1: Vollständiger, galvanisch getrennter 5-V-Flyback-Wandler mit einem Eingangsspannungsbereich von 2,8 V bis 42 V

Der LT8302 vereinfacht die Entwicklung eines galvanisch getrennten Flyback-Wandlers, indem er die isolierte Ausgangsspannung direkt am Flyback-Signal auf der Primärseite abtastet. Diese Lösung erfordert für die Regelung keine dritte Wicklung oder einen Optokoppler. Die Ausgangsspannung wird über zwei externe Transistoren und einen optionalen temperaturkompensierten Widerstand programmiert. Durch das Integrieren der Schleifenkompensation und dem Soft-Start, minimiert der Baustein die Anzahl der erforderlichen externen Komponenten, wie in Bild 1 dargestellt. Die Betriebsart Boundary-Modus erlaubt den Einsatz von Trafos moderater Größe, unter Beibehaltung einer exzellenten Lastregelung. Der Betrieb im Burst-Modus mit geringer Ausgangspannungswelligkeit resultiert in einem hohen Wirkungsgrad bei geringen Lasten, wobei gleichzeitig die Welligkeit der Ausgangsspannung minimiert wird.

Bild 2: Wirkungsgrad der Flyback-Wandlung für den Wandler in Bild 1 (Bild: Linear Technology)
Bild 2: Wirkungsgrad der Flyback-Wandlung für den Wandler in Bild 1

Bild 1 zeigt eine komplette Flyback-Schaltung mit dem LT8302. Dieser Wandler besitzt bis zu 85% Wirkungsgrad, wie in Bild 2 dargestellt, und hat dank seinem geringen Ruhestromeinen Wirkungsgrad von 82% mit einem Verbraucher von 10 mA und 5 V Eingangsspannung.

Geringer IQ, geringe Vorlast und hoher Wirkungsgrad

Bei sehr kleinen Lasten reduziert der LT8302 die Schaltfrequenz und behält gleichzeitig die minimale Strombegrenzung bei. Unter diesen Bedingungen geht er in den Burst-Modus mit geringer Welligkeit der Ausgangsspannung über, in dem der Baustein zwischen Schlaf- und Schalt-Modus hin und her schaltet. Der typische Ruhestrom liegt bei 106 µA im Schlaf- und 380 µA im Schalt-Modus, was den effektiven Ruhestrom weiter reduziert.

Die typische minimale Schaltfrequenz liegt etwa bei 12 kHz, wobei die Schaltung eine sehr kleine Vorlast benötigt (typisch 0,5% der Volllast). Deshalb sind die Leistungsverluste des LT8302 im Standby-Modus sehr gering – eine Voraussetzung für Applikationen, die einen hohen Wirkungsgrad bei ständig eingeschalteten Systemen erfordern.

Stromversorgungen mit negativer Eingangsspannung

Bild 3: Auf-/Abwärtswandler mit negativer Eingangsspannung und positiver Ausgangsspannung (Bild: Linear Technology)
Bild 3: Auf-/Abwärtswandler mit negativer Eingangsspannung und positiver Ausgangsspannung

In einer typischen Stromversorgung mit negativer Eingangsspannung ist der Masse-Pin des ICs mit dem negativen Eingangspegel, einer variierenden Spannung, verbunden ist. Als Ergebnis ändert sich seine Ausgangsspannung mit der Eingangsspannung, vorausgesetzt dass keine Pegel anhebende Schaltung eingesetzt wird. Das besondere Rückkoppel-Messverfahren des LT8302 kann direkt über die Signalform der Schaltknotenspannung einfach eine geregelte Ausgangsspannung kreieren, was die Pegel anhebende Schaltung eliminiert, die sonst nötig wäre.

 

Bild 3 zeigt einen einfachen Auf-/Abwärtswandler mit negativer Eingangs- und positiver Ausgangsspannung und Bild 4 stellt einen einfachen Abwärtswandler mit negativer Ein- und Ausgangsspannung dar.

Bild 4: Abwärtswandler mit negativer Eingangsspannung und negativer Ausgangsspannung (Bild: Linear Technology)
Bild 4: Abwärtswandler mit negativer Eingangsspannung und negativer Ausgangsspannung

Der LT8302 arbeitet über einen Eingangsspannungsbereich von 2,8 bis 42 V und liefert bis zu 18 W an galvanisch getrennter Ausgangsleistung, ohne dazu eine dritte Wicklung oder einen Optokoppler zu benötigen. Er beinhaltet eine ganze Reihe an Funktionen, die die Komponentenanzahl minimieren, wie der Betrieb im Burst-Modus mit sehr geringer Welligkeit der Ausgangsspannung; internem Soft-Start, Unterspannungssperrfunktion, Temperaturkompensation und interner Kompensation der Rückkoppelschleife.

Der LT8302 eignet sich für eine Vielzahl von Anwendungen, angefangen bei batteriebetriebenen Systemen, über Stromversorgungen im Automobil, in der Industrie, in der Medizintechnik und Telekommunikation sowie galvanisch getrennten Hilfs-/Betriebsstromversorgungen. Der hohe Integrationsgrad resultiert in einfacher Anwendbarkeit, geringer externer Komponentenanzahl, hohem Wirkungsgrad und einer vielseitigen Lösung zur Bereitstellung von galvanisch getrennter Stromversorgungsleistung.

Stromversorgung für DDR-Speicher

Die Verlustleistung in CMOS-Logiksystemen steht hauptsächlich mit der Taktfrequenz, der Eingangskapazität der verschiedenen Gatter innerhalb des Systems und der Versorgungsspannung in Zusammenhang. Da die Größe der integrierten Transistoren und damit die Versorgungsspannung reduziert wurden, ließen sich bei der Senkung der Verlustleistung auf Gatterebene signifikante Steigerungen erreichen. Durch diese reduzierten Verlustleistungen und schnelleren Betrieb der integrierten Transistoren mit niedrigerer Spannung konnten die Taktfrequenzen in den Gigahertzbereich angehoben werden.

Bei diesen sehr hohen Taktfrequenzen sorgen geregelte Widerstände, korrekt terminierte Busse und minimale Kreuzkopplung für ein präzises Taktsignal. Ursprünglich waren Logiksysteme so gestaltet, dass Daten nur auf einer Flanke des Taktsignals getaktet wurden, während beim DDR-Speicher mit doppelter Datenrate auf der aufsteigenden und abfallenden Flanke des Taktsignals Daten getaktet werden. Dadurch wird der Datendurchsatz verdoppelt und die Verlustleistung des Systems leicht angehoben.

Die erhöhten Datenraten machen es erforderlich, dass das Taktverteilungsnetzwerk sorgfältig gestaltet wird, um Überschwingen und Reflektionen zu minimieren, wodurch Logikschaltungen versehentlich getaktet werden können.

Bild 1: VTT Terminierungsspannungen reduzieren die Terminierungsleistung um die Hälfte. Bild 1: Mögliche Busterminierungen. UTT-Terminierungsspannungen reduzieren die Terminierungsleistung um die Hälfte.

In Bild 1 werden zwei mögliche Busterminierungsschaltungen vorgestellt. Im ersten Schaltplan (A) sind die Busterminierungswiderstände am Ende des Verteilungsnetzwerks positioniert und mit der Masse verbunden. Wenn sich der Bustreiber im Low-Zustand befindet, weisen die Widerstände einen Verlust von null auf. Im High-Zustand haben die Widerstände eine Verlustleistung, die der Versorgungsspannung (UDD) im Quadrat geteilt durch den Buswiderstand (Quellimpedanz plus Terminierungswiderstand) entspricht. Der durchschnittliche Verlust entspricht dem Quadrat der Versorgungsspannung geteilt durch den zweifachen Buswiderstand.

Im zweiten Schaltplan (B) ist der Terminierungswiderstand an eine Versorgungsspannung (UTT) angeschlossen, die der Hälfte der Spannung UDD entspricht. Die Verlustleistung im Widerstand ist dann unabhängig von der Versorgungsspannung konstant und entspricht dem Quadrat von UTT (oder [Udd/2]) geteilt durch den Terminierungswiderstand. Dies führt im Vergleich zum ersten Ansatz zu Energieeinsparungen von 50 Prozent.

Allerdings wird ein zusätzliches Netzteil benötigt. Die Anforderungen an dieses Netzteil sind jedoch etwas spezifisch. Erstens muss dessen Ausgang der Hälfte der Treiberspannung (UDD) entsprechen. Zweitens muss es sowohl Stromquelle als auch Stromsenke sein. Wenn die Treiberausgangsspannung niedrig ist, fließt Strom vom UTT-Netzteil. Wenn die Treiberspannung jedoch hoch ist, fließt Strom in das Netzteil. Schließlich muss das Netzteil mit Änderung der Systemdaten in verschiedene Modi übergehen können und eine geringe Quellimpedanz bis zu fast der Taktrate des Systems besitzen.

Die Spitzenleistung ist relativ einfach zu bestimmen aus den Terminierungswiderständen, der Taktfrequenz und der Kapazitäten innerhalb des Systems. Die Durchschnittsleistung ist schwerer zu schätzen und kann um ein Vielfaches geringer als ein Zehntel der Spitzenleistung sein. Sie müssen diese Dinge berücksichtigen, da das System dynamisch ist und keine feste Taktrate hat. Daten werden nicht in jedem Zyklus getaktet und es gibt Schaltelemente mit drei Zuständen (Tri-State). Der Durchschnittsstrom ist eine wichtige Zahl, die mit Systemmessungen zu überprüfen ist, da sie für die Festlegung der geeigneten Netzteil-Topologie wichtig sein kann. Sie wägen z.B. zwischen der geringen Verlustleistung eines Schaltnetzteils mit den geringen Kosten und der geringen Größe eines linearen Reglers ab.

Tabelle 1: Der lineare Ansatz ist platzsparender und kostengünstiger, ist jedoch nicht so effizient wie ein Schaltregler. Tabelle 1: Vergleich eines Schaltreglers mit einem linearen Regler. Der lineare Ansatz ist platzsparender und kostengünstiger, ist jedoch nicht so effizient wie ein Schaltregler.

Tabelle 1 zeigt den Vergleich von Komponentenanzahl, Flächenbedarf, Verlustleistung und Kosten für einen Schaltregler und einen linearen Regler. Dies gilt für Regler mit einem Ausgang eines Spitzenstroms von 3 A. Interessant ist, dass die Verlustleistung schwer zu handhaben ist, wenn der Spitzenstrom die gesamte Zeit vorliegt. Die Ermittlung des Gleichspannungsstroms beeinflusst die Wahl. In allen anderen Aspekten weist der lineare Regler eindeutige Vorteile auf.

Eine wichtige Herausforderung bei einem Netzteil für DDR-Speicher ist die Regelung der Ausgangsspannung bei extremen Laständerungen. Wie in Tabelle 1 gezeigt ist, verfügt der lineare Ansatz über eine viel breitere Regelbandbreite als der Schaltregler. Daher verwendet er viel kleinere Kondensatoren zur Regelung des Ausgangswiderstands.

Zur Regelung des Ausgangs auf einen Bereich von 40 mV bei einer Last von 3 A muss der Ausgangswiderstand bei der Durchtrittsfrequenz z.B. unter 0,013 Ω liegen, was etwa einer Kapazität von 10 uF entspricht. Ein Schaltregler mit einem linearen Regelkreis, der bei 50 kHz geschlossen wird, benötigt eine Kapazität von über 200 µF , was zu weiteren Kosten und mehr Platzbedarf auf der Platine führt (siehe Power-Tipp, Teil 10).

Fazit

Zusammenfassend lässt sich sagen, dass DDR-Speicher die Systemgeschwindigkeit verbessern, indem Daten auf beiden Flanken des Taktsignals getaktet werden, was zu einem erhöhten Durchsatz führt. Es werden Terminierungswiderstände benötigt, um Spannungsreflektionen aufgrund des Hochfrequenzbetriebs zu reduzieren. Verluste bei der Terminierung können minimiert werden, indem ein Ende an eine Spannung angeschlossen wird, die der Hälfte der Versorgungsspannung entspricht. Diese Spannungsversorgung muss Stromquelle und -senke sein können und eine hohe Durchtrittsfrequenz besitzen, damit die Kondensatoranforderungen minimiert werden. Ein linearer Regler zur Terminierung des Netzteils kann Geld und Platz sparen, wenn die erhöhte Verlustleistung akzeptabel ist.

Gleichtaktströme in nicht isolierten Netzteilen

In Hochspannungsnetzteilen, die z. B. in einer LED-Lampe vorkommen, ist dies unter Umständen nicht möglich. Bei näherer Betrachtung unterscheiden sie sich nicht wirklich von einem isolierten Netzteil. Es kommt zu Streukapazitäten von Schaltknotenpunkten zur Masse, die Gleichtaktströme verursachen.


Bild 1: Nur 100 fF Kapazität vom Schaltknotenpunkt können ein Problem mit elektromagnetischen Störungen verursachen.

Bild 1 stellt einen Schaltplan eines LED-Netzteils dar, in dem die parasitäre Kapazität gezeigt wird, die die Hauptursache für Gleichtaktströme in diesem Abwärtsregler darstellt. Es ist die Kapazität vom Schaltknotenpunkt zur Erde. Es überrascht, dass diese Kapazität so gering sein und trotzdem ein Problem darstellen kann.

Der Grenzwert für leitungsgeführte Störaussendung gemäß CISPR Klasse B (für den Wohnbereich) erlaubt ein Signal von 46 dBuV (200 uV) in eine Quellimpedanz von 50 Ohm bei 1 MHz. Dies bedeutet einen zulässigen Strom von nur 4 uA. Wenn der Wandler mit einem Rechtecksignal von 200 V Spitze-zu-Spitze den Drainanschluß von Q2 bei 100 kHz schaltet, liegt die Grundschwingung bei einer Spitzenspannung von 120 Volt.

Da die Oberschwingungen im Verhältnis zur Frequenz abnehmen, beträgt die Effektivspannung bei 1 MHz etwa 9 Vrms. Dies kann zur Berechnung einer zulässigen Kapazität zur Masse von etwa 0,1pF oder 100 fF (oder einem Widerstand von 2 Megaohm bei 1 MHz) verwendet werden. Dabei handelt es sich um eine plausible Kapazität von diesem Knotenpunkt. Es gibt außerdem Kapazitäten vom Rest des Schaltkreises zur Erde, die einen Rückpfad für Gleichtaktströme darstellt. Dies wird als C_Stray2 in Bild 1 dargestellt.


Bild 2: 100 fF können dazu führen, dass Sie die Grenzwerte für elektromagnetische Störungen überschreiten.

Bei einer LED-Lampe gibt es keine Chassisverbindung, es stehen nur der spannungsführende und der neutrale Anschluss zur Verfügung. Daher ist die Gleichtakt-EMV-Filterung problematisch. Dies liegt daran, dass es sich um einen hochohmigen Schaltkreis handelt. Er kann mit einer Spannungsquelle von 9 Vrms in Reihe mit einer kapazitiven Reaktanz von 2 Megaohm, wie in Bild 2 gezeigt, dargestellt werden.

Es gibt keine Möglichkeit, den Widerstand zu erhöhen, um den Strom zu reduzieren. Um die Störaussendungen bei 1 MHz zu reduzieren, müssen Sie die Spannung oder die Streukapazität reduzieren. Zwei Möglichkeiten zur Reduzierung der Spannung sind das Dithering und die Regelung der Anstiegszeit. Durch Dithering wird die Betriebsfrequenz eines Netzteils variiert, um das Spektrum auszuweiten.