Archiv für den Monat: Juli 2014

DCI - Drillings Open Source Eck

Gebloggt: Red Hat veröffentlicht Ceph Enterprise 1.2

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RedHat hatte das hinter Ceph stehende Unternehmen Inktank im Apri für 175 Mio. US-Dollar übernommen. Das Cluster-Dateisystems Ceph zum Aufsetzen von Storage-Servern ist in der Version Ceph Enterprise 1.2 unter anderem in der Lage, die Performance durch bevorzugtes Verwenden von SSDs zu verbessern.

Cache Tiering

Zu den Neuerungen gehört auch Cache Tiering. Die Funktion erlaubt es Ceph, durch das Einrichten von Cache Tiering Pools schnelle und langsame Speicherorte differenziert zu behandeln. So lassen sich Archivdaten auf langsameren Speichern ablegen, während sich häufig abgefragte, also missionskritische Daten für einen möglichst schnellen Zugriff dynamisch auf den SSDs eines Storage-Clusters ablegen lassen. Dies ermöglicht unter anderem eine schnellere Beantwortung von Anfragen. Somit deckt Ceph Enterprise das gesamte Spektrum von missionskritischen Daten (hot data) bis Archivdaten (cold data) ab und bietet damit Unternehmen eine für ihren Datenmix optimal zugeschnittene Lösung, welche Daten stets dort ablegt, wo sie am besten aufgehoben sind.

Erasure Coding

Als zweite neue Technologie verwendet Ceph Enterprise Erasure Coding. Die Funktion erlaubt es Ceph laut Red Hat, Daten bis zu 50 Prozent effektiver zu speichern, allerdings zu lasten der Performance. Die neue Schreibmethode nutzt den Speicherplatz durch Fragmentierung der Daten erheblich effizienter. Da Erasure Coding aber den Funktionsumfang einschränkt, eignet es sich in erster Linie für Archivdaten.

Calamari

Eine weitere Neuerung in Ceph Enterprise 1.2 besteht in der Integration der Ceph-Management-Plattform Calamari, wozu Calamari auf eine Open-Source-Lizenz wechseln musste. Ferner beherrscht Calamari jetzt das Verwalten von RADOS-Block-Devices (RBD).

Red hat und Ceph

Red Hats Inktank Ceph Enterprise 1.2 unterstützt neben RHEL 7 auch RHEL 6.5. sowie Red Hats OpenStack Platform 4 und 5 und Ubuntu in den LTS-Versionen 12.04 und 14.04. Ceph Enterprise 1.2 ist zudem die letzte Ceph-Version, die noch auf Basis des Build-Prozesses von Inktank entstand und basiert auf der Open-Source-Version Ceph Firefly 0.8 vom Mai dieses Jahres. Kommende Version unterliegen dann direkt dem Entwicklungsprozess von Red Hat. Bereits vor der Inktank-Aquisition hatte Red Hat im Jahr 2011 auch Gluster samt zugehörigem Storage-Dateisystem GlusterFS für 136 Mio. US-Dollar übernommen.

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Gebloggt: OX App Suite jetzt im Flat Design

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Neben den optischen Verbesserungen bietet die neue Version auch eine verbesserte Integration der Cloud-Office-Komponenten OX Text und OX Spreadsheet, mit deren Hilfe Nutzer Texte und Tabellen, auch gemeinsam, im Browser bearbeiten können.

Flat Design

Das neue Flat Design von OX App Suite ähnelt dem Material Design, das Google vor wenigen Tagen für sein neues Android-Betriebssystem L auf der Konferenz Google I/O vorgestellt hat. Laut Open-Xchange flossen in die Gestaltung des neuen Designs zahlreiche Rückmeldungen von Anwendern ein. Das neue Flat Design verzichtet zugunsten der Lesbarkeit der Inhalte bewusst auf grafische Effekte wie Schatten und Farbverläufe. Ferner gibt es jetzt eine zentrale Leiste am oberen Rand, über die Anwender zu den verschiedenen Apps wie Portal, E-Mail, Adressbuch, Kalender, Aufgaben und zur Dateiverwaltung Drive gelangen. Ferner gibt es nun Verlinkungen zu den Apps für Text und Spreadsheet, über die Vorlagen sowie eine Übersicht der zuletzt bearbeiteten Dokumente erreichbar sind.

Weitere Neuerungen

Die nach dem Anmelden angezeigte Portalseite von OX App Suite können Anwender individuell mit einfach zu konfigurierenden Widgets gestalten. Die Portal-Seite liefert wie üblich eine schnelle Übersicht neuer E-Mails, fälliger Aufgaben, anstehender Termine oder neuster Twitter- und Facebook-Nachrichten. In der neuen Version können Nutzer außerdem Neuigkeiten aus ihrem XING-Netzwerk in OX App Suite einsehen. Dass die Benutzeroberflächen trotzdem nie überfrachtet wirkt, liegt daran, dass einzelnen Apps stets nur die am häufigsten verwendeten Funktionen in der Standardansicht zeigen. Weiterführende Funktionen sind kontextsensitiv via Pull-down-Menüs verfügbar. Die Open-Xchange-Entwickler haben zudem eine Reihe neuer Optionen eingebaut, die es den Nutzern erlauben, die Benutzeroberfläche noch individueller anzupassen. So ist unter anderem mit einem Klick möglich, zwischen verschiedenen Ansichten in den einzelnen Apps zu wechseln. Ferner lassen sich Dateien in OX Drive in einer Liste, als Thumbnails oder als Kacheln anzeigen. Darüber hinaus können Nutzer nicht benötigte öffentliche und freigegebene Ordner mit einem Klick aus der Ansicht entfernen.

Optimierte Workflows

Die Entwickler haben zudem großen Wert auf die Optimierung der “Workflows” im Bereich der Organisation des Büroalltags gelegt, etwa beim Teilen, bzw. Bearbeiten von Inhalten im Team. So zeigt Ox App Suite beispielsweise E-Mail-Anhänge jetzt als Thumbnails. Diese lassen sich ohne vorherigen Download mit einem Klick im Browser öffnen, alternativ aber auch mit einem Klick speichern, um sie zum Bearbeiten in OX Text oder OX Spreadsheet öffnen zu können, von wo aus sie sich anschließend wieder direkt als E-Mail-Anhang versenden lassen. Ferner werden Änderungen in OX Text bei gemeinsamer Bearbeitung jetzt farblich markiert. Darüber hinaus bringt die neue Version zahlreiche Optionen mit, um Tabellen in OX Spreadsheet als Grafik oder Chart darzustellen. Weitere Neuerungen sind eine vollständig überarbeitete Suchfunktion zum gezielten Suchen in einzelnen Ordnern und eine deutliche Verbesserung der Performance von OX Text und OX Spreadsheet

Bewusster Verzicht

Rafael Laguna, CEO von Open-Xchange kommentiert die Neuerungen in OX App-Suite mit:“Zu Beginn der Entwicklung von OX App Suite haben wir uns bewusst dagegen entschieden, das Design nativer E-Mail-Anwendungen auf unsere Web-Apps zu übertragen. Die mit Funktionen überladenen Oberflächen der Desktop-Applikationen funktionieren schlicht nicht im Browser-Fenster – insbesondere nicht auf Tablets und Smartphones. Mit der Fokussierung auf optimale Benutzbarkeit im Browser gehen wir konsequent den Weg weiter, den wir mit OX App Suite eingeschlagen haben.”

Über OX App Suite und Open-Xchange

Eine detaillierte Beschreibung der Neuerungen von OX App Suite finden sich in der Dokumentation. OX App Suite wird vorwiegend über Hosting- und Telekommunikations-Anbieter als Software-as-a-Service (SaaS) vermarket. Darüber hinaus ist sie mit Maintenance und Support unter kommerzieller Lizenz auch über ausgewählte Systemintegratoren für Inhouse-Installationen erhältlich. Da bei OX App Suite der Code für Cloud- und Inhouse-Installationen identisch ist, können  Anwender jederzeit und ohne Migrationsaufwand zwischen beiden Betriebsformen wechseln. OX App Suite, OX Text und OX Spreadsheet werden unter GNU General Public License 2 und Creative Commons Attribution-NonCommercial-ShareAlike 2.5 License veröffentlicht, was die langfristige Herstellerunabhängigkeit und Investitionssicherheit für Unternehmen und Anwender sicherstellt. Weitere Informationen findet man auf der Produkt-Seite. Zahlreiche Screenshots der neuen Oberfläche stehen in der Wissensdatenbank zur Verfügung.

 

 

EPAP - Datenwandler, EPAP - Grundlagen, EPAP - Messtechnik

Abtastrate und Wiedergabegenauigkeit eines Scopes

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Eine der wesentlichen Spezifikationen für ein digitales Sampling-Oszilloskop sind Abtastrate und Bandbreite. Und es gibt große Unsicherheit bei den Anwendern: „Je höher desto besser“, um eine möglichst hohe Qualität der Signalwiedergabe zu erhalten wird auf hohe Abtastrate gesetzt. Aber stimmt das?

Bild 1: Der Frequenzgang eines Oszilloskops mit der Definition der Oszilloskop-Bandbreite fBW und der Abtastfrequenz fS. (dataTec)
Bild 1: Der Frequenzgang eines Oszilloskops mit der Definition der Oszilloskop-Bandbreite fBW und der Abtastfrequenz fS. (dataTec)

Die Behauptung: Oszilloskope mit höherer Abtastrate können schlechtere Signale wiedergeben, als sie in Wirklichkeit sind. Ein möglicher Grund sind schlecht abgestimmte und nicht exakt gleiche A/D-Wandler, deren Abtastwerte zeitlich ineinander verschachtelt werden (Interleave), um eine höhere Abtastrate zu erhalten. So ist es beispielsweise bei zwei A/D-Wandler möglich, dass der Abtasttakt eines Wandlers um 180° in der Phase verschoben ist. Betrachtet man die gemessenen Signale im Zeitbereich und im Frequenzbereich lässt sich diese Behauptung nachweisen. Dazu werden vergleichbare Oszilloskope mit denselben Bandbreiten und Abtastraten zueinander verglichen.

Ein Blick auf die messtechnischen Grundlagen

Das Nyquist-Kriterium ist die Grundlage für den Zusammenhang zwischen Abtastrate und Signalbandbreite. Es sagt aus:

• Die Abtastfrequenz fS muss mindestens 2 mal der maximal abzutastenden Sinus-Signalfrequenz fN sein.

• Die Abtast-Zeitpunkte müssen äquidistant erfolgen, um Aliasing-Effekte zu verhindern.

Bild 2: Durch Aliasing verfälschte Signalwiedergabe mit einem 500 MHz-Oszilloskop bei einer Abtastrate von 1 GSa/s = fS = 2*fBW (nach Bild 1). Bild 2: Durch Aliasing verfälschte Signalwiedergabe mit einem 500 MHz-Oszilloskop bei einer Abtastrate von 1 GSample/s = fS = 2*fBW (nach Bild 1).

Die zweite Bedingung wird oft nicht beachtet. Sie ist aber dennoch sehr wichtig und entscheidet über die Qualität der Signalwiedergabe. An der Bandbreitengrenze fBW = fN des Oszilloskops sind die Amplitudenwerte der Signalanteile um -3 dB abgeschwächt, was etwa einer Amplitudenabschwächung von ca. 30% bedeutet. Wird nun fälschlicher Weise die Nyquist-Frequenz fN gleich der Oszilloskopbandbreite fBW gesetzt, ergeben sich beim Abtasten eines Rechtecksignales Aliasing-Effekte, die sich besonders in den Flanken durch unterschiedliche und unstabile Messwerte für die Flankensteilheit und an den Ecken des Rechtecksignals durch unterschiedlich hohes Über- und Unterschwingen bemerkbar machen, wie in Bild 2.

Gerade an den Signalübergängen entstehen Schattensignale, die einzig von dem Aliasing-Effekt herrühren. Wie sollte nun die Bandbreite eines Oszilloskops definiert werden, wie es Bild 3 zeigt? Limitiert man die Bandbreite des Oszilloskops auf ¼ der Abtastfrequenz, so minimiert das die Amplituden der Signalfrequenzanteile oberhalb der Nyquistfrequenz fN.

Von Abtastrate und Bandbreite des Oszilloskops

Bild 3: Die Oszilloskop-Bandbreite sollte auf ¼ der Abtastfrequenz definiert werden. Der Frequenzanteil (roter schraffierter Bereich), der zu Ailiasing-Effekten führt wird vernachlässigbar.
Bild 3: Die Oszilloskop-Bandbreite sollte auf ¼ der Abtastfrequenz definiert werden. Der Frequenzanteil (roter schraffierter Bereich), der zu Ailiasing-Effekten führt wird vernachlässigbar.

Die meisten Hersteller von Oszilloskopen beachten diesen Zusammenhang und spezifizieren die Bandbreite bei ¼ bzw. 1/5 der Abtastfrequenz für Oszilloskope mit einer Abtastfrequenz ≤ 1 GHz. Für Oszilloskope mit Abtastfrequenzen ≥ 1 GHz fällt im Allgemeinen die Dämpfung der Eingangssignale über der 3-dB-Bandbreite deutlich steiler ab. Damit kann fN näher fS rücken, typischer Weise wird fBW = fS/3 gesetzt (Bild 3). Diese Fragestellung lässt sich auch anders herum aufzäumen: Wie groß muss die Abtastrate sein, um ein praktikabel genaues Abbild des Eingangssignals auf dem Display wiederzugeben?

 

Bild 4: Ein Puls mit einer Breite von 2 ns wird mit 2,5 GSa/s abgetastet.
Bild 4: Ein Puls mit einer Breite von 2 ns wird mit 2,5 GSample/s abgetastet.
Bild 5: Derselbe Puls mit einer Abtastrate von 20 GSa/s abgetastet.
Bild 5: Derselbe Puls mit einer Abtastrate von 20 GSample/s abgetastet.

Die Abtastrate sollte ≥ 4 mal der Oszilloskop-Bandbreite sein. Ist sie höher bringt das keinen Vorteil, da die Anstiegszeit des Oszilloskops das Signal in der Darstellung begrenzt. Ein 2 ns breiter Impuls wird mit zwei unterschiedlichen Oszilloskop-Einstellungen aufgenommen: Einmal mit einer Abtastrate von 10 GSample/s (Bild 4), zum anderen mit einer Abtastrate von 20 GSample/s (Bild 5). Man kann keinen Unterschied im Ergebnis feststellen. Auch ein größerer Speicher bringt hier keinen Vorteil. Abtastrate und Bandbreite müssen zueinander passen.

Bild 6: Prinzipschaltbild eines Echtzeit-Oszilloskops mit zwei A/D-Wandlern.
Bild 6: Prinzipschaltbild eines Echtzeit-Oszilloskops mit zwei A/D-Wandlern.

Neben dieser grundsätzlichen Betrachtung zum ersten Teil des Nyquist-Kriteriums gibt es sehr entscheidende Fehler, wenn Teil 2 dieses Kriteriums von Seiten des Herstellers nicht beachtet wird. Nach Nyquist ist eine äquidistante Abtastfolge Voraussetzung. Bild 6 zeigt ein Prinzipschaltbild eines Oszilloskops mit zwei A/D-Wandler. Das Wesentliche an dieser Schaltung ist die Taktverzögerung und der Taktgenerator.

Hohe Frequenzstabilität des Taktgenerators

Der Taktgenerator muss ein Rechtecksignal liefern, das eine sehr hohe Frequenzstabilität aufweist. Variationen führen zu ungenauen Abtastzeitpunkten, die wiederum zu einer ungenauen Positionierung des Abtastpunktes auf dem Display führt. Die Zeitverzögerung für den A/D-Wandler 2 muss genau um 180° phasenverschoben zu dem Abtast-Impuls/-Flanke nach dem A/D-Wandler 1 erfolgen. Ebenso müssen die beiden A/D-Wandler absolut gleich in ihrer Umsetzung sein. Sind die Bedingungen nicht erfüllt, wird das Signal verzerrt und falsch dargestellt.

Bild 8: Ein 200-MHz-Sinus, aufgenommen mit dem MSO7104B mit einer Bandbreite von 1 GHz und einer Samplingrate von 4 GSa/s.
Bild 8: Ein 200-MHz-Sinus, aufgenommen mit dem MSO7104B mit einer Bandbreite von 1 GHz und einer Samplingrate von 4 GSample/s.
Bild 9: Selber 200 MHz-Sinus wie in Bild 6, aufgenommen mit dem LeCroy WaveRunner 104Xi mit 1 GHz Bandbreite und einer Samplingrate von 10 GSa/s.
Bild 9: Derselbe 200 MHz-Sinus wie in Bild 6, aufgenommen mit dem LeCroy WaveRunner 104Xi mit 1 GHz Bandbreite und einer Samplingrate von 10 GSample/s.

Da es keine Korrelation des Eingangssignals zu der Abtastfrequenz gibt, wird dieser Fehler fälschlich oft als „Abtastrauschen“ (Sampling Noise) bezeichnet. Der Grund für die Verzerrungen liegt aber in den ungenügenden Interleaving- (Verschachtelungs-)Bedingungen. Wie kann ein Oszilloskop auf derartige Abweichungen getestet werden? Für eine Messanordnung wird ein hochgenauer Sinusgenerator genutzt, dessen Ausgangsfrequenz bis mindestens zur Bandbreitenfrequenz des Oszilloskops variiert werden kann. Das Ergebnis einer derart simplen Messung sieht man in Bild 8 und 9. Vergleicht man die beiden Bilder so erkennt man in Bild 9 sehr starke Verzerrungen, obwohl mit 10 GSample/s abgetastet wurde.

Die Ursache für die Verzerrungen im Signal

Kennt der Anwender den Zusammenhang nicht, so kann er leicht dem Irrtum erliegen, dass das Eingangssignal bereits diese Verzerrungen aufweist. Dabei liegen die Gründe in einem ungenügenden Abgleich des Interleavings bzw. in einer Differenz im Abgleich der A/D-Wandler, die bei der Signalabtastung beteiligt sind. Die Verzerrungen kommen also nicht von einer geringeren Abtastrate, sondern aufgrund des nicht aufeinander ausgerichteten Interleavings (der Zeitabhängigkeit) oder von einer vertikalen Ungenauigkeit durch nicht exakt abgeglichene Amplitudenwerte der beteiligten A/D-Wandler (vertikale Ungenauigkeit). Dieser Fehler kann, wie das Bild 9 zeigt, die vermeintlich bessere Signalwiedergabe durch eine höhere Abtastrate zu Nichte machen.

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Besonders wichtig wird das korrekte Interleaving, je höher die Bandbreite bzw. die Abtastrate wird. Kleine Verzögerungen in der Folge der Abtastimpulse führen aufgrund der kürzeren Abtast-Perioden zu gravierenden Fehlern in der Darstellung des abgetasteten Eingangssignals. Eine andere Messmöglichkeit ist, dass die Anstiegszeit eines Signals und auch eines Sinus-Signals oder der Spitzenwert Vpp mit den automatischen Messeinrichtungen im Oszilloskop gemessen werden und hier kommt es auf die statistische Standardabweichung des jeweiligen Messwertes bzw. dem maximalen oder minimalen Messwert an.

FFT-Analyse identifiziert alle Verzerrungen

Bild 10: FFT-Analyse eines 2,5-GHz-Sinus-Signals, aufgenommen mit einem Agilent DSO80304A mit einer Samplingrate von 40 GHz.
Bild 10: FFT-Analyse eines 2,5-GHz-Sinus-Signals, aufgenommen mit einem Agilent DSO80304A mit einer Samplingrate von 40 GHz.

Ein weiteres probates Mittel ist die bei vielen Oszilloskopen verfügbare FFT-Funktion anzuwenden. Nun ist es einfach, solange das Eingangssignal ein idealer Sinus ist; dann zeigt das Spektrum nur eine Linie. Eine FFT-Analyse wird aber alle Verzerrungen identifizieren. Dazu gehören Harmonische, zufälliges Rauschen oder Verzerrungen durch fehlerhaftes Interleaving. Die Bilder 10 und 11 zeigen zwei FFT-Spektralanalysen, durchgeführt mit zwei unterschiedlichen Oszilloskopen, die jeweils in Singleshot-Betrieb ein Signal mit einer Frequenz von 2,5 GHz aufnehmen. Im Bild 10 ist die nächste Harmonische ca. 90 dB unter der Signalfrequenz, während in Bild 11 sowohl bei 10 GSample/s als auch bei 40 GHz Harmonische auftreten, wobei die Größte nur ca. 32 dB unter der Amplitude des Eingangssignals liegt.

Bild 11: Selbes Eingangssignal wie in Bild 8, 2,5 GHz Sinus aufgenommen mit dem Tektronix DPO7254 mit einer Samplingrate von 40 GHz.
Bild 11: Das selbe Eingangssignal wie in Bild 8, 2,5 GHz Sinus aufgenommen mit dem Tektronix DPO7254 mit einer Samplingrate von 40 GHz.

Die Aussage „mehr ist auch besser“ gilt bei einem Oszilloskop nicht. Eine höhere Abtastrate muss nicht zwangsläufig zu einer besseren Wiedergabe der zu messenden Signale führen. Entscheidend ist , wie gut das Interleaving ist, wie gut die A/D-Wandler aufeinander abgeglichen sind und ob die Abtastfrequenz deutlich 4 bis 5 mal höher als die maximale Bandbreite des Oszilloskops bzw. der maximale zu beobachtende Frequenzanteil des Eingangssignals ist.

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Neuerungen in Samsung Knox 2.0

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Mit der neuen Version Knox 2.0 integriert Samsung auch Funktionen, die mit dem neuen Galaxy S5 ausgeliefert werden. Ein neue Funktion ist die Zwei-Faktor-Authentifizierung. Wird diese aktiviert, muss sich der Benutzer mit seinem Fingerabdruck und zusätzlich mit einem Kennwort anmelden. 

Eine weitere neue Funktion ist die Analyse des Datenaufkommens welches von privaten und geschäftlichen Apps verursacht wird. Außerdem bindet Samsung die Lösung mehr an die Cloud. Das soll für die Anwender, aber auch für Administratoren mehr Flexibilität bieten. Mit dem Mobile Device Management Services lassen sich mobile Geräte verwalten, sowie der Knox Marketplace. Im Knox Marketplace lassen sich spezielle Enterprise-Apps positionieren. Knox 2.0 setzt Android 4.4 voraus. Anwender die auf das neue Samsung Galaxy 5 setzen, bekommen Knox 2 bereits vorinstalliert auf dem Smartphone. Mit dem neuen Smartphone lässt sich auch die neue Key Store-Funktion nutzen. Diesen erlaubt die Erstellung eines Schlüssels in einer gesicherten Umgebung. Außerdem wird dadurch der Kernel von Android überwacht, sowie wichtige Systembereiche. Das soll Android sicherer für Unternehmen machen.

Da Samsung mit Good Technology zusammenarbeitet, können Anwender die meisten Google Pay-Apps auch in einem sicheren Container betreiben. Möglich wird das durch eine sogenannte „Good Secure Domain“. In dieser lässt sich eine spezielle Sicherheitsumgebung erstellen, die auch von Knox 2.0 gesichert wird. Es ist geplant, dass Knox noch weitere Sicherheits-Umgebungen unterstützen soll, zum Beispiel von Fixmos SafeZone oder MobileIron AppConnect. 

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Linux mit Windows Server 2012 R2 virtualisieren

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Achten Sie darauf, dass Sie für den Einsatz unter Windows Server 2012 R2 und Hyper-V Server 8.1 mindestens die Version 3.5 der Linux Integration Services benötigen (http://www.microsoft.com/de-de/download/details.aspx?id=41554). Die alte Version 3.4 unterstützt nur Windows Server 2012, nicht die aktuellen Funktionen der neuen Version. Optimal arbeiten laut Microsoft zum Beispiel SUSE Linux Enterprise Server 11 SP3 (https://www.suse.com/products/server) und Ubuntu Server 13.10 (http://www.ubuntu.com/server), sowie Red Hat Enterprise Linux 6.5 (http://de.redhat.com/products/enterprise-linux) mit Windows Server 2012 R2 zusammen. Nachdem Sie den virtuellen Server erstellt und mit Linux installiert und gestartet haben, sollten Sie im ersten Schritt überprüfen, ob in der entsprechenden Distribution bereits Linux Integration Services (LIS) installiert sind. Dazu melden Sie sich mit root-Rechten an der Linux-VM an und verwenden den folgenden Befehl: /sbin/modinfo hv_vmbus Aktuell unterstützen aber nur die folgenden Linux-Distributionen die neuen Funktionen in LIS 3.5: Red Hat Enterprise Linux (RHEL) 5.5-5.8, 6.0-6.3 x86 and x64 CentOS 5.5-5.8, 6.0-6.3 x86 and x64 Laden Sie sich die ISO-Datei der LIS 3.5 bei Microsoft herunter und verbinden Sie diese als CD/DVD-Laufwerk mit der VM, auf der Sie die Version installieren oder aktualisieren wollen. Danach müssen Sie die ISO-Datei im Betriebssystem bereitstellen: mount /dev/cdrom /media Im Anschluss wechseln Sie in das Verzeichnis der Linux-Version, die Sie einsetzen. Mit „./install.sh“ führen Sie die Installation durch.

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Optimieren der IP-Einstellungen beim Einsatz von mehreren Domänen

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Sie können in den IP-Einstellungen eines Servers mehrere DNS-Server eintragen. Es wird immer zunächst der bevorzugte DNS-Server verwendet. Die alternativen DNS-Server werden erst eingesetzt, wenn der bevorzugte DNS-Server nicht mehr zur Verfügung steht, weil er zum Beispiel gerade neu gestartet wird. 

Ein Server verwendet nicht alle konfigurierten DNS-Server parallel oder hintereinander, um Namen aufzulösen. Kann der bevorzugte DNS-Server den DNS-Namen nicht auflösen und meldet dies dem Client zurück, wird nicht der alternative Server eingesetzt. Auch das Zurückgeben einer nicht erfolgten Namensauflösung wird als erfolgreiche Antwort akzeptiert.

Über die Schaltfläche „Erweitert“  in den IP-Einstellungen in Windows lassen sich weitere Einstellungen vornehmen, um die Zusammenarbeit mit DNS zu konfigurieren. Sie können auf der Registerkarte „DNS“ der erweiterten Einstellungen weitere alternative DNS-Server eintragen.

Aktivieren Sie auf den Domänencontrollern in den IP-Einstellungen über die Schaltfläche „Erweitert“ auf der Registerkarte „DNS“ die Option „Diese DNS-Suffixe anhängen (in Reihenfolge)“. Tragen Sie als Nächstes zuerst den Namensraum der eigenen Struktur ein und hängen Sie danach die Namensräume der anderen Strukturen an.

Der Sinn dieser Konfiguration ist die schnelle Auflösung von Servern in den anderen Strukturen. Wenn Sie zum Beispiel den Domänencontroller dc01 in der Struktur contoso.int auflösen wollen, müssen Sie immer dc01.contoso.int eingeben. Zuerst sollten immer die eigene Domäne und der eigene Namensraum eingetragen sein, bevor andere Namensräume abgefragt werden. Wenn Sie diese Maßnahme durchgeführt haben, lässt sich mit Nslookup den Effekt überprüfen.

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Sicherung von virtuellen Servern

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Ein Skript für das Exportieren von virtuellen Servern finden Sie auf der Seite des Rachfahl Hyper-V-Blogs für Windows Server 2008 R2 (http://www.hyper-v-server.de/tools/hyper-v-sicherung-mittels-powershell-script).

Die Entwickler bieten aber auch eine neue Version für Windows Server 2012 an:
(http://www.hyper-v-server.de/management/hyper-v-sicherung-mittels-powershell-skript-fr-windows-server-2012).

Grundsätzlich funktioniert das Skript auch für Windows Server 2012 R2, wurde vom Entwickler aber noch nicht dafür freigegeben. In Windows Server 2012 R2 können Sie aber auch die PowerShell und das CMDlet „Export-Vm“ (http://technet.microsoft.com/en-us/library/hh848491.aspx) verwenden.

Nachdem Sie das Skript heruntergeladen haben, exportieren Sie virtuelle Server mit folgender Syntax:
.\Export.ps1 -vm <Name der VM< -Exportpfad -verbose

Erhalten Sie eine Fehlermeldung, dass Skripte nicht erlaubt sind, müssen Sie die Ausführungsrichtlinie für Skripte noch deaktivieren:

Set-ExecutionPolicy Unrestricted

EPAP - Referenz-Designs, EPAP - Schaltungstipps, EPAP - Sensorik

Schleifengespeistes Thermoelement-Temperaturmesssystem mit ARM Cortex-M3

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Bild 1 zeigt eine komplette Stromschleifen-gespeiste Schaltung zur Messung von Temperaturen mit einem Thermoelement. Der Ausgangsstrom von 4 bis 20 mA wird mit der PWM-Funktion eines analogen Präzisionsmikrocontrollers gesteuert.

Bild 1: Schleifengespeistes Thermoelement-Temperaturmesssystem mit ARM Cortex-M3, das vom analogen Präzisionsmikrocontroller ADuCM360 gesteuert wird (vereinfachtes Schaltbild) (Bild: Analog Devices

Die Schaltung in Bild 1 ist eine preiswerte Lösung zum Erfassen von Temperaturen, da die meisten der erforderlichen Funktionen im analogen Präzisionsmikrocontroller ADuCM360 integriert sind. Dazu gehören zwei 24 Bit Sigma-Delta-A/D-Wandler, ein ARM Cortex-M3 Prozessor und die PWM/DAC-Funktionen zur Steuerung der 4/20-mA-Stromschleife für Schleifenspannungen bis 28 V.

Der ADuCM360 ist an ein Thermoelement (Typ T) und an einen Platin-Widerstandsthermometer mit 100 Ω (Pt-100) angeschlossen. Das Widerstandsthermometer dient zur Kaltstellenkompensation. Der Cortex-M3 mit geringer Stromaufnahme wandelt die Messwerte des A/D-Wandlers in Temperaturwerte. Das Thermoelement arbeitet bei Temperaturen von −200 bis 350°C. Dieser Temperaturbereich wird in Ausgangsströme von 4 bis 20 mA gewandelt.

Diese Schaltung ähnelt der Schaltung im Referenzdesign CN-0300. Allerdings hat die PWM, die die 4/20-mA-Schleife treibt, eine höhere Auflösung. Der PWM-Ausgang liefert eine Auflösung von 14 Bit. Einzelheiten über die Temperatursensorschnittstelle zum A/D-Wandler und über Linearisierungstechniken für die Messung mit dem Widerstandsthermometer enthalten das Referenzdesign CN-0300 und die Applikationsschrift AN-0970.

Schaltungsbeschreibung

Gespeist wird die Schaltung vom Linearregler ADP1720. Dieser regelt die positive Schleifenspannung auf 3,3 V für den ADuCM360, den Operationsverstärker OP193 und die Referenz ADR3412 (optional).

Temperaturmonitor

Dieser Teil der Schaltung ähnelt der im Referenzdesign CN-0300 beschriebenen Temperaturüberwachungsschaltung. Zum Einsatz kommen:

• Der 24 Bit Sigma-Delta-A/D-Wandler mit einem PGA, der in der Software für das Thermoelement und den Widerstandstemperatursensor für eine Verstärkung von 32 eingestellt ist. ADC1 schaltet kontinuierlich zwischen dem Abtasten der Thermoelement- und den Widerstandsthermometer-Spannungen um.

• Programmierbare Stromquellen treiben einen steuerbaren Strom durch das Widerstandsthermometer. Die zwei Stromquellen sind in Stufen von 0 μA bis 2 mA konfigurierbar. Für dieses Beispiel wird eine Einstellung von 200 μA verwendet, um den durch die Selbsterwärmung des Widerstandstemperatursensors verursachten Fehler zu minimieren.

• Eine interne 1,2-V-Referenz dient zur Versorgung des A/D-Wandlers im ADuCM360. Bei der Messung der Thermoelementspannung wird die interne Spannungsreferenz aufgrund ihrer Genauigkeit verwendet.

• Eine externe Spannungsreferenz für den A/D-Wandler im ADuCM360. Bei der Messung des Widerstands des Widerstandstemperatursensors wurde ein ratiometrischer Aufbau verwendet. Dabei wurde ein externer Referenzwiderstand (RREF) über die externen Pins VREF+ und VREF− gelegt. Der integrierte Referenzeingangspuffer ist aktiviert, da die Referenzquelle in dieser Schaltung hochohmig ist. Aufgrund des integrierten Referenzpuffers ist kein externer Puffer erforderlich, um Eingangsleckströme zu minimieren.

• Ein Biasspannungsgenerator (UBIAS). Mit der UBIAS-Funktion wird die Gleichtaktspannung des Thermoelements auf AVDD_REG/2 (900 mV) eingestellt. Die UBIAS-Funktion macht externe Widerstände zur Einstellung der Thermoelement-Gleichtaktspannung überflüssig.

• Der ARM Cortex-M3. Auf dem 32 Bit ARM Core mit integriertem 126 kB Flash-Speicher und 8 kB SRAM läuft der User Code, der die A/D-Wandler konfiguriert und steuert. Der ARM Core wandelt die Ergebnisse der ADC-Wandlungen der Theromoelement- und Widerstandsthermometer -Eingänge in einen Temperaturwert um. Außerdem steuert der ARM Core den PWM-Ausgang, der die 4/20-mA-Schleife treibt. Für Debug-Zwecke steuert der ARM Core die Kommunikation über die UART/USB-Schnittstelle.

Kommunikation

• Der 16 Bit PWM-Ausgang wird mit dem OP193 extern gepuffert. Er steuert einen externen NPN-Transistor (BC548). Indem man die Spannung UBE dieses Transistors steuert, lässt sich der Strom, der durch einen Lastwiderstand mit 47,5 Ω fließt, auf den gewünschten Wert einstellen. Dies sorgt am 4/20-mA-Ausgang für eine Genauigkeit von besser als ±0,5°C in einem Bereich von –200 bis 350°C (siehe Testergebnisse).

• Der interne D/A-Wandler liefert die 1,2-V-Referenz für den OP193. Alternativ könnte man die 1,2-V-Präzisionsreferenz ADR3412 verwenden. So ließe sich eine höhere Genauigkeit über die Temperatur erzielen. Diese externe Referenz nimmt ähnlich viel Strom auf wie der interne D/A-Wandler (~50 μA).

Die 4/20-mA-Schleife wird von der 16 Bit-PWM-Schaltung im ADuCM360 gesteuert. Das Tastverhältnis der PWM-Schaltung wird über die Software eingestellt, um die Spannung über dem 47,5-Ω-Widerstand RLOOP zu steuern. Dies wiederum stellt den Schleifenstrom ein. Eine Seite von RLOOP ist mit der Masse vom ADuCM360 verbunden. Die andere Seite von RLOOP ist mit „Loop“-Masse verbunden. Daher fließt der Strom für die Bauteile ADuCM360, ADP1720, ADR3412 und OP193 plus den Strom für den gefilterten PWM-Ausgang durch RLOOP.

Die Spannung an der Verbindung zwischen R1 und R2 kann wie folgt ausgedrückt werden:

UR12 = (URLOOP + UREF) × R2 / (R1 + R2) − URLOOP

Nach dem Einschwingen der Schleife:

UIN = UR12

Da R1 = R2:

UIN = (URLOOP + UREF)/2 − URLOOP = UREF/2 − URLOOP/2

URLOOP = UREF – 2 UIN

Der maximale Strom fließt bei UIN = 0. Dann ist URLOOP = UREF, da der maximale Strom UREF/RLOOP oder ≈24 mA beträgt. Bei UIN = UREF/2 fließt kein Strom.

Die Impedanz des Verstärkers OP193 bei UIN ist hoch und lädt den PWM-gefilterten Ausgang nicht. Der Verstärkerausgang variiert nur um einen kleinen Teil von etwa 0,7 V.

Die Leistungsfähigkeit bei den Endwerten (0 bis 4 mA und 20 bis 24 mA) ist unkritisch; daher braucht der Operationsverstärker keine gute Leistungsfähigkeit bei der Versorgungsspannung.

Die absoluten Werte von R1 und R2 sind ebenfalls unkritisch. Allerdings ist ein genaues Matching von R1 und R2 wichtig.

ADC1 wird für Temperaturmessungen verwendet. Daher ist dieser Schaltungstipp direkt auf den ADuCM361 mit nur einem A/D-Wandler anwendbar. Das Board EVAL-CN0319-EB1Z enthält die Option zur Messung der Spannung an dem mit VR12 bezeichneten Punkt. Dazu wird ein Eingangskanal von ADC0 am ADuCM360 verwendet. Diese ADC-Messung kann als Rückkopplung für die PWM-Steuerungssoftware verwendet werden, um die 4/20-mA-Stromeinstellung einzustellen.

Programmierung, Debugging und Test

• Der UART dient als Kommunikationsschnittstelle zum Host-PC. Dieser wird zur Programmierung des On-Chip Flash-Speichers verwendet. Er wird auch als Debug-Port und zur Kalibrierung des gefilterten PWM-Ausgangs verwendet.

• Über zwei externe Schalter lässt sich das Bauteil in die Flash-Betriebsart schalten. Indem man SD auf „Low“ hält und den RESET schaltet gelangt der ADuCM360 statt in die normale Anwenderbetriebsart in die Boot-Betriebsart. In der Boot-Betriebsart lässt sich der interne Flash-Speicher über die UART-Schnittstelle wiederprogrammieren.

Code-Beschreibung

Der zum Testen der Schaltung verwendete Quellcode kann von den ADuCM360 und ADuCM361 Produktseiten als Zip-Datei heruntergeladen werden. Der Quellcode nutzt die mit dem Beispielcode zur Verfügung gestellten Funktionsbibliotheken.

Bild 2: Source Files, betrachtet mit µVision4 (Keil)

Bild 2 zeigt die Liste von Source Files, die in diesem Projekt beim Betrachten mit den μVision4 Tools von Keil verwendet wurden.

Temperaturmonitor: ADC1 wird für Temperaturmessungen am Thermoelement und am Widerstandstemperatursensor verwendet. Dieser Teil des Codes ist vom Referenzdesign CN-0300 kopiert. Dort findet man auch mehr Informationen.

Kommunikationsbereich

Der PWM-gefilterte Ausgang muss eingestellt werden, um 4 mA bei der Minimal- und 20 mA bei der Maximaltemperatur zu gewährleisten. Eine Kalibrationsroutine wird zur Verfügung gestellt. Sie kann mit dem Parameter #define CalibratePWM leicht einbezogen oder entfernt werden.

Zum Kalibrieren der PWM muss das Schnittstellenboard (USB-SWD/UART) mit J1 und mit dem USB-Port eines PC verbunden werden. Ein COM-Port-Viewer-Programm, zum Beispiel HyperTerminal, kann verwendet werden, um die Kalibrierungsmenüs zu betrachten und durch die Kalibrierungsroutinen zu navigieren.

Beim Kalibrieren der PWM sollten die Ausgänge VLOOP+ und VLOOP– an ein Strommessgerät mit hoher Genauigkeit angeschlossen werden. Der erste Teil der PWM-Kalibrierungsroutine stellt den DAC für einen Ausgangsstrom von 20 mA ein. Der zweite Teil der PWM-Kalibrierungsroutine stellt die PWM auf einen Ausgangsstrom von 20 mA ein. Der PWM-Code zur Einstellung von Ausgangsströmen von 4 und 20 mA wird im Flash-Speicher abgelegt.

Bild 3: Ausgabe von HyperTerminal beim Kalibrieren der PWM

Der UART ist für eine Übertragungsrate von 19.200 Baud, 8 Datenbit, keine Parität und keine „Flow Control“ konfiguriert. Falls die Schaltung direkt an einen PC angeschlossen wird, kann ein Programm wie HyperTerminal oder CoolTerm zum Betrachten von Kommunikationsports verwendet werden, um die an den UART geschickten Resultate zu betrachten (Bild 3).

Zur Eingabe der von den Kalibrierungsroutinen benötigten Zeichen gibt man das jeweilige Zeichen in das Terminalprogramm ein. Dieses Zeichen wird dann vom UART-Port des ADuCM360 empfangen.

Nach der Kalibrierung schaltet der Demo-Code für weitere Energieeinsparungen den UART-Takt ab.

Kalibrierungskoeffizienten werden in Flash-Speichern abgelegt. Daher ist es nicht erforderlich, bei jedem Einschalten des Boards eine Kalibrierung durchzuführen. Es sei denn der Pegel von VLOOP wird verändert.

Bild 4: Flussdiagramm

Bild 4 zeigt ein Flussdiagramm.

Häufige Varianten: Diese Schaltung beinhaltet den Footprint für HART-Kommunikation und für eine externe Referenz.

Schaltungsevaluierung und Test

Dieser Beitrag geht nicht auf den Bereich zur Erfassung der Temperatur ein, da dieser bereits in der CN-0300 erläutert ist. Der Schwerpunkt liegt auf der Leistungsfähigkeit des Temperatur/Strom-Ausgangs.

Differenzielle Nichtlinearität der PWM

Bild 5: Typische DNL-Leistungsfähigkeit der Schaltung

Die differenzielle Nichtlinearität (DNL) des gefilterten PWM-Ausgangs wurde zuerst gemessen. Der DNL-Verlauf in Bild 5 zeigt im kritischen 4/20-mA-Bereich eine typische Leistungsfähigkeit von besser als 0,3 LSB. Diese Tests wurden mit einem Filter zweiter Ordnung am PWM-Ausgang durchgeführt. Zwei 47-kΩ-Widerstände und zwei 100-nF-Kondensatoren wurden verwendet, wie in Bild 1 gezeigt.

Temperatur/Strom-Ausgang

Bild 6: Messaufbau zum Testen des Kommunikationsbereichs

Der Aufbau in Bild 6 wurde zum Testen des Kommunikationsbereichs der Schaltung verwendet.

Der PC schickt über den UART Temperaturwerte an den ADuCM360. Anschließend stellt der ADuCM360 den PWM-Ausgang entsprechend ein. Der Strom in der Schleife wird gemessen und aufgezeichnet.

Ein Temperaturanstieg um 1 K ergibt (20 mA – 4 mA) / 550 = 0,029029 mA.

 

Bild 7: Fehler in der Stromschleife gegenüber den Temperaturmessungen für die DAC-Steuerung (CN-0300) und die PWM-Steuerung (CN-0319).

Den Fehler in der Stromschleife, gemessen in der CN-0300 (DAC-gesteuert) und in der CN-0319 (PWM-gesteuert), zeigt Bild 7.

Diese Ergebnisse zeigen, dass die Genauigkeit der PWM-gesteuerten Schleife nach der Kalibrierung höher ist als bei der DAC-gesteuerten Schleife mit Rückkopplung.

Für eine höhere Genauigkeit könnte man die Rückkopplungsschleife hinzunehmen. Dazu müsste man einen ADuCM360 verwenden, bei dem der zweite A/D-Wandler aktiviert ist, um die Schleife zu überwachen. Dies würde die Stromaufnahme (ADC0 on) erhöhen und die Reaktionszeit der Schleife verlängern.

Die Update Rate der Stromschleife hängt von der CPU und der ADC-Konfiguration ab. Im Beispielcode sind die CPU-Taktfrequenz auf 1 MHz und die ADC-Frequenz auf 5 Hz eingestellt. Der A/D-Wandler wandelt mehrere Messwerte am Widerstandsthermometer und am Thermoelement, bevor das Ergebnis gemittelt wird. Die Zahl der Messwerte wird durch den Parameter SAMPLEN0 definiert. Im Beispielcode ist dieser auf 8 eingestellt. Dies ergibt eine Stromschleifen-Update-Rate von 740 ms. Für eine kürzere Reaktionszeit der Schleife kann SAMPLEN0 reduziert werden.

Messung der Stromaufnahme

Im normalen Betrieb nimmt die Schaltung 2 mA (typ.) auf. Im Reset-Zustand kommt sie mit weniger als 550 μA aus. Um den Betrieb mit niedriger Stromaufnahme zu ermöglichen, kann die Core-Betriebsfrequenz der Bauteile ADuCM360/ADuCM361 reduziert werden. Dazu programmiert man die internen CLKSYSDIV-Register entsprechend. Durch Programmierung des CLKCON0-Registers kann man die Core-Frequenz von 16 MHz in binäre Vielfache von 2 bis 128 teilen. In diesem Beispiel-Code wird ein Taktteilerwert von 8 verwendet. Dies liefert eine Core-Frequenz von 1 MHz.

Der primäre A/D-Wandler wird mit einer Verstärkung von 32 aktiviert. PWM und D/A-Wandler sind ebenfalls für die Kommunikation in der Schleife aktiviert. Alle nicht benutzten Peripherieschaltungen sind abgeschaltet, um den Energieverbrauch zu minimieren.

Tabelle 2: Typische IDD-Werte für Bauteile der Temperaturüberwachungsschaltung

Aus Tabelle 2 ist die Stromaufnahme der einzelnen Bauteile und der Gesamtschaltung der Temperaturüberwachungsschaltung ersichtlich.

Mehr Informationen über die Stromaufnahme des ADuCM360 enthält die Applikationsschrift AN-1111.

EPAP - Grundlagen, VFG - Technik

Grundlagen zu Kapazität-Digital-Wandlern

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Bei Kapazität-Digital-Wandlern liegt an einer Kondensatorplatte eine Anregungsspannung an. Gemessen wird die im Kondensator gespeicherte elektrische Ladung und als Messsignal ausgegeben. Wir stellen vier Applikationen kapazitativer Sensoren vor, die sich durch die Art der Anregung unterscheiden.

Als elektrische Kapazität bezeichnet man die Fähigkeit eines Kondensators zum Speichern elektrischer Ladung. In ihrer Grundform, ein Kondensator mit zwei parallelen Platten, ist die Kapazität C ein Maß für die in einem Kondensator bei der Spannung U gespeicherte Ladung Q.

Bild 2: Prinzipdarstellung der Kapazitätserkennung und Messung
Bild 2: Prinzipdarstellung der Kapazitätserkennung und Messung

Der Plattenkondensator in Bild 2 besteht aus zwei elektrischen Leitern. Dabei sind a und b die leitenden Flächen, d der Abstand zwischen den Platten und εr die Dielektrizitätskonstante des dielektrischen Materials zwischen den Leitern. Die daraus resultierende Kapazität C wird mit Gleichung 1 berechnet. Darin ist ε0 die Dielektrizitätskonstante im Vakuum.

Gleichung 1
Gleichung 1

Bei einem Kapazität-Digital-Wandler (CDC) liegt an einer Platte des Kondensators eine Anregungsspannung an. Gemessen wird die im Kondensator gespeicherte elektrische Ladung und in Form eines digitalen Messsignals an einen externen Mikrocontroller übergeben.

Da die Kapazität des Sensors durch die Parameter a, b, d und εr bestimmt wird, wird die CDC-Technologie für direkte Kapazitätsmessungen und, je nach Sensortyp, für viele andere Applikationen verwendet. Falls zum Beispiel a, b und εr konstant sind, ist der CDC-Ausgang proportional zum Abstand d zwischen den beiden Leitern.

Bild 1: Applikationsmöglichkeiten kapazitiver Sensoren
Bild 1: Applikationsmöglichkeiten kapazitiver Sensoren

Bild 1 zeigt vier Applikationen kapazitiver Sensoren, die sich durch die Art der Anregung unterscheiden.

Links oben in Bild 1 ist ein massebezogener Single-Ended-Sensor zu sehen. In dieser Konfiguration liegt eine Sensorplatte auf Massepotenzial. Die Anregung wird an die zweite Platte angelegt. Der CDC-Baustein misst die Kondensatorladung derselben Platte. Die Anregung und die Ladungsmessung erfolgt in unterschiedlichen Zeitfenstern.

Die Schaltung rechts unten in Bild 1 beschreibt einen Single-Ended Floating-Sensor. Die Anregungsspannung wird an eine Platte angelegt und der CDC-Baustein misst die im Kondensator gespeicherte Ladung von der anderen Platte. Dieser Typ Schnittstelle kann die differentielle parasitäre Kapazität unterdrücken und eine höhere Präzision und Genauigkeit erzielen.

Sowohl der massebezogene wie auch der Floating-Sensor haben eine korrespondierende differenzielle Applikation zur Messung der Kapazitätsdifferenz zweier Eingangskanäle (Bild 1, links unten und rechts oben).

Der AD7747 wurde für den Einsatz in Verbindung mit massebezogenen Sensoren entwickelt. Die Bauteile AD7745 und AD7746 sowie die AD715X Familie wurden für Floating-Sensoren konzipiert.

Darüber hinaus gibt es mit AD714X CapTouch einen speziell für den Einsatz mit kapazitiven Berührungssensoren entwickelten Controller. Dieser misst kapazitive Änderungen von Single-Ended-Sensoren.

Bild 3: Kapazitive Berührung und typisches Ausgangssignal (Bild: Analog Devices)
Bild 3: Kapazitive Berührung und typisches Ausgangssignal (Bild: Analog Devices)

Wie in Bild 3 zu sehen ist, bildet die Sensorelektrode auf der Leiterplatte eine Platte eines virtuellen Kondensators. Der Finger des Anwenders, der bezogen auf den Sensoreingang auf Masse liegt, bildet die andere Platte. Mit vielen nützlichen Leistungsmerkmalen kann die AD714X-Familie viele Berührungsfunktionen wie Schaltknöpfe, Schieberegler, Scroll-Räder etc. implementieren.

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Erweiterte Datenrettung mit Easy Recovery

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