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EPAP - Datenwandler

A/D-Wandler richtig ansteuern

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Frage: Es wurde mir gesagt, die Eingänge von A/D-Wandlern könnten „unfreundlich“ sein. Worüber sollte ich mir Sorgen machen?
Antwort: Keine Panik. Eingänge von A/D-Wandlern können möglicherweise „unfreundlich“ sein, doch man kann sie bändigen. Allerdings braucht man dazu einen guten Treiber.

ADC-Treiber sind aus drei Hauptgründen erforderlich. Erstens sind viele Signalquellen massebezogen, während viele schnelle A/D-Wandler differenzielle Eingänge haben. Somit muss der Treiber die Wandlung von massebezogen in differenziell durchführen. Zweitens haben viele A/D-Wandler Eingänge mit geschalteten Kondensatoren, die anfällig für ein- und ausgangsseitige Ladungsspitzen sind. Deshalb muss ein Treiber die Signalquelle vor den ADC-Eingängen puffern. Drittens müssen kleine Signale oft verstärkt und ihr Pegel angepasst werden, um zum maximalen Eingangsbereich des A/D-Wandlers zu passen. Der Treiber übernimmt auch diese Aufgabe.

Differenzielle Signalübertragung kann das Systemrauschen und die Verzerrung reduzieren. Da differenzielle Systeme keine gemeinsame Masse haben, tritt keine Massekopplung auf. Sie unterdrücken Gleichtaktrauschen und neigen dazu, Verzerrungsprodukte geradzahliger Ordnung auszulöschen, die als Gleichtaktsignale auftreten. Symmetrische Signale (gleicher und entgegengesetzter Phase und Höhe) reduzieren auch abgestrahlte Störungen, die andere Systemteile beeinträchtigen könnten. Darüber hinaus erzielen differenzielle Systeme bei einer vorgegebenen Versorgungsspannung den doppelten Signalhub. Dies verdoppelt den Dynamikbereich und verbessert das Signal/Rausch-Verhältnis.

Ziel des ADC-Treibers ist, das Signal von der Quelle zum A/D-Wandler zu übertragen und es, falls erforderlich, optimal aufzubereiten, während Verzerrung, Rauschen und Fehler bei der Einschwingzeit minimiert werden.

Die Eigenschaften des Verstärkers möchte man innerhalb der Vorgaben eines Systems an die Leistungsfähigkeit des A/D-Wandlers anpassen. Einige der vielen Überlegungen bei der Auswahl eines ADC-Treibers betreffen Rauschen, Verzerrungen und Einschwingzeit.

Zum Beispiel sollte man in breitbandigen Applikationen mit DC-Kopplung versuchen, das Spitze/Spitze-Rauschen vom Treiber und alle enthaltenen Filter auf unter oder gleich einem LSB der effektiven Anzahl an Bits des A/D-Wandler zu halten.

In Anwendungen für den Frequenzbereich, zum Beispiel Kommunikationssysteme, sind harmonische Verzerrungen entscheidend. Für beste Ergebnisse sollte man versuchen, die harmonischen Verzerrungen auf unter oder gleich eines LSB bei der effektiven Anzahl an Bits des A/D-Wandlers halten.

In Videosystemen und anderen Anwendungen für den Zeitbereich sowie für Multiplex-Systeme ist die Einschwingzeit von Interesse. Fehler bezüglich der Einschwingzeit können auch in LSB ausgedrückt werden. Dabei ist die gemeinsame Anforderung, dass der Treiber in einer spezifizierten Zeit auf ein LSB einschwingt. In hochauflösenden Systemen kann es schwierig sein, die Einschwingzeit zu charakterisieren.

Jede Anwendung ist anders. Deshalb ist es am besten, das Datenblatt des ADCs hinsichtlich des empfohlenen Treibers zu studieren.

Autor: Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.

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Datenerfassungssystem mit 16 Kanälen und 18-Bit-Auflösung

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Bei der Schaltung in Bild 1 handelt es sich um ein mehrkanaliges Datenerfassungssystem, das sich für industrieübliche Signalpegel eignet und auf kurze Umschaltzeiten zwischen den Kanälen optimiert ist. Das System kann 16 massebezogene oder acht differenzielle Eingangssignale mit einer Auflösung bis zu 18 Bit verarbeiten. Ein einzelner Kanal kann mit bis zu 1,33 MSample/s und 18-Bit-Auflösung abgetastet werden. Eine Kanal/Kanal-Umschaltung mit 250 kHz zwischen allen Eingangskanälen und 16-Bit-Auflösung ist möglich.

Bild 1: Schaltung zur mehrkanaligen Datenerfassung (nicht alle Komponenten, Verbindungen und Entkopplungen sind dargestellt) (Bild: Analog Devices)
Bild 1: Schaltung zur mehrkanaligen Datenerfassung (nicht alle Komponenten, Verbindungen und Entkopplungen sind dargestellt) (Bild: Analog Devices)

Die Signalverarbeitung bietet in Verbindung mit einem einfachen 4 Bit Aufwärts-/Abwärtszähler eine einfache und kostengünstige Möglichkeit um ein Umschalten zwischen den Kanälen ohne FPGA, CPLD oder einen schnellen Prozessor zu realisieren. Der Zähler lässt sich so programmieren, dass er aufwärts oder abwärts zählt, um Kanäle sequenziell abzutasten. Alternativ kann man zur Abtastung eines Kanals ein festes binäres Wort in den Zähler laden.

Der Multiplexer ADG5208 schaltet einen von acht Eingängen auf einen gemeinsamen Ausgang. Dies wird über die 3-Bit-Adressleitungen festgelegt. Im ADG5236 sind zwei unabhängig wählbare SPDT-Schalter (Single-Pole/Double Throw) enthalten. Zwei Multiplexer des Typs ADG5208 ermöglichen zusammen mit einem ADG5236 den Anschluss von 16 massebezogenen oder acht differenziellen Kanälen an die Signalkette. Dabei wird ein digitales Steuersignal mit 4 Bit verwendet. Das 4-Bit-Signal wird von einem 4-Bit-Aufwärts-/Abwärts-Zähler erzeugt. Dieser wird vom gleichen Signal getriggert, das für den Eingang CNV (Convert) zum 1,33 MSample schnellen 18-Bit-A/D-Wandler AD7984 verwendet wird.

Der Operationsverstärker AD8065 mit JFET-Eingang bietet eine Bandbreite von 145 MHz und ist als Spannungsfolger konfiguriert, um eine ausgezeichnete Einschwingzeit sowie eine sehr hohe Eingangsimpedanz zu erreichen.

Der differenzielle Funnel-Verstärker AD8475 mit integrierten Präzisionswiderständen stellt die Dämpfung präzise ein (um 0,4× oder 0,8×), führt die Gleichtakt-Pegelanpassung und Wandlung von massebezogenen in differenzielle Signale durch und verfügt über einen Überspannungsschutz. Aufgrund seiner kurzen Einschwingzeit (50 ns auf 0,001%), seines geringen Rauschens (10 nV/√Hz) eignet sich der AD8475 gut zum Treiben von A/D-Wandlern mit differenziellen 18-Bit-Eingängen bei Abtastraten bis 4 MSample/s. Der für diese Schaltung gewählte 18-Bit-A/D-Wandler AD7984 aus der PulSAR Familie bietet beim Abtasten eines Kanals eine Auflösung von 18 Bit bei einer Datenrate von 1,33 MSample/s.

Das über Multiplexer angelegte Eingangssignal besteht in der Regel aus großen Spannungssprüngen, wenn zwischen Kanälen umgeschaltet wird. Im ungünstigsten Fall kann der Spannungssprung so groß sein wie der gesamte Eingangsbereich. Von einem großen Spannungssprung in kurzer Zeit auf hohe Genauigkeit einzuschwingen ist eine enorme Herausforderung für die analoge Signalkette.

Die maximale Einschwingzeit, welche für die analoge Signalkette zur Verfügung steht, wird auf Basis einer Timing-Analyse berechnet. In die Berechnung fließen die Zeitverzögerung durch digitale Komponenten und Multiplexer ein. Die Einschwingzeit der gesamten Signalkette wird durch eine Simulation abgeschätzt und mit dem Evaluation Board EVAL-CN0269-SDPZ überprüft.

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Simultane Über- und Unterabtastung

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Antwort: Dies ist in der Tat bei „Sampling“-A/D-Wandlern, die im letzten Jahrzehnt entwickelt wurden, zu einem geläufigen Leistungsmerkmal geworden. Die höhere Bandbreite hat selten eine große Auswirkung auf den Energieverbrauch eines A/D-Wandlers. Denn die Eingangsstufe von A/D-Wandlern besteht normalerweise aus einer Abtastschaltung mit geschalteten Kondensatoren. Bei ADCs mit Eingangspuffern ist die Leistungsaufnahme dieser Verstärker ungefähr proportional zu ihrer Bandbreite. Da sich die Prozesse zur Herstellung von Verstärkern jedoch immer weiter entwickeln, liefert jede folgende Generation mehr Bandbreite bei geringerer Leistungsaufnahme.

Die Abtasttheorie [1] sagt, dass beim Abtasten eines komplexen Signals (zusammengesetzt aus verschiedenen Frequenzkomponenten) mit einer Abtasttaktfrequenz von weniger als der doppelten Maximalfrequenz des Signals ein als „Aliasing“ bekanntes Phänomen auftritt. Das Abtasten mit einer Taktfrequenz, die so niedrig ist, dass sie „Aliasing“ verursacht, bezeichnet man als „Undersampling“ oder Unterabtastung.

In den Anfängen von abtastenden oder „Sampled”-Datensystemen war das Eingangssignal fast immer ein Basisbandsignal mit einer Frequenz von DC (oder bei AC-Kopplung in der Nähe von DC) bis zu einer Grenzfrequenz, die normalerweise durch ein Tiefpassfilter definiert wurde. In solchen Systemen kann „Aliasing“ den einwandfreien Betrieb verhindern und ein ernstes Problem darstellen.

Falls die gesamte Bandbreite des Signals jedoch weniger als die Hälfte der Abtastfrequenz beträgt, ist „Aliasing” kein Problem. Vorausgesetzt, die Beziehung zwischen der Abtastfrequenz und dem Bereich von Signalfrequenzen ist richtig definiert. Heute arbeiten viele Datensysteme mit Signalen höherer Frequenz, jedoch relativ schmaler Bandbreite (zum Beispiel die Zwischenfrequenzen von Digitalradios) und niederfrequenteren Taktsignalen. Die A/D-Wandler für diese Systeme müssen große Signalbandbreiten haben, brauchen aber keine hohen maximalen Taktfrequenzen.

Man kann die Auflösung eines Datensystems verbessern, indem man die Abtasttaktrate erhöht – dies bezeichnet man als „Oversampling“ oder „Überabtastung“. Bei einer kleinen Signalbandbreite kann man mit den in der Eingangsfrage erwähnten A/D-Wandlern selbst bei einer hohen Signalfrequenz und einer Taktfrequenz, die wesentlich höher ist als die Signalbandbreite, aber wesentlich niedriger als die Mittenfrequenz des Signals, ein hochleistungsfähiges System realisieren. Ein solches System ist simultan „unterabtastend” und „überabtastend”, obwohl das auf den ersten Blick nicht so aussieht.

[1] Oft als Nyquist- oder Nyquist-Shannon- bzw. Abtasttheorie nach Harry Nyquist und Claude Shannon bezeichnet, die zu den ersten Entwicklern dieser theoretischen Grundlage gehörten.

Autor: Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.

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Dynamische Leistungssteuerung minimiert den Leistungsverlust

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Von D/A-Wandlern in Industriesystemen wird erwartet, dass sie ein breites Spektrum an Lasten treiben. Bei der Versorgung von D/A-Wandlern mit einer festen Spannung kann auf dem Chip jedoch eine beachtliche elektrische Energie umgesetzt werden.

Dies gilt speziell bei kleinen Lasten oder bei einem Kurzschluss gegenüber Masse. Aufgrund der aufgenommenen Leistung kann die Temperatur eines DACs über die empfohlenen Grenzen der Betriebstemperatur hinaus ansteigen. Bei Systemen mit hoher Kanaldichte oder für den Einsatz bei hohen Umgebungstemperaturen ist dies unter Umständen problematisch.

Ein Beispiel: Ein D/A-Wandler soll in eine Last mit 100 Ω bis 1 kΩ bis zu 20 mA liefern. In diesem Fall muss die minimale Versorgungsspannung 20 V betragen. Die maximal vom DAC zur Verfügung gestellte Leistung beträgt U × I = 20 V × 20 mA = 0,4 W. Bei einer Last von 1 kΩ wird die gesamte Leistung von der Last aufgenommen und es geht keine Energie verloren. Eine 100-Ω-Last nimmt nur 0,04 W auf. Somit werden 0,36 W verbraucht oder auf dem Chip in Wärme umgesetzt. In manchen Fällen ist eine 0-Ω-Last eine gültige Situation und sorgt dafür, dass die gesamte Leistung auf dem Chip umgesetzt wird.

In einem 64-poligen LFCSP-Gehäuse darf die maximale Umgebungstemperatur 125°C nicht übersteigen. Bei vier Kanälen mit je 0,4 W beträgt die gesamte umgesetzte Leistung 1,6 W. Die thermische Impedanz eines 64-poligen LFCSP beträgt 28°C/W. Im vorigen Beispiel beträgt der Temperaturanstieg PD × θJA = 1,6 W × 28°C/W = 44,8°C. Deshalb darf die Umgebungstemperatur für einen sicheren Betrieb nur maximal 80,2°C betragen. Mit Kühlkörpern lässt sich diese Problematik zwar lösen, doch können sie aus Platz- und Kostengründen nicht immer eingesetzt werden.

Die dynamische Leistungssteuerung (DPC) adressiert diese Problematik direkt. Ein DC/DC-Wandler macht aus einer Eingangsspannung von 5 V eine Ausgangsspannung von 7,5 bis 29,5 V. Diese Ausgangsspannung versorgt den D/A-Wandler mit Stromausgang, der die für die Last erforderliche Leistung zur Verfügung stellt. Bei einer 0-Ω-Last beträgt die Spannung am Ausgang des DC/DC-Wandlers 7,5 V; der niedrigste Wert. Die maximal im DAC umgesetzte Leistung beträgt 7,5 V × 20 mA = 0,15 W. Dies spart 0,25 W.

Mit DPC beträgt die maximale Leistung, die in vier Kanälen umgesetzt wird (jeder Kanal gegen Masse kurzgeschlossen), 0,6 W. Der Temperaturanstieg beträgt PD × θJA = 0,6 W × 28°C/W = 16,8°C. Damit erhöht sich das Temperaturlimit für einen sicheren Betrieb auf 108,2°C. DPC bietet die größten Vorteile in Systemen mit großem, nicht definierten Lastbereich, hoher Kanaldichte und hohen Temperaturen, die nur wenig Verlustleistung umsetzen dürfen.

Der vierkanalige 16 Bit D/A-Wandler AD5755 verfügt über Spannungs- und Stromausgänge SPS, DCS und andere industrielle Prozesssteuerungsapplikationen. Die DPC regelt die Spannung am Ausgangstreiber, minimiert die Verlustleistung bei Widerständen mit niedrigen Werten und vereinfacht das Wärmemanagement. Jeder Kanal kann so konfiguriert werden, dass er folgendes bietet: Spannungsausgang mit 0 bis 5 V, 0 bis 10 V, ±5 V oder ±10 V Vollausschlag und ±0,04% TUE (Total Unadjusted Error); Stromausgang mit 0 bis 20 mA, 4 bis 20 mA oder 0 bis 24 mA Vollausschlag und ±0,05% TUE.

Bild 1: AD5755 mit dynamischer Leistungssteuerung (Bild: ADI)
Bild 1: AD5755 mit dynamischer Leistungssteuerung (Bild: ADI)

Offset und Verstärkung lassen sich für jeden Kanal programmieren. Die Bauteile können mit der integrierten 5-V-Referenz mit ±5 ppm/°C oder mit einer externen Referenz verwendet werden. Bild 1 zeigt die Schaltung des Stromausgangs, den DC/DC-Wandler und den Leistungs-Controller. Bei aktiviertem Stromausgang wird UDS des Ausgangs-FET gemessen. Diese Spannung steuert den MOSFET im Leistungssteuerblock, um UBOOST zu regeln. Dies wiederum steuert UDS wie durch die Anforderungen für den Ausgangsstrom festgelegt. Bei eingeschaltetem MOSFET lädt die Induktivität auf einen Wert, der durch die Differenz des tatsächlichen Wertes von UDS und dem erforderlichen Wert bestimmt wird. Im ausgeschalteten Zustand entlädt sich die Spule in den Kondensator und UBOOST-Pin. Dieser Prozess wiederholt sich bei jedem Taktzyklus.

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18-Bit-Datenerfassungssystem mit geringer Leistungsaufnahme

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Bei der Schaltung in Bild 1 handelt es sich um ein komplettes, rauscharmes Datenerfassungssystem (5 MSample/s; 18 Bit), das 122 mW aufnimmt und eine hohe Genauigkeit bietet. Referenz, Referenzpuffer, Treiberverstärker und A/D-Wandler bilden eine optimierte Lösung mit einem Störabstand von 99 dB und einer harmonischen Verzerrung (THD) von −117 dB. Wegen ihrer geringen Leistungsaufnahme und ihrer kleinen Grundfläche eignet sich die Schaltung für portable Anwendungen.

Bild 1: Signalkette mit 5 MSample/s, 18 Bit (nicht alle Verbindungen sind dargestellt). (Bild: Analog Devices) Bild 1: Signalkette mit 5 MSample/s, 18 Bit (nicht alle Verbindungen sind dargestellt).

Der Verstärker ADA4897-1 mit Rail-to-Rail-Ausgang eignet sich als Treiber für den hochgenauen, SAR-A/D-Wandler AD7960 (5 MSample/s; 18 Bit). Das rauscharme Bauteil (1 nV/√Hz typ.) mit einer Stromaufnahme von 3 mA bietet eine Bandbreite von 230 MHz und eine Spannungsanstiegsgeschwindigkeit von 120 V/μs. Er schwingt in 45 ns auf 0,1% ein.

Die Eingangssignale für die Operationsverstärker des ADA4897-1 werden mit einem RC-Glied (820 Ω / 100 pF) gefiltert. Dieses bietet eine Bandbreite von 2 MHz. Für eine zusätzliche Filterung am Eingang des A/D-Wandlers AD7960 sorgt der RC-Filter mit 33 Ω / 56 pF. Dieser hat eine Bandbreite von 86 MHz. Dieses Filter reduziert die Rückwirkungen vom kapazitiven DAC-Eingang des AD7960 und begrenzt das Rauschen an den Eingängen des AD7960.

Die Schaltung nutzt Versorgungsspannungen von +7 V und −2,5 V für die Eingangstreiber des ADA4897-1, um den Energieverbrauch zu minimieren und eine optimale, niedrige Systemverzerrung zu erreichen. Die Ausgangsstufe des ADA4897-1 zeigt Rail-to-Rail-Verhalten und schwingt um 150 mV über/unter der jeweiligen Versorgungsspannung. Aus der zusätzlichen Reserve, die sich mit den Versorgungsspannungen von +7 V und −2,5 V ergibt, resultiert ein gutes Verzerrungsverhalten.

Der differenzielle Eingangsbereich des AD7960 wird mit einer externen Referenzspannung von 5 oder 4,096 V eingestellt. In Bild 1 wird die 5-V-Referenzspannung vom ADR4550 bereitgestellt. Beim ADR4550 handelt es sich um eine hochgenaue, rauscharme Referenz mit geringer Stromaufnahme (950 μA max.) und einem Anfangsfehler von maximal ±0,02%. Die Referenz bietet ferner eine gute Temperaturstabilität sowie ein niedriges Ausgangsrauschen.

Der AD8031 wird zur Pufferung der externen Referenz und der Gleichtaktausgangsspannung des AD7960 verwendet. Der AD8031 ist für viele Anwendungen geeignet. Angefangen bei batteriegespeisten Systemen mit großer Bandbreite bis hin zu sehr schnellen Systemen, bei denen aufgrund der Komponentendichte ein geringer Energieverbrauch erforderlich ist. Der AD8031 arbeitet stabil bei großen kapazitiven Lasten und kann die Entkopplungskondensatoren treiben, die erforderlich sind, um Spannungsspitzen als Folge von Stromtransienten zu minimieren.

Digitalschnittstelle und A/D-Wandler

Die Digitalschnittstelle des AD7960 nutzt den LVDS-Standard (Low Voltage Differential Signaling) für hohe Datenübertragungsraten. Ein LVDS-Signal CLK+/CLK− muss an den AD7960 angelegt werden, um Daten zum digitalen Host zu übertragen.

Der 5 MSample/s schnelle 18-Bit-Wandler AD7960 bietet ±0,8 LSB INL, ±0,5 LSB DNL sowie einen Dynamikbereich von 100 dB und nimmt 46,5 mW auf. Versorgt wird der AD7960 mit +5 V (UDD1) und +1,8 V (UDD2 und UIO), Bild 1. Die erforderlichen Versorgungsspannungen von 5 und 1,8 V können mit LDOs wie zum Beispiel den Modellen ADP7104 und ADP124 erzeugt werden.

Bild 2: Typische integrale Nichtlinearität (INL) des AD7960 in Abhängigkeit vom Ausgangscode mit REF = 5 V. Bild 2: Typische integrale Nichtlinearität (INL) des AD7960 in Abhängigkeit vom Ausgangscode mit REF = 5 V.

Der AD7960 wandelt die differenzielle Spannung der gegenphasigen Analogeingänge (IN+ und IN−) in ein digitales Ausgangssignal. Die Analogeingänge IN+ und IN− benötigen eine Gleichtaktspannung in Höhe der halben Referenzspannung. Der rauscharme Verstärker AD8031 puffert die +5-V-Referenzspannung der rausch- und driftarmen Referenz ADR4550 sowie die Gleichtaktausgangsspannung (UCM) der Digitalschnittstelle AD7960.

Der ADA4897-1 ist als Spannungsfolger konfiguriert und treibt die Eingänge des AD7960 mit einem differenziellen gegenphasigen 0- bis 5-V-Signal (180° Phasenversatz). Bild 2 zeigt die typische integrale Nichtlinearität (INL) als Funktion des Ausgangscodes des AD7960. Sie liegt mit einer externen Referenz von 5 V innerhalb der Spezifikationen von ±0,8 LSB.

Histogramm und FFT-Leistungsfähigkeit

Bild 3: Typisches Histogramm bei REF = 5 V Bild 3: Typisches Histogramm bei REF = 5 V

Die Genauigkeit der Schaltung ist aus dem Histogramm in Bild 3 und der FFT-Kurve in Bild 4 mit einer externen Referenz von 5 V ersichtlich. Die Daten wurden mit Hilfe des Evaluation-Boards EVAL-AD7960FMCZ und dem Audio Precision SYS-2702 als Signalquelle aufgenommen.

Blockschaltbild und Leiterplattenlayout findet man im Design Support Package CN-0277 unter www.analog.com/CN0277-DesignSupport.

 

 

 

Bild 4: 1 kHz, -0,5 dBFS Eingangssignla-FFT, REF = 5 V Bild 4: 1 kHz, -0,5 dBFS Eingangssignla-FFT, REF = 5 V

 

Häufige Varianten

Der AD7961 ist ein 5 MSample/s schneller differenzieller 16-Bit-A/D-Wandler aus der PulSAR-Familie. Er ist anschlusskompatibel zum AD7960. Somit kann er in der Schaltung in Bild 1 statt des AD7960 verwendet werden wenn lediglich eine Auflösung von 16 Bit erforderlich ist. Die Serie AD7960 unterstützt externe Referenzen mit 4,096 oder 5 V. Das EVAL-AD7960FMCZ ermöglicht über einen Jumper die Auswahl des ADR4540 (4,096 V) oder des ADR4550 (5 V) als Referenz.

Die verschiedenen Möglichkeiten zum Anschluss der Referenzspannung werden über die Enable EN[0:3] Pins des AD7960 vorgenommen (siehe Datenblatt des AD7960). Falls ein Eingangsbereich von 0 bis 5 V erforderlich ist, kann die Referenz ADR4550 in Verbindung mit dem Referenzpuffer AD8031 verwendet werden. Dies erfolgt, indem man die Enable Pins des AD7960 als EN[0:3] = ‚X001’ oder ‚X101’ einstellt.

Die einkanaligen Operationsverstärker ADA4897-1 und AD8031 können durch die zweikanaligen Versionen (ADA4897-2 und AD8032) ersetzt werden.

Für optimiertes Rausch- und Verzerrungsverhalten kann statt des ADA4897-1 der ADA4899-1 (15 mA) verwendet werden. Der ADA4899-1 ist eine als Spannungsfolger konfigurierter stabiler, schneller Operationsverstärker, welcher eine sehr geringe Verzerrung und ein niedriges Spannungsrauschen von 1 nV/√Hz aufweist.

Schaltungsevaluierung und Test

Das Evaluation Board EVAL-AD7960FMCZ wurde entwickelt, um den A/D-Wandler AD7960 zu evaluieren und zu testen. Zum Testen der Schaltung in Bild 1 wurden zwei Operationsverstärker des Typs ADA4897-1 zum Treiben des AD7960 verwendet.

Ein Blockschaltbild und Benutzerhinweise befinden sich im Benutzerhandbuch UG-490 für das Board EVAL-AD7960FMCZ. Die Dokumentation beschreibt, wie die beschriebenen AC/DC-Tests durchzuführen sind.

Bild 5: Blockschaltbild des Testaufbaus Bild 5: Blockschaltbild des Testaufbaus

Der Anwender hat die Option eine externe Versorgungsspannungen von +7 und −2,5 V für die Eingangsverstärker auf dem Board EVAL-AD7960FMCZ zu verwenden.

Bild 5 zeigt die Blockschaltung des Testaufbaus, Bild 6 ein Foto des Evaluation Boards.

Erforderliche Ausrüstung

Zum Testen der Schaltung ist folgende Ausrüstung erforderlich:

• Das Evaluation Board EVAL-AD7960FMCZ und Software

• Das System-Demonstration-Plattform Board (EVAL-SDP-CH1Z)

• Ein verzerrungsarmer Signalgenerator wie zum Beispiel das Modell 81150A von Agilent oder SYS2702 von Audio Precision

• Ein PC mit USB-2.0-Schnittstelel, mit Windows XP, Windows Vista oder Windows 7 (32 oder 64 Bit)

• Ein 12 V DC-Netzteil (im Lieferumfang des EVAL-SDP-CH1Z Boards enthalten)

• USB-Schnittstellenkabel (1) und SMA-Kabel (1)

Bild 6: Das Board EVAL-AD7960FMCZ, angeschlossen an das Board EVAL-SDP-CH1Z Bild 6: Das Board EVAL-AD7960FMCZ, angeschlossen an das Board EVAL-SDP-CH1Z
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Übersprechen bei Wandlern

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Antwort: Sicher! Übersprechen kann auf mehrere Arten entstehen. Von einer Signalkette auf der Leiterplatte auf eine andere, von einem Kanal in einem IC auf einen anderen oder durch die Stromversorgung. Der Schlüssel zum Verständnis von Übersprechen liegt darin, zu erkennen, von wo es kommt und wie es sich zeigt.

Kommt das Übersprechen von einem benachbarten Wandler, einem anderen Kanal der Signalkette oder wird es durch den Leiterplattenentwurf verursacht? Die häufigste Art des Übersprechens nennt man „Benachbartes Übersprechen“ (Adjacent Crosstalk). Diese Art des Übersprechens zeigt sich, wenn ein Kanal bei seinem Endbereich (Full Scale) oder in dessen Nähe getrieben wird, während der andere Kanal bzw. eine andere Signalkette, die betrachtet wird, offen ist und kein Signal anliegt.

Eine Störung, die über das Grundrauschen ansteigt, kann bei der Messung des ausgangsseitigen Frequenzspektrums auf dem offenen Kanal festgestellt werden. Dieser Typ des Übersprechens gibt Aufschluss über die galvanische Trennung zwischen dem offenen Empfängerkanal und dem getriebenen „Aggressor”-Kanals.

Manchmal sind offene Kanäle robust genug, um Einkopplungen von einem getriebenen Kanal zu unterdrücken. Doch es gibt eine zahlenmäßige Überlegenheit. Bei einem anderen Übersprechen-Test werden bis auf einen alle Kanäle im System mit der gleichen Frequenz getrieben (nur ein Kanal bleibt offen). In diesem Fall wird die Stärke aller „Aggressoren“ durch den offenen Kanal gemessen.

Eine dritte Möglichkeit zum Messen von Übersprechen besteht darin, zwei oder mehr Kanäle mit unterschiedlichen Frequenzen und Signalstärken zu treiben und die offenen Kanäle zu testen, um zu sehen, ob die getriebenen Kanäle durch Übersprechen entstehende Mischprodukte aufweisen, die durchkommen. In diesem Fall zeigt der Mischeffekt, wie die „Aggressor“-Signale zurück in das interessierende Frequenzband fallen.

Schließlich können die gleichen drei Messungen wiederholt werden, wenn sich die Eingangssignale in einer Überbereichssituation (über dem Endbereich des Bauteils oder der Signalkette) befinden. Dies hilft bei der Definition, wie robust ein offener Kanal ist, wenn das Eingangssignal begrenzt oder der Kanal gesättigt ist.

Alle diese Tests sollten den gesamten Signal- und Frequenzbereich abdecken, der für die Applikation von Interesse ist. Denn Übersprechen kann manchmal von einem nicht optimalen Leiterplattenentwurf verursacht werden oder sich in bestimmten Betriebssituationen zeigen. Bauteile auszutauschen wird dann nicht helfen. Der Wandler oder das mehrkanalige Bauteil muss sorgfältig getestet werden, um sicherzustellen, dass er oder es für die Applikation robust genug ist.

Autor: Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices

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Merkwürdige Phänomene beim Einsatz von Instrumentenverstärkern

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Antwort: Am 18. Februar 2013 wurde ein spektakulärer und erfolgreicher Diamantenraub innerhalb von fünf Minuten durchgeführt, während ein Flugzeug für den Flug von Brüssel nach Zürich beladen wurde. Ein geschätzter Wert von 350 Millionen Dollar macht diesen Diamantenraub zu einem der größten aller Zeiten. Von Dieben, die als Polizisten verkleidet waren, wurde eine gut durchdachte Handlung schnell und mit hoher Präzision ähnlich wie in einem Hollywood-Film durchgeführt. Die Fluggäste hatten nichts bemerkt, bis man sie zum Verlassen des Flugzeugs aufforderte. Der Raub löste eine internationale Fahndung aus, um die Räuber vor Gericht zu bringen.

Diejenigen, die sich mit Elektronik beschäftigen, müssen sich mit einer anderen Art des „diamond plots“ beschäftigen. Im Englischen kann man mit „diamond plot“ sowohl den oben beschrieben Diamantenraub bezeichnen, wie auch das Rauten-Diagramm, das das Verhältnis der Eingangs-Gleichtaktspannung zur Ausgangsspannung eines Instrumentenverstärkers beschreibt und oft im Datenblatt zu finden ist.

Beim Einsatz von Instrumentenverstärkern beobachten Entwickler oft ein merkwürdiges Phänomen. Das Problem wird manchmal genau als „der Ausgang ist gesättigt“ bezeichnet. Andere Male kann die Beschreibung etwas kryptischer sein und so lauten: „Der Verstärkungsfehler ist sehr hoch“ oder „Der Verstärker ist sehr nichtlinear“. Oder einfach „er arbeitet nicht, wenn er soll“. Bei uns gibt es keinen Ablaufplan, nach dem wir Kundenprobleme lösen. Falls wir jedoch einen hätten, käme „Prüfen Sie den diamond plot“ gleich nach „Schalten Sie das Bauteil ein“.

Falls sich die Betriebsbedingungen innerhalb der Grenzen des „diamond plot“ befinden, sollte das Bauteil einwandfrei arbeiten. Andernfalls wird der Ausgang in Folge von Sättigung interner Knoten ungültig sein.

Für Leser, die mit Instrumentenverstärkern nicht vertraut sind – diese linearen Bauteile verstärken die Spannungsdifferenz zwischen ihren Eingängen unabhängig von der Eingangsspannung relativ zur Versorgungsspannung. Die Eingangs-Gleichtaktspannung – der Durchschnitt der zwei Eingangsspannungen – wird vom Verstärker unterdrückt.

Natürlich ist der Betrieb auf einen limitierten Spannungsbereich begrenzt. Die meisten Entwickler würden diesen unterhalb der Versorgungsspannung erwarten. So ist dies im Allgemeinen kein Problem. Allerdings verschwindet die Gleichtaktspannung nicht einfach, wenn sie in die Schaltung gelangt. Stattdessen wird sie intern vom gewünschten Signal subtrahiert. Dies bedeutet, dass das verstärkte Signal und die Gleichtaktspannung in die Versorgungsspannung passen müssen. Der Mechanismus, mit dem die Gleichtaktspannung subtrahiert wird, hängt von der speziellen Schaltkreistopologie ab. Dies gibt der Kontur eine bestimmte Form. Dies kann ein Oktagon, ein Hexagon oder ein Parallelogramm sein. Die Bezeichnungen „diamond plot“ kann daher etwas unzutreffend sein, doch diese Diagramme liefert dem Schaltungsentwickler nützliche Informationen bezüglich des richtigen Betriebsbereichs, vorgegeben durch Eingangsspannungen, gewünschter Ausgangsspannungshub, Referenzspannung und Versorgungsspannung.


Bild 1. Eingangs-Gleichtaktspannung gegenüber der Ausgangsspannung

Dieses Problem wird größer, wenn mit niedrigen Versorgungsspannungen und Applikationen mit unipolarer Spannung gearbeitet wird, da das Rauten-Diagramm wesentlich kleiner und der Betriebsbereich noch begrenzter wird. Moderne Instrumentenverstärker wie die Modelle AD8226, AD8227, AD8420 und AD8422 zielen darauf ab, das Rauten-Diagramm so groß wie möglich zu erweitern. Zur Vereinfachung von Niederspannungsdesigns übersteigt das Rauten-Diagramm des AD8237 die Versorgungsspannung (Bild 1).

Bei Ihrer nächsten Entwicklung mit einem Instrumentenverstärker sollten Sie an den „diamond plot“ denken. Zumindest wird aufgrund dieses Plots nicht Interpol vor Ihrer Tür stehen, um die gestohlenen Steine aufzufinden!

Autor: Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices

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Schaltende Bits

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Antwort: Entwickler, die mit schnellen ADCs nicht so gut vertraut sind, erwarten eventuell, dass der Digitalausgang eines Wandlers bei einem statischen Analogeingang konstant bleibt. Dies ist ähnlich wie man ohne Eingangssignal einen einfachen DC-Offsetfehler am Ausgang eines Operationsverstärkers erwartet. Nimmt man das Eingangssignal von einer Verstärkerschaltung und misst die Ausgangsspannung mit einem Digital-Multimeter (DVM), zeigt dieses den Verstärkeroffset an.

Das DVM mittelt die angezeigten Ergebnisse (mit einem ADC!). Allerdings sagt das DVM nichts über das Rauschen am Verstärkerausgang aus. Zum Messen des Rauschens ist ein Oszilloskop oder ein Spektrumanalysator erforderlich.

Wie alle anderen Bauteile in der Signalkette leisten auch ADCs mit ihrem eigenen thermischen Rauschen einen Beitrag zum Gesamtrauschen. Falls man also verifizieren möchte, dass der ADC sich ohne Eingangssignal wie erwartet verhält, muss man einen Block von Daten erfassen und den Mittelwert bilden. Genauso wie es ein DVM mit der Verstärkerschaltung macht. Schnelle ADCs floaten normalerweise zu Code in der Mitte des Ausgangsbereiches plus oder minus Offset. Somit sollte sich der resultierende Durchschnittsausgangscode innerhalb der Offsetspezifikation des ADCs befinden.

Während man den Block von erfassten Daten analysiert, kann man leicht das Rauschverhalten des ADCs überprüfen. Die Datenblattspezifikation ist „Eingangsbezogenes Rauschen“, angegeben als LSBeff.. Die Messung ist bekannt als „Massebezogener Eingangshistogrammtest“, wobei die Nomenklatur von frühen Wandlern stammt, die einen bipolaren Eingangsbereich um Masse hatten. Den Eingang gegen Masse kurzuschließen war gleich wie kein Eingangssignal zu haben. Moderne schnelle Wandler arbeiten normalerweise mit einer unipolaren Spannung. Somit ist statt der Masse ihre eingangsseitige Gleichtaktspannung der Mittelpunkt der Stromversorgung des Schaltungseingangs. Glücklicherweise wird der Histogrammtest durchgeführt, indem man ohne Eingangssignal einen Block mit Daten erfasst. Dies ist bereits erfolgt. Statt den Mittelwert der erfassten Ausgangsdaten zu bilden, sollte man ein Histogramm anfertigen. Für einen typischen schnellen ADC sind eventuell 1LSBeff. Eingangsrauschen spezifiziert. So kann man eventuell eine Gauß’sche Verteilung mit den Offset ±3 Codes sehen. Das eingangsbezogene Rauschen wird als Standardabweichung der erfassten Daten berechnet.

Auf die eingangs gestellte Frage zurückkommend lässt sich sagen, dass das Breitbandrauschen des ADCs für das Umschalten der Ausgänge sorgt – selbst ohne Eingangssignal. Viel Erfolg mit dem restlichen Debugging ihrer Schaltung.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices

EPAP - Datenwandler, EPAP - Messtechnik

Schaltende Bits

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Antwort: Entwickler, die mit schnellen A/D-Wandlern nicht so gut vertraut sind, erwarten eventuell, dass der Digitalausgang eines Wandlers bei einem statischen Analogeingang konstant bleibt. Dies ist ähnlich wie man ohne Eingangssignal einen einfachen DC-Offsetfehler am Ausgang eines Operationsverstärkers erwartet. Nimmt man das Eingangssignal von einer Verstärkerschaltung und misst die Ausgangsspannung mit einem Digital-Multimeter, zeigt dieses den Verstärkeroffset an.

Das Digital-Multimeter mittelt die angezeigten Ergebnisse (mit einem A/D-Wandler). Allerdings sagt das Digital-Multimeter nichts über das Rauschen am Verstärkerausgang aus. Zum Messen des Rauschens ist ein Oszilloskop oder ein Spektrumanalysator erforderlich.

Wie alle anderen Bauteile in der Signalkette leisten auch A/D-Wandler mit ihrem eigenen thermischen Rauschen einen Beitrag zum Gesamtrauschen. Falls man also verifizieren möchte, dass der A/D-Wandler sich ohne Eingangssignal wie erwartet verhält, muss man einen Block von Daten erfassen und den Mittelwert bilden. Genauso wie es ein Digital-Multimeter mit der Verstärkerschaltung macht.

Schnelle A/D-Wandler floaten normalerweise zu Code in der Mitte des Ausgangsbereiches plus oder minus Offset. Somit sollte sich der resultierende Durchschnittsausgangscode innerhalb der Offsetspezifikation des A/D-Wandlers befinden. Während man den Block von erfassten Daten analysiert, kann man leicht das Rauschverhalten des A/D-Wandlers überprüfen. Die Datenblattspezifikation ist „Eingangsbezogenes Rauschen“, angegeben als LSBeff.. Die Messung ist bekannt als „Massebezogener Eingangshistogrammtest“, wobei die Nomenklatur von frühen Wandlern stammt, die einen bipolaren Eingangsbereich um Masse hatten. Den Eingang gegen Masse kurzuschließen entsprach kein Eingangssignal zu haben.

Moderne schnelle Wandler arbeiten normalerweise mit einer unipolaren Spannung. Somit ist statt der Masse ihre eingangsseitige Gleichtaktspannung der Mittelpunkt der Stromversorgung des Schaltungseingangs . Glücklicherweise wird der Histogrammtest durchgeführt, indem man ohne Eingangssignal einen Block mit Daten erfasst. Dies ist bereits erfolgt.

Statt den Mittelwert der erfassten Ausgangsdaten zu bilden, sollte man ein Histogramm anfertigen. Für einen typischen schnellen A/D-Wandler sind eventuell 1 LSBeff. Eingangsrauschen spezifiziert. So kann man eventuell eine Gauß’sche Verteilung mit den Offset Codes ±3 sehen. Das eingangsbezogene Rauschen wird als Standardabweichung der erfassten Daten berechnet.

Auf die eingangs gestellte Frage zurückkommend lässt sich sagen, dass das Breitbandrauschen des A/D-Wandlers für das Umschalten der Ausgänge sorgt – selbst ohne Eingangssignal. Viel Erfolg mit dem restlichen Debugging ihrer Schaltung.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.

EPAP - Datenwandler, EPAP - Grundlagen, EPAP - Messtechnik

Abtastrate und Wiedergabegenauigkeit eines Scopes

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Eine der wesentlichen Spezifikationen für ein digitales Sampling-Oszilloskop sind Abtastrate und Bandbreite. Und es gibt große Unsicherheit bei den Anwendern: „Je höher desto besser“, um eine möglichst hohe Qualität der Signalwiedergabe zu erhalten wird auf hohe Abtastrate gesetzt. Aber stimmt das?

Bild 1: Der Frequenzgang eines Oszilloskops mit der Definition der Oszilloskop-Bandbreite fBW und der Abtastfrequenz fS. (dataTec)
Bild 1: Der Frequenzgang eines Oszilloskops mit der Definition der Oszilloskop-Bandbreite fBW und der Abtastfrequenz fS. (dataTec)

Die Behauptung: Oszilloskope mit höherer Abtastrate können schlechtere Signale wiedergeben, als sie in Wirklichkeit sind. Ein möglicher Grund sind schlecht abgestimmte und nicht exakt gleiche A/D-Wandler, deren Abtastwerte zeitlich ineinander verschachtelt werden (Interleave), um eine höhere Abtastrate zu erhalten. So ist es beispielsweise bei zwei A/D-Wandler möglich, dass der Abtasttakt eines Wandlers um 180° in der Phase verschoben ist. Betrachtet man die gemessenen Signale im Zeitbereich und im Frequenzbereich lässt sich diese Behauptung nachweisen. Dazu werden vergleichbare Oszilloskope mit denselben Bandbreiten und Abtastraten zueinander verglichen.

Ein Blick auf die messtechnischen Grundlagen

Das Nyquist-Kriterium ist die Grundlage für den Zusammenhang zwischen Abtastrate und Signalbandbreite. Es sagt aus:

• Die Abtastfrequenz fS muss mindestens 2 mal der maximal abzutastenden Sinus-Signalfrequenz fN sein.

• Die Abtast-Zeitpunkte müssen äquidistant erfolgen, um Aliasing-Effekte zu verhindern.

Bild 2: Durch Aliasing verfälschte Signalwiedergabe mit einem 500 MHz-Oszilloskop bei einer Abtastrate von 1 GSa/s = fS = 2*fBW (nach Bild 1). Bild 2: Durch Aliasing verfälschte Signalwiedergabe mit einem 500 MHz-Oszilloskop bei einer Abtastrate von 1 GSample/s = fS = 2*fBW (nach Bild 1).

Die zweite Bedingung wird oft nicht beachtet. Sie ist aber dennoch sehr wichtig und entscheidet über die Qualität der Signalwiedergabe. An der Bandbreitengrenze fBW = fN des Oszilloskops sind die Amplitudenwerte der Signalanteile um -3 dB abgeschwächt, was etwa einer Amplitudenabschwächung von ca. 30% bedeutet. Wird nun fälschlicher Weise die Nyquist-Frequenz fN gleich der Oszilloskopbandbreite fBW gesetzt, ergeben sich beim Abtasten eines Rechtecksignales Aliasing-Effekte, die sich besonders in den Flanken durch unterschiedliche und unstabile Messwerte für die Flankensteilheit und an den Ecken des Rechtecksignals durch unterschiedlich hohes Über- und Unterschwingen bemerkbar machen, wie in Bild 2.

Gerade an den Signalübergängen entstehen Schattensignale, die einzig von dem Aliasing-Effekt herrühren. Wie sollte nun die Bandbreite eines Oszilloskops definiert werden, wie es Bild 3 zeigt? Limitiert man die Bandbreite des Oszilloskops auf ¼ der Abtastfrequenz, so minimiert das die Amplituden der Signalfrequenzanteile oberhalb der Nyquistfrequenz fN.

Von Abtastrate und Bandbreite des Oszilloskops

Bild 3: Die Oszilloskop-Bandbreite sollte auf ¼ der Abtastfrequenz definiert werden. Der Frequenzanteil (roter schraffierter Bereich), der zu Ailiasing-Effekten führt wird vernachlässigbar.
Bild 3: Die Oszilloskop-Bandbreite sollte auf ¼ der Abtastfrequenz definiert werden. Der Frequenzanteil (roter schraffierter Bereich), der zu Ailiasing-Effekten führt wird vernachlässigbar.

Die meisten Hersteller von Oszilloskopen beachten diesen Zusammenhang und spezifizieren die Bandbreite bei ¼ bzw. 1/5 der Abtastfrequenz für Oszilloskope mit einer Abtastfrequenz ≤ 1 GHz. Für Oszilloskope mit Abtastfrequenzen ≥ 1 GHz fällt im Allgemeinen die Dämpfung der Eingangssignale über der 3-dB-Bandbreite deutlich steiler ab. Damit kann fN näher fS rücken, typischer Weise wird fBW = fS/3 gesetzt (Bild 3). Diese Fragestellung lässt sich auch anders herum aufzäumen: Wie groß muss die Abtastrate sein, um ein praktikabel genaues Abbild des Eingangssignals auf dem Display wiederzugeben?

 

Bild 4: Ein Puls mit einer Breite von 2 ns wird mit 2,5 GSa/s abgetastet.
Bild 4: Ein Puls mit einer Breite von 2 ns wird mit 2,5 GSample/s abgetastet.
Bild 5: Derselbe Puls mit einer Abtastrate von 20 GSa/s abgetastet.
Bild 5: Derselbe Puls mit einer Abtastrate von 20 GSample/s abgetastet.

Die Abtastrate sollte ≥ 4 mal der Oszilloskop-Bandbreite sein. Ist sie höher bringt das keinen Vorteil, da die Anstiegszeit des Oszilloskops das Signal in der Darstellung begrenzt. Ein 2 ns breiter Impuls wird mit zwei unterschiedlichen Oszilloskop-Einstellungen aufgenommen: Einmal mit einer Abtastrate von 10 GSample/s (Bild 4), zum anderen mit einer Abtastrate von 20 GSample/s (Bild 5). Man kann keinen Unterschied im Ergebnis feststellen. Auch ein größerer Speicher bringt hier keinen Vorteil. Abtastrate und Bandbreite müssen zueinander passen.

Bild 6: Prinzipschaltbild eines Echtzeit-Oszilloskops mit zwei A/D-Wandlern.
Bild 6: Prinzipschaltbild eines Echtzeit-Oszilloskops mit zwei A/D-Wandlern.

Neben dieser grundsätzlichen Betrachtung zum ersten Teil des Nyquist-Kriteriums gibt es sehr entscheidende Fehler, wenn Teil 2 dieses Kriteriums von Seiten des Herstellers nicht beachtet wird. Nach Nyquist ist eine äquidistante Abtastfolge Voraussetzung. Bild 6 zeigt ein Prinzipschaltbild eines Oszilloskops mit zwei A/D-Wandler. Das Wesentliche an dieser Schaltung ist die Taktverzögerung und der Taktgenerator.

Hohe Frequenzstabilität des Taktgenerators

Der Taktgenerator muss ein Rechtecksignal liefern, das eine sehr hohe Frequenzstabilität aufweist. Variationen führen zu ungenauen Abtastzeitpunkten, die wiederum zu einer ungenauen Positionierung des Abtastpunktes auf dem Display führt. Die Zeitverzögerung für den A/D-Wandler 2 muss genau um 180° phasenverschoben zu dem Abtast-Impuls/-Flanke nach dem A/D-Wandler 1 erfolgen. Ebenso müssen die beiden A/D-Wandler absolut gleich in ihrer Umsetzung sein. Sind die Bedingungen nicht erfüllt, wird das Signal verzerrt und falsch dargestellt.

Bild 8: Ein 200-MHz-Sinus, aufgenommen mit dem MSO7104B mit einer Bandbreite von 1 GHz und einer Samplingrate von 4 GSa/s.
Bild 8: Ein 200-MHz-Sinus, aufgenommen mit dem MSO7104B mit einer Bandbreite von 1 GHz und einer Samplingrate von 4 GSample/s.
Bild 9: Selber 200 MHz-Sinus wie in Bild 6, aufgenommen mit dem LeCroy WaveRunner 104Xi mit 1 GHz Bandbreite und einer Samplingrate von 10 GSa/s.
Bild 9: Derselbe 200 MHz-Sinus wie in Bild 6, aufgenommen mit dem LeCroy WaveRunner 104Xi mit 1 GHz Bandbreite und einer Samplingrate von 10 GSample/s.

Da es keine Korrelation des Eingangssignals zu der Abtastfrequenz gibt, wird dieser Fehler fälschlich oft als „Abtastrauschen“ (Sampling Noise) bezeichnet. Der Grund für die Verzerrungen liegt aber in den ungenügenden Interleaving- (Verschachtelungs-)Bedingungen. Wie kann ein Oszilloskop auf derartige Abweichungen getestet werden? Für eine Messanordnung wird ein hochgenauer Sinusgenerator genutzt, dessen Ausgangsfrequenz bis mindestens zur Bandbreitenfrequenz des Oszilloskops variiert werden kann. Das Ergebnis einer derart simplen Messung sieht man in Bild 8 und 9. Vergleicht man die beiden Bilder so erkennt man in Bild 9 sehr starke Verzerrungen, obwohl mit 10 GSample/s abgetastet wurde.

Die Ursache für die Verzerrungen im Signal

Kennt der Anwender den Zusammenhang nicht, so kann er leicht dem Irrtum erliegen, dass das Eingangssignal bereits diese Verzerrungen aufweist. Dabei liegen die Gründe in einem ungenügenden Abgleich des Interleavings bzw. in einer Differenz im Abgleich der A/D-Wandler, die bei der Signalabtastung beteiligt sind. Die Verzerrungen kommen also nicht von einer geringeren Abtastrate, sondern aufgrund des nicht aufeinander ausgerichteten Interleavings (der Zeitabhängigkeit) oder von einer vertikalen Ungenauigkeit durch nicht exakt abgeglichene Amplitudenwerte der beteiligten A/D-Wandler (vertikale Ungenauigkeit). Dieser Fehler kann, wie das Bild 9 zeigt, die vermeintlich bessere Signalwiedergabe durch eine höhere Abtastrate zu Nichte machen.

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Besonders wichtig wird das korrekte Interleaving, je höher die Bandbreite bzw. die Abtastrate wird. Kleine Verzögerungen in der Folge der Abtastimpulse führen aufgrund der kürzeren Abtast-Perioden zu gravierenden Fehlern in der Darstellung des abgetasteten Eingangssignals. Eine andere Messmöglichkeit ist, dass die Anstiegszeit eines Signals und auch eines Sinus-Signals oder der Spitzenwert Vpp mit den automatischen Messeinrichtungen im Oszilloskop gemessen werden und hier kommt es auf die statistische Standardabweichung des jeweiligen Messwertes bzw. dem maximalen oder minimalen Messwert an.

FFT-Analyse identifiziert alle Verzerrungen

Bild 10: FFT-Analyse eines 2,5-GHz-Sinus-Signals, aufgenommen mit einem Agilent DSO80304A mit einer Samplingrate von 40 GHz.
Bild 10: FFT-Analyse eines 2,5-GHz-Sinus-Signals, aufgenommen mit einem Agilent DSO80304A mit einer Samplingrate von 40 GHz.

Ein weiteres probates Mittel ist die bei vielen Oszilloskopen verfügbare FFT-Funktion anzuwenden. Nun ist es einfach, solange das Eingangssignal ein idealer Sinus ist; dann zeigt das Spektrum nur eine Linie. Eine FFT-Analyse wird aber alle Verzerrungen identifizieren. Dazu gehören Harmonische, zufälliges Rauschen oder Verzerrungen durch fehlerhaftes Interleaving. Die Bilder 10 und 11 zeigen zwei FFT-Spektralanalysen, durchgeführt mit zwei unterschiedlichen Oszilloskopen, die jeweils in Singleshot-Betrieb ein Signal mit einer Frequenz von 2,5 GHz aufnehmen. Im Bild 10 ist die nächste Harmonische ca. 90 dB unter der Signalfrequenz, während in Bild 11 sowohl bei 10 GSample/s als auch bei 40 GHz Harmonische auftreten, wobei die Größte nur ca. 32 dB unter der Amplitude des Eingangssignals liegt.

Bild 11: Selbes Eingangssignal wie in Bild 8, 2,5 GHz Sinus aufgenommen mit dem Tektronix DPO7254 mit einer Samplingrate von 40 GHz.
Bild 11: Das selbe Eingangssignal wie in Bild 8, 2,5 GHz Sinus aufgenommen mit dem Tektronix DPO7254 mit einer Samplingrate von 40 GHz.

Die Aussage „mehr ist auch besser“ gilt bei einem Oszilloskop nicht. Eine höhere Abtastrate muss nicht zwangsläufig zu einer besseren Wiedergabe der zu messenden Signale führen. Entscheidend ist , wie gut das Interleaving ist, wie gut die A/D-Wandler aufeinander abgeglichen sind und ob die Abtastfrequenz deutlich 4 bis 5 mal höher als die maximale Bandbreite des Oszilloskops bzw. der maximale zu beobachtende Frequenzanteil des Eingangssignals ist.