Daimler siegt vor französischem Verwaltungsgericht

Frankreich muss die Kompaktmodelle von Mercedes weiter zulassen. Der Conseil d’État bestätigte damit in Paris seine einstweilige Verfügung vom vergangenen August. Damit hat Daimler im Kältemittelstreit mit Frankreich gewonnen. Das französische Umweltministerium hatte im vergangenen Jahr dem Unternehmen die Zulassung seiner A-, B-, CLA und SL-Modelle verweigert, weil die Schwaben aufgrund sicherheitsrelevanter Bedenken statt des von der EU-Kommission geforderten Kältemittels R1234yf nach wie vor das alte, wenn auch besonders umweltschädliche Mittel R144a verwenden. Zudem habe das Kraftfahrtbundesamt dem Unternehmen erlaubt, neue Modelle mit dem alten Mittel auszustatten, was ebenfalls gegen EU-Regeln verstoße, so die Argumentation. Die Franzosen warfen dem Konzern daher eine unzulässige Umgehung von EU-Vorschriften vor, die Hand in Hand mit einer drohenden Belastung der Umwelt gehe.

All das ließ das oberste französische Verwaltungsgericht nun nicht gelten. Das Gericht begründete seine Entscheidung unter anderem mit den wirtschaftlichen Folgen für Daimler – der Eingriff des Umweltministeriums in Paris sei nicht gerechtfertigt gewesen. Es wies außerdem darauf hin, dass die Zulassung von Mercedes-Fahrzeugen nur einen kleinen Teil der Gesamtzulassungen in Frankreich ausmache und das Ministerium daher nicht belegen konnte, dass dadurch eine schwere Beeinträchtigung der Umwelt in Frankreich stattfinde. Aus Stuttgart war zu hören: „Wir freuen uns über das für uns positive Urteil des Gerichts und sehen uns dadurch erneut in unserer Auffassung bestätigt.”

Leistungsfähiger Breitband-Empfänger mit Antialiasing-Filter

In diesem Schaltungstipp stellen wir eine schnelle Empfänger-Eingangsstufe mit einer Bandbreite von 152 MHz vor. Sie besteht aus einem rauscharmen differenziellen Verstärker und einem 16 Bit A/D-Wandler mit einer Abtastrate von 250 MSample/s.

Die Schaltung in Bild 1 zeigt eine Empfänger-Eingangsstufe mit großer Bandbreite, die aus dem rauscharmen differentiellen Verstärker ADL5562 und dem 16 Bit A/D-Wandler AD9467 (mit einer Abtastrate von 250 MSample/s) aufgebaut ist.

Der Butterworth-Antialiasing-Filter dritter Ordnung wurde entsprechend der Verstärker- und A/D-Wandler-Spezifikationen in puncto Leistungsfähigkeit und Schnittstellen optimiert. Die Einfügeverluste, die durch das Filternetzwerk und andere Komponenten verursacht werden, betragen 1,8 dB.

Die Schaltung offeriert eine Bandbreite von 152 MHz mit einer Flachheit im Durchlassbereich von 1 dB. Das SNR (Signal-Rausch-Verhältnis) und der SFDR (störungsfreier Dynamikbereich), gemessen mit einem Analogeingangssignal von 120 MHz, betragen 72,6 dBFS bzw. 82,2 dBc.

Schaltungsbeschreibung

Die Schaltung arbeitet mit massebezogenen Eingangssignalen und wandelt diese mit einem Breitband (3 GHz) 1:1-Transformator des Typs M/A-COM ECT1-1-13M in differentielle Signale um. Der differentielle 3,3-GHz-Verstärker ADL5562 hat eine differentielle Eingangsimpedanz von 400 Ω, bei einer Verstärkung von 6 dB und 200 Ω bei einer Verstärkung von 12 dB. Eine Verstärkungsoption von 15,5 dB ist ebenfalls verfügbar.

Der ADL5562 ist ein idealer Treiber für den AD9467. Die komplett differentielle Architektur durch den Tiefpassfilter und in den A/D-Wandler bietet eine gute HF-Gleichtaktunterdrückung und minimiert Verzerrungsprodukte zweiter Ordnung.

Der Chip bietet je nach Eingang eine Verstärkung von 6 oder 12 dB. In der gezeigten Schaltung wurde eine Verstärkung von 6 dB verwendet, um die Einfügeverluste von Filternetzwerk und Transformator (etwa 1,8 dB) zu kompensieren. Dies bietet eine Signalverstärkung von insgesamt 3,9 dB.

Ein Eingangssignal von +6,0 dBm produziert ein differentielles Vollsausschlags-Signal von 2 Vss am ADC-Eingang.

Der Antialiasing-Filter ist ein Butterworth-Filter dritter Ordnung, der mit einem Standard-Filterprogramm entwickelt wurde. Der Butterworth-Filter wurde wegen seines flachen Verlaufs im Durchlassband gewählt. Ein Filter dritter Ordnung erzielt ein AC-Rauschbandbreiten/Signalbandbreitenverhältnis von 1,05 und kann mit Hilfe kostenloser Filterprogramme wie z.B. dem von Nuhertz oder Quite Universal Circuit Simulator – Qucs entwickelt werden.

Um eine optimale Leistungsfähigkeit zu erzielen, sollte der ADL5562 mit einer differentiellen Last von 200 Ω beaufschlagt werden. Die 15-Ω-Widerstände isolieren die Filterkapazität vom Verstärkerausgang, während die 243-Ω-Widerstände parallel zur Downstream-Impedanz eine Lastimpedanz von 203 Ω ergeben, wenn sie zum 30-Ω-Serienwiderstand addiert werden. Die 20-Ω-Widerstände in Reihe mit den ADC-Eingängen isolieren interne Schalttransienten vom Filter und Verstärker. Der 511-Ω-Widerstand parallel zum A/D-Wandler reduziert die Eingangsimpedanz des A/D-Wandler für eine besser vorhersagbare Leistungsfähigkeit.

Der Butterworth-Filter dritter Ordnung wurde mit einer Quellimpedanz von 38,6 Ω, einer Lastimpedanz von 269 Ω und einer 3-dB-Bandbreite von 180 MHz entwickelt. Die vom Programm berechneten Werte werden in Bild 1 gezeigt. Die für die passiven Komponenten des Filters gewählten Bauteile sind Standardwerte, die den vom Programm erzeugten Werten am nächsten kommen.

 Bild 2: Differentielles Butterworth-Filter dritter Ordnung mit ZS = 38,6 Ω, ZL = 269 Ω und FC = 180 MHz Bild 2: Differentielles Butterworth-Filter dritter Ordnung mit ZS = 38,6 Ω, ZL = 269 Ω und FC = 180 MHz

Der interne Kondensator des ADC mit einer Kapazität von 3,5 pF wurde vom Wert des zweiten Shunt-Kondensators subtrahiert, damit eine Kapazität von 32,29 pF erzielt wird.

In der Schaltung wurde dieser Kondensator mit zwei 62-pF-Kondensatoren, verbunden mit Masse, realisiert (Bild 2). Dies liefert den gleichen Filtereffekt und bietet ein kleines Maß an AC-Gleichtaktunterdrückung.

 Bild 3: Flachheit des Durchlassbands in Abhängigkeit von der Frequenz Bild 3: Flachheit des Durchlassbands in Abhängigkeit von der Frequenz

Die gemessene Leistungsfähigkeit des Systems fasst Tabelle 1 zusammen. Die 3-dB-Bandbreite beträgt 152 MHz. Der gesamte Einfügeverlust des Netzwerks beträgt etwa 2 dB. Bild 3 zeigt den Bandbreitenverlauf. Aus Bild 4 sind SNR und SFDR ersichtlich.

 Bild 4: SNR/SFDR in Abhängigkeit von der Frequenz Bild 4: SNR/SFDR in Abhängigkeit von der Frequenz

Filter- und Schnittstellendesign

Im Folgenden wird ein allgemeines Konzept zur Entwicklung der Verstärker/ADC-Schnittstelle mit Filter vorgestellt. Um die optimale Leistungsfähigkeit (Bandbreite, SNR, SFDR etc.) zu erzielen, müssen bestimmte Anforderungen erfüllt werden:

  • Am Verstärker sollte die richtige DC-Last anliegen, wie sie im Datenblatt für eine optimale Leistungsfähigkeit empfohlen wird.
  • Für den Reihenwiderstand muss der richtige Wert zwischen Verstärker und der durch den Filter repräsentierten Last gewählt werden. Dadurch können unerwünschte Spitzen im Durchlassband verhindert werden.
  • Die Eingangsimpedanz am A/D-Wandler sollte mit einem externen Parallelwiderstand reduziert werden. Der richtige Reihenwiderstand sollte verwendet werden, um den ADC vom Filter zu isolieren. Dieser Serienwiderstand reduziert auch Spitzen, sogenanntes „Peaking”.
 Bild 5: Verallgemeinerte Schnittstelle zwischen differentiellem Verstärker und A/D-Wandler mit Tiefpassfilter Bild 5: Verallgemeinerte Schnittstelle zwischen differentiellem Verstärker und A/D-Wandler mit Tiefpassfilter

Die verallgemeinerte Schaltung in Bild 5 gilt für die meisten schnellen differentiellen Verstärker/ADC-Schnittstellen und dient als Basis für die Diskussion. Das Design nutzt die relativ hohe Eingangsimpedanz der meisten schnellen A/D-Wandler und die relativ geringe Impedanz des Treibers (Verstärker), um den Einfügungsverlust des Filters zu minimieren.

Die Schaltung wird in der Regel wie folgt entwickelt:

  • Auswahl des externen ADC-Abschlusswiderstands RTADC, so dass die parallele Kombination aus RTADC und RADC zwischen 200 und 400 Ω liegt.
  • Auswahl von RKB basierend auf Erfahrung und/oder den Empfehlungen im Datenblatt des A/D-Wandlers. Der Wert liegt normalerweise zwischen 5 und 36 Ω.
  • Berechnen der Filterlastimpedanz mit der Gleichung ZAAFL = RTADC || (RADC + 2 RKB)
  • Auswahl des externen Serienwiderstands für den Verstärker (RA). RA sollte kleiner als 10 Ω sein, falls die differentielle Ausgangsimpedanz des Verstärkers 100 bis 200 Ω beträgt. RAsollte zwischen 5 und 36 Ω liegen, wenn die Ausgangsimpedanz des Verstärkers 12 Ω oder weniger beträgt.
  • Auswahl von RTAMP so, dass die vom Verstärker „gesehene” Gesamtlast ZALoptimal für den bestimmten differentiellen Verstärker, gewählt nach der Gleichung ZAL = 2 RA + (ZAAFL || 2 RTAMP), ist.
  • Berechnen des Filter-Quellwiderstands mit ZAAFS = 2 RTAMP || (ZO + 2 RA).
  • Anhand eines Filterdesignprogramms oder Tabellen erfolgt die Entwicklung des Filters mit den Quell- und Lastimpedanzen ZAAFS und ZAAFL, Filtertyp, Bandbreite, Ordnung etc. Es sollte eine Bandbreite gewählt werden, die etwa 40% höher ist als die halbe Abtastrate, um einen flachen Anstieg im Frequenzbereich von DC bis fs/2 sicherzustellen.
  • Die interne ADC-Kapazität CADC sollte vom finalen Shunt-Kondensatorwert, generiert vom Programm, subtrahiert werden. Das Programm liefert den Wert CSHUNT2 für den differentiellen Shunt-Kondensator. Die finale Gleichtakt-Shunt-Kapazität beträgt CAAF2 = 2(CSHUNT2 – CADC).

Nach diesen vorläufigen Berechnungen sollte die Schaltung auf folgende Eigenschaften hin überprüft werden:

  • Der Wert von CAAF2 sollte mindestens 10 pF betragen, damit er um ein Mehrfaches höher ist als CADC. Dies minimiert die Empfindlichkeit des Filters auf Abweichungen im CADC.
  • Das Verhältnis von ZAAFL zu ZAAFS sollte nicht mehr als 7 betragen, damit der Filter in den Grenzen der meisten Filtertabellen und Designprogramme liegt.
  • CAAF1 sollte eine Kapazität von mindestens 5 pF haben, um die Empfindlichkeit gegenüber parasitären Kapazitäten und Bauteileabweichungen zu minimieren.
  • Sinnvoll für die Induktivität LAAF ist ein Wert von mindestens einigen nH.
 Tabelle 1: Gemessene Leistungsfähigkeit der Schaltung Tabelle 1: Gemessene Leistungsfähigkeit der Schaltung

In einigen Fällen liefert das Simulationsprogramm zur Filterentwicklung mehr als eine einzige Lösung. Dies ist insbesondere bei Filtern höherer Ordnung der Fall. Die Lösung, welche die realistischsten Bauteilewerte liefert sollte stets ausgewählt werden. Ebenfalls sollte eine Konfiguration mit Shunt-Kondensator verwendet werden, damit diese sich mit der ADC-Eingangskapazität kombinieren lässt.

Schaltungsoptimierungstechniken und Kompromisse

Die Parameter in dieser Schnittstellenschaltung sind sehr interaktiv. Deshalb ist es fast unmöglich, die Schaltung für alle Schlüsselspezifikationen wie Bandbreite, Bandbreiten-Flachheit, SNR, SFDR und Verstärkung zu optimieren. Allerdings kann das „Peaking”, das oft im Bandbreitenverlauf auftritt, minimiert werden, indem man RA und RKB variiert.

 Bild 6: Anstieg des Durchlassbands in Abhängigkeit vom Serienwiderstand am Vertärker Ausgang RA Bild 6: Anstieg des Durchlassbands in Abhängigkeit vom Serienwiderstand am Vertärker Ausgang RA

Bild 6 zeigt, wie sich das „Peaking“ des Durchlassbands reduziert, wenn der Wert des Ausgangs-Serienwiderstands RAerhöht wird. Wenn der Wert dieses Widerstands erhöht wird, gibt es jedoch eine größere Signaldämpfung und der Verstärker muss ein größeres Signal treiben, um den Vollausschlags-Eingangsbereich des A/D-Wandlers zu nutzen.

Der Wert von RA beeinflusst auch das SNR. Höhere Werte reduzieren zwar Spitzen in der Bandbreite, neigen aber dazu, das SNR leicht zu erhöhen. Dies ist auf den höheren Signalpegel zum Treiben des ADC-Full-Scale zurückzuführen.

Der Serienwiderstand RKB an den ADC-Eingängen sollte so gewählt werden, dass er die durch Charge Injection des internen Sampling-Kondensators im A/D-Wandler verursachte Verzerrung minimiert. Eine Erhöhung dieses Widerstands kann ebenfalls Spitzen in der Bandbreite reduzieren.

Erhöht man jedoch RKB, steigt auch die Signaldämpfung und der Verstärker muss ein größeres Signal treiben, um den ADC-Eingangsbereich zu füllen.

Eine andere Methode, um den Anstieg im Durchlassbereich zu optimieren ist, den Filter-Shunt-Kondensator CAAF2 etwas zu verändern.

Der ADC-Eingangs-Abschlusswiderstand RTADC sollte normalerweise so gewählt werden, dass die Eingangsimpedanz des A/D-Wandlers zwischen 200 und 400 Ω liegt. Macht man ihn kleiner, reduziert sich der Einfluss der ADC-Eingangskapazität. Dies kann der Filter stabilisieren, erhöht aber den Einfügeverlust der Schaltung. Eine Erhöhung des Wertes reduziert ebenfalls das „Peaking“.

Einen ausgewogenen Kompromiss zu finden, kann schwierig sein. In dieser Schaltung hat jeder Parameter die gleiche Gewichtung. Deshalb sind die gewählten Werte repräsentativ für die Schnittstellen-Leistungsfähigkeit aller Design-Charakteristika. In einigen Schaltungen werden eventuell verschiedene Werte gewählt, um je nach Systemanforderungen SFDR, SNR oder Eingangspegel zu optimieren.

Die SFDR-Leistungsfähigkeit in dieser Schaltung wird durch zwei Faktoren bestimmt. Verstärker und Werte der ADC-Schnittstellenkomponenten (Bild 1) sowie die Einstellung des internen Front-End-Pufferbiasstroms im AD9467 über ein internes Register. Die tatsächlichen SFDR-Werte in Tabelle 1 ergeben sich nach der SFDR-Optimierung, beschrieben im Datenblatt des AD9467.

Ein weiterer Kompromiss, der in dieser Schaltung gemacht werden kann, ist der Vollausschlagsbereich des A/D-Wandlers. Die differentielle Vollausschlags-Eingangsspannung des A/D-Wandlers wurde auf 2 Vss eingestellt, was einen optimalen SFDR garantiert. Eine Änderung des Vollausschlags-Eingangsbereichs auf 2,5 Vss ergibt eine Verbesserung des SNR um etwa 1,5 dB, senkt aber den SFDR nur minimal. Der Eingangsbereich wird durch den in ein internes Register des AD9467 geladenen Wert eingestellt, der im Datenblatt angegeben ist.

Das Signal ist mit den 0,1-μF-Kondensatoren AC-gekoppelt, um die Gleichtaktspannungen zwischen Verstärker, Abschlusswiderständen und ADC-Eingängen zu blocken. Weitere Details zu Gleichtaktspannungen stehen im Datenblatt des AD9467.

Passive Bauteile und Überlegungen zur Leiterplattenlayout

Die Leistungsfähigkeit der vorgestellten Schaltung hängt stark vom Leiterplattenlayout ab. Dies beinhaltet z.B. Stromversorgungs-Bypassing, Verbindungen mit kontrollierter Impedanz (wo erforderlich), Bauteileplatzierung, Signal-Routing sowie Power- und Masseflächen.

Oberflächenmontierbare Kondensatoren mit geringen Parasitäten, Induktivitäten und Widerstände sollten als passive Bauteile im Filter verwendet werden. Die gewählten Spulen stammen aus der Serie 0603CS von Coilcraft. Die SMD-Kondensatoren im Filter haben eine Toleranz von 5%. Eine vollständige Dokumentation des Systems findet sich im Design Support Package.

Häufige Varianten der Schaltung

Für Anwendungen, die weniger Bandbreite benötigen und nur wenig Energie verbrauchen dürfen, kann der differentielle Verstärker ADL5561 verwendet werden. Er hat eine Bandbreite von 2,9 GHz und nimmt nur 40mA auf. Für eine noch geringere Bandbreite und weniger Energieverbrauch ist auch der ADA4950-1 einsetzbar. Dieses Bauteil hat eine Bandbreite von 1 GHz und nimmt 10 mA auf. Für höhere Bandbreiten eignet sich der zu den anderen Modellen anschlusskompatible differentielle Verstärker ADL5565 mit 6 GHz.

Schaltungsevaluierung und Test

Diese Schaltung nutzt das modifizierte Board AD9467-250EBZ und das FPGA-Datenerfassungsboard HSC-ADC-EVALCZ. Beide Boards lassen sich über High-Speed-Steckverbinder anschließen und ermöglichen ein schnelles Setup und die Evaluierung der Leistungsfähigkeit. Das AD9467-250EBZ enthält die hier beschriebene Schaltung. Das Datenerfassungsboard wird in Verbindung mit der Evaluierungssoftware Visual Analog und der SPI-Controller-Software verwendet, um den A/D-Wandler richtig zu steuern und Daten zu erfassen. Blockschaltbild, BOM und Layout für das Board AD9467-250EBZ sind im User Guide UG-200 beschrieben. Die Datei readme.txt im Design Support Package beschreibt die Modifikationen, die am Standard-Board vorgenommen wurden. Application Note AN-835 beschreibt, wie man die Hard- und Software einrichtet, um die hier beschriebenen Tests durchzuführen.

Der Autor: Rob Reeder, Analog Devices

Direkt mischender Sender mit großer Bandbreite

In diesem Tipp stellen wir eine Schaltung vor, in der der analoge Teil eines Senders mit direkter Umwandlung implementiert ist. Unterstützt werden HF-Frequenzen von 500 MHz bis 4,4 GHz.

Zum Einsatz kommt eine PLL mit einem breitbandigen, integrierten spannungsgesteuerten Oszillator. Die Filterung von Harmonischen des Oszillators von der PLL gewährleistet eine gute Quadratur-Genauigkeit und Seitenbandunterdrückung sowie einen niedrigen Fehlervektor (EVM – Error Vector Magnitude).

Bild 1: Vereinfachtes Blockschaltbild des direkt mischenden Senders (Bild: Analog Devices)
Bild 1: Vereinfachtes Blockschaltbild des direkt mischenden Senders (Bild: Analog Devices)

Rauscharme LDOs stellen sicher, dass das Power-Management keinen nachteiligen Einfluss auf das Phasenrauschen und den EVM hat.

Die Schaltung in Bild 1 enthält den integrierten Fractional-N PLL-Schaltkreis ADF4351 sowie den Breitband-Übertragungsmodulator ADL5375. Der ADF4351 liefert das LO-Signal (Local Oszillator) für den Transmit-Quadratur-Modulator ADL5375, der analoge I/Q-Signale in HF-Signale wandelt. Die beiden Bauteile bilden eine breitbandige Basisband Lösung, die IQ- in HF-Signale umsetzt.

Der ADF4351 wird für ein optimales LO-Phasenrauschen von dem sehr rauscharmen 3,3-V-Regler ADP150 versorgt. Zur Versorgung des ADL5375 kommt das 5-V-LDO-Modell ADP3334 zum Einsatz. Der ADP150 weist ein Ausgangsspannungsrauschen von 9 μVeff. auf und hilft, das VCO-Phasenrauschen zu optimieren und den Einfluss von VCO-Pushing (Äquivalent zur Unterdrückung von Störungen auf der Spannungsversorgung) zu reduzieren.

An den HF-Ausgängen des ADF4351 ist ein Filter erforderlich, um die Harmonischen zu dämpfen und Fehler im Quadratur-Erzeugungsblock des ADL5375 zu minimieren. Messungen und Simulationen haben ergeben, dass ungerade Harmonische mehr als gerade Harmonische zu Quadratur-Fehlern beitragen und, falls auf unter −30 dBc gedämpft, eine Seitenbandunterdrückung von −40 dBc oder besser entsteht.

Die Pegel der zweiten und dritten Harmonischen des ADF4351 entsprechen den Angaben im Datenblatt. Um die dritte Harmonische unter −30 dBc zu bringen ist eine Dämpfung von etwa 20 dB erforderlich.

Diese Schaltung bietet vier Filteroptionen, die vier Frequenzbänder abdecken. Die Filter wurden mit einem differenziellen Eingang von 100 Ω (HF-Ausgänge des ADF4351 mit geeignetem Matching) und einem differenziellen Ausgang von 50 Ω entwickelt (ADL5375 LOIN differenzielle Impedanz). Ein Chebyshev-Verlauf wurde für eine optimale Filterübergangscharakteristik verwendet. Jedoch mit dem Ergebnis eines erhöhten Ripples im Durchlassband.

Diese Filtertopologie erlaubt wahlweise den Einsatz eines komplett differenziellen Filters zur Minimierung der Anzahl der Bauteile, eines massebezogenen Filters für jeden Ausgang oder einer Kombination beider.

Die Ausgangsanpassung des ADF4351 besteht aus dem ZBIAS Pull-up und, in geringerem Umfang, den Entkopplungskondensatoren am Versorgungsknoten. Um eine breitbandige Anpassung zu erreichen, wird empfohlen, entweder eine ohmsche Last (ZBIAS = 50 Ω) oder eine ohmsche Last parallel zu einer reaktiven Last für ZBIAS zu verwenden. Letztere liefert je nach gewählter Induktivität eine geringfügig höhere Ausgangsleistung.

Der Parallelwiderstand kann als differenzielles Bauteil (100 Ω) an der Position C1c platziert werden, um den Platzbedarf auf der Leiterplatte zu minimieren.

Die Grenzfrequenz des Filters sollte etwa 1,2 bis 1,5 mal höher sein als die höchste Frequenz im interessierenden Band. Diese Grenzfrequenz gibt Designspielraum, weil sie wegen parasitärer Elemente normalerweise niedriger ist. Die Einflüsse von Parasitäten auf der Leiterplatte können für eine höhere Genauigkeit mit einem Elektromagnetik-Simulationstool simuliert werden.

Bei Frequenzen unter 1250 MHz ist ein Filter fünfter Ordnung erforderlich. Für 1,25 bis 2,8 GHz genügt ein Filter dritter Ordnung. Für Frequenzen oberhalb von 2,8 GHz ist keine Filterung nötig, da die Pegel der Harmonischen ausreichend niedrig sind, um die Seitenbänder zu unterdrücken.

Den ausführlichen Tipp finden Sie im Internet. Der Autor: Ian Collins,  Analog Devices.

 

Bau eines Sende-Empfangsgerätes aus vorhandenen Ressourcen

Zu unserem Leidwesen mussten wir feststellen, dass sowohl unser GPS-Gerät als auch unsere Küstenfunk-Ausrüstung durch den Sturm zerstört worden waren. Wir hatten somit weder die Möglichkeit, mit der Außenwelt zu kommunizieren, noch konnten wir unsere Position ermitteln. Uns blieb also nichts anderes übrig als zu versuchen, mit dem, was wir auf der Insel vorfanden, eine Art Not-Sende-Empfangsgerät zu bauen. Ich dokumentiere diese Schaltung hier für den Fall, dass Sie einmal in eine ähnlich missliche Lage geraten.

Der Empfänger

 Bild 1: Einfacher AM-Empfänger mit einer Diode
Bild 1: Einfacher AM-Empfänger mit einer Diode

Wenn Sie die folgende Schaltungsbeschreibung lesen, sollten Sie sich stets vergegenwärtigen, dass wir ausschließlich die Pflanzen und Mineralien verwenden konnten, die wir auf der tropischen Insel vorfanden. Oberstes Gebot war Einfachheit, und so beschränkten wir uns auf den Bau eines AM-Empfängers mit nur einer Diode.

Bild 1 zeigt den Schaltplan. Dieser mag recht simpel aussehen, aber das Problem war, dass wir weder über Drähte verfügten noch über Widerstände, Kondensatoren, Dioden oder Kopfhörer. Glücklicherweise gelang es uns aber, all diese Bestandteile der Schaltung aus den vorgefundenen Ressourcen herzustellen. Wie wir das machten, will ich nachfolgend beschreiben.

Die Kokosnuss-Diode

 Bild 2: Periodensystem der Elemente (Ausschnitt)
Bild 2: Periodensystem der Elemente (Ausschnitt)

Das wohl größte Problem, das wir zu lösen hatten, war das Anfertigen einer Halbleiterdiode. Doch wir hatten Glück, denn auf der Insel wuchsen Kokospalmen, deren Frucht bekanntlich ein Halbleiter ist, wie der Ausschnitt aus dem Periodensystem der Elemente in Bild 2 zeigt.

 Bild 3: Aufbau der Kokosnuss-Diode (schematisch)
Bild 3: Aufbau der Kokosnuss-Diode (schematisch)

Meersalz und Limette eignen sich außerdem hervorragend als P- bzw. N-Dotierungsstoffe (Bild 3). Sie wundern sich jetzt sicher, weshalb die einfache Kokosnuss-Diode nicht kommerziell verwendet wird. Der Grund hierfür liegt einfach in der begrenzten Haltbarkeit von Kokosnüssen.

Der Muschelschalen-Kondensator

Kaum bekannt ist, dass sich aus Muschelschalen ausgezeichnete natürliche Kondensatoren herstellen lassen. Die obere und untere Schale fungieren dabei als Parallelplatten-Kondensator, dessen Kapazität sich einfach verstellen lässt, indem man die Muschel unterschiedlich weit öffnet.


Bild 4: Kapazitätswerte des Muschelschalen-Kondensators bei unterschiedlicher Öffnung
Bild 4: Kapazitätswerte des Muschelschalen-Kondensators bei unterschiedlicher Öffnung

Bild 4 zeigt die Muschel in zwei verschiedenen Öffnungszuständen mit der jeweiligen Kapazität. Hervorzuheben ist der extrem geringe Spannungskoeffizient des Muschelschalen-Kondensators, der die Verzerrungen minimiert. Ich bin deshalb der Ansicht, dass dieser Kondensatortyp unbedingt in Hi-Fi-Audio-Anwendungen eingesetzt werden sollte.

Die übrigen Bauelemente

Bei den weiteren Komponenten der Schaltung handelt es sich um gängige Verwendungen tropischer Flora, sodass hier nicht näher darauf eingegangen werden soll. Näheres zu diesem Thema findet sich in [3].

 Der Sender

 Bild 5: Schaltbild des einfachen AM-Senders
Bild 5: Schaltbild des einfachen AM-Senders

Im nächsten Abschnitt geht es um die Bauelemente und die Schaltung des in Bild 5 gezeigten einfachen Senders, mit dem wir um Hilfe riefen.

Der Flaschenkürbis-Verstärker

Es kam darauf an, dem Sender so viel Leistung zu verleihen, dass er eine große Übertragungsentfernung erreichen konnte. Hier bot sich ein als Frucht des Talahoobaloo-Baums wachsender Flaschenkürbis an, der ein hervorragender natürlicher Verstärker ist. In der Regel beträgt die Spannungsverstärkung dieses Flaschenkürbisses zwischen 1000 und 10.000. Allerdings hängt die Ausgangsleistung sehr von der angeschlossenen Batterie ab, und so schalteten wir 100 Limetten parallel.

Das Kokosnuss-Mikrofon

Dem Prinzip der Reziprozität folgend, lässt sich eine Kokosnuss nicht nur ausgezeichnet als Kopfhörer verwenden, sonden auch als Mikrofon. Sie kommt den Eigenschaften eines Elektret-Mikrofons sehr nahe und lässt sich wie ein solches modellieren.

Der Quarzoszillator

Unseren Quarzoszillator fertigten wir aus einem Stück Quarz an, das wir in einer Höhle auf der Insel fanden. Beim Bergen dieses Schatzes wurde es noch einmal dramatisch, denn ein Mitglied unserer Gruppe wurde von Eingeborenen gefangengenommen, die offenbar die Absicht hatten, ihn in einem großen Kessel zu kochen. Doch das Glück war uns auch diesmal hold, denn der Vulkan der Insel spuckte plötzlich Feuer, sodass die Inselbewohner von ihrem Opfer abließen, das dann mitsamt dem Quarz wohlbehalten zu uns zurückeilen konnte.

Ende gut, alles gut

 Bild 6: Unser Sende-Empfangsgerät mit seinen Bauteilen
Bild 6: Unser Sende-Empfangsgerät mit seinen Bauteilen

Ich bin froh, dass am Ende alles gut ausging. Das Sende-Empfangsgerät arbeitete sehr gut, sodass wir nur wenige Monate nach dem Sturm gerettet wurden. Unsere Erleichterung darüber war groß, denn mittlerweile hatten wir die Nase gründlich voll von Kokosnuss-Sahnetorte, Kokosnuss am Stiel und gebratener Kokosnuss.

Ein gewisser bitterer Nachgeschmack blieb dennoch, denn wir wurden von der FCC (Federal Communications Commission, amerikanische Rundfunkbehörde) zu einer Strafzahlung wegen Überschreitens der zulässigen Sendeleistung im AM-Band verdonnert. Offensichtlich sind Limetten-Batterien doch wesentlich leistungsfähiger als gedacht.

Wie dem auch sei: so sehr ich Ihnen wünsche, niemals in solch eine Notlage zu geraten, so sehr hoffe ich, dass Ihnen dieses Referenzdesign von Nutzen sein möge, sollte es Sie je auf eine einsame Insel verschlagen (Bild 6).

Von Art Kay ist Senior Applications Engineer bei Texas Instruments.

Literatur

[1] Wenzel, Charles: “Crystal Radio Circuits”, http://www.techlib.com/electronics/crystal.html, TechLib.com,  1995

[2] Field, Simon: Quellen: “Building a very simple AM Voice transmitter”, http://sci-toys.com/scitoys/scitoys/radio/am_transmitter.html

[3] Hinkley, Roy: B.A, B.S., M.A, Ph.D, Electrical Characteristics for Flora and Fauna in Tropical and Subtropical Regions, Island Press, New York, 1964