Archiv der Kategorie: EPAP – Schaltungstipps

Saubere Versorgung einer HV-PLL aus einer 5-V-Quelle

Mit der Verfügbarkeit von schnellen A/D-Wandlern werden Direct Conversion Receiver immer populärer. Um eine hohe Dynamik der Übertragungsfrequenz zu erreichen, wird eine PLL mit hoher Steuerspannung und ein VCO verwendet. Wir stellen eine derartige Schaltung vor.

PLLs (Phasenregelschleifen, Phase Locked Loops) werden für die Takterzeugung in Sende- und Empfangsschaltungen benutzt, um die gewünschte Sende- bzw. Empfangsfrequenz auszuwählen. In diesen Anwendungen haben sie sich seit Jahren bewährt. Mit der Verfügbarkeit von schnellen A/D-Wandlern im Gigasample-Bereich, wie dem zweikanaligen Wandler AD9680 oder dem AD9625 (2,5 GSample/s), werden sogenannte Direct Conversion Receiver, auch Zero IF genannt, immer populärer. Durch die hohe Bandbreite der A/D-Wandler lassen sich sehr große Datenmengen übertragen.

In vielen Bereichen wird jedoch auch eine hohe Dynamik der Übertragungsfrequenz gefordert. Eine Möglichkeit, diese zu erreichen, ist der Einsatz einer PLL mit hoher Steuerspannung und einem entsprechenden VCO (Spannungsgesteuerter Oszillator / voltage controlled oscillator).

Die Schaltung

Bild 1: Aufwärtswandler für die Versorgung der PLL (vereinfacht) (Bild: ADI)
Bild 1: Aufwärtswandler für die Versorgung der PLL (vereinfacht)

In Bild 1 ist eine entsprechende Schaltung abgebildet. Sie besteht aus der Spannungsversorgung basierend auf einem Aufwärtswandler (Boost Converter) und einem rauscharmen Linearregler (Low Noise LDO). Die PLL ist mit einem passiven Filter kombiniert, was gegenüber einem aktiven Filter die Anzahl der Bauteile reduziert und für geringere Störungen und Phasenrauschen sorgt. Dazu ist es jedoch nötig, einen großen Bereich für die Steuerspannung des VCO zur Verfügung zu haben.

Die Lösung ist die PLL ADF4150HV, die mit Spannungen bis zu 30 V betrieben werden kann und so den VCO im Bereich von 1 bis 29 V präzise steuern kann. Dadurch wird ein Frequenzbereich von 35 MHz bis 2 GHz abgedeckt. Diesen Bereich kann man mit einem entsprechendem VCO und einem Vorteiler (ADF5001) auf bis zu 12 GHz erweitern.

Bild 2: Direct Conversion Receiver (Analog Devices)
Bild 2: Direct Conversion Receiver

Um die optimale Leistung aus der PLL zu bekommen, muss die Versorgungsspannung entsprechend gut sein. Im Schaltungsbeispiel stehen als Versorgung 5 V zur Verfügung, die mit einem LDO auf die 3,3 V zur Versorgung der PLL geregelt werden. Der verwendete ADP150 ist mit einem Spannungsrauschen von 9 µVeff eine gute Wahl. Optimiert werden kann die Versorgung durch Verwenden eines ADM7150, dessen Rauschen bei 1 µVeff liegt.

Für die Erzeugung der 28 V wird der ADP1613 in einer Aufwärtswandler-Schaltung benutzt. Der Baustein kann mit 650 kHz oder 1,3 MHz betrieben werden, was die Möglichkeit zur einfachen Filterung bietet und gleichzeitig schnelle Transienten ausregeln kann. Die Schaltfrequenz sollte größer als 1 MHz sein, da der Schleifenfilter der PLL diese verringern oder sogar unterdrücken kann.

Bild 3: Eingabemaske ADIsimPower (Analog Devices)
Bild 3: Eingabemaske ADIsimPower

Das Erarbeiten der Schaltung für den ADP1613 wird durch das Werkzeug ADIsimPower deutlich vereinfacht. In Bild 3 ist die Eingabemaske für ADIsimPower dargestellt. Es werden 5 V ±10% für die Eingangsspannung eingegeben, als Ausgangspannung wird 28 V eingetragen bei einem maximalen Strom von 10 mA. Wichtig für die Versorgung der PLL sind die zusätzlichen Angaben von 0,2% Ausgangsspannungsripple und 1% Ausganspannungsstufenfehler sowie der Haken beim Rauschfilter. Die Ausgabe des Tools sieht etwa so wie die Schaltung in Bild 1 aus.

Passives Schleifenfilter

Durch die Benutzung der HV-PLL, die es ermöglicht, den VCO direkt zu treiben, kann ein passives Schleifenfilter benutzt werden. Ein aktives Schleifenfilter wird benutzt, wenn die PLL nur eine Steuerspannung von 5 V (Standard) zur Verfügung stellt. Bei dieser Art Filter wird der eingesetzte Operationsverstärker mit der entsprechend hohen Spannung versorgt. Das passive Filter hat eine um etwa 40 dB bessere Störunterdrückung als das aktive Filter.

Variationsmöglichkeiten

Die Schaltung aus Bild 1 kann auch mit 15 V betrieben werden. Dabei muss ein Vorregler für den ADP150 geschaltet werden (z.B. ADP7104), der gleiche Typ kann auch für die Versorgung des VCO (12 V am Pin VVCO) benutzt werden. In diesem Fall muss die Eingangsspannung 1 V über der VCO-Versorgung liegen, damit der ADP7104 einen ausreichenden Regelbereich hat, um eine Spannung mit geringem Rauschen zur Verfügung zu stellen.

Leitungsgebundene Gleichtaktstörungen in isolierten Schaltnetzteilen

Durch diese Masseverbindung entsteht eine beträchtliche parasitäre Kapazität zwischen Primär- und Sekundärseite. Bild 1 gibt diese Situation vereinfacht wieder.

Bild 1: Eine stromkompensierte Drossel mit hoher Impedanz (L1) verringert die Störaussendungen (Bild: TI)

Bild 1: Eine stromkompensierte Drossel mit hoher Impedanz (L1) verringert die Störaussendungen

Dargestellt ist ein offline arbeitender Sperrwandler. Die eingangsseitige Wechselspannung von 110 bis 220 V wird gleichgerichtet, sodass am Leistungsteil eine Gleichspannung von 100 bis 400 V anliegt. Der mit hoher Frequenz ein- und ausschaltende Leistungsschalter erzeugt am Drain-Anschluss von Q1 eine getaktete Spannung von 500 bis 600 V, die auch der Primärseite des Leistungsübertragers zugeführt wird. Die getaktete Spannung bewirkt darüber hinaus einen Stromfluss in die zwischen der Primär- und der Sekundärwicklung des Übertragers existierende Streukapazität.

Dieser Strom fließt entweder, wie in Bild 1 dargestellt, über eine eigens angebrachte Verbindung zur Chassis-Masse oder aber durch kapazitive Kopplung zur Erde. Dieser Strom muss in die geschaltete Quelle zurückfließen, die die Störungen hervorruft. Ohne C1 würde er in die Wechselspannungsquelle am Eingang zurückfließen, wo er mit großer Wahrscheinlichkeit zu einem Überschreiten der Störstrom-Grenzwerte führen würde.

Wegen der hohen Quellimpedanz gestaltet sich das Ausfiltern dieses Stroms besonders schwierig. Die Streukapazität im Übertrager liegt in der Größenordnung von 100 pF, was bei den typischen Netzteil-Schaltfrequenzen eine Impedanz von 10 kΩ ergibt. Das schlichte Einfügen einer Drossel in den Stromweg mit dem Ziel, den Strom zu verringern, wäre nicht praktikabel, wie die folgende einfache Rechnung zeigt: Wollte man den Strom auf ein Zehntel verringern, wäre ein Blindwiderstand von 100 kΩ (0,1 H) erforderlich, bei einem Kapazitätsbelag von unter 10 pF. Dies aber ist physikalisch nicht realisierbar.

Eine Alternativlösung stellt der Kondensator C1 dar, der dem Strom einen lokalen Rücklaufweg zur Verfügung stellt. Der Großteil des Gleichtaktstroms fließt somit innerhalb des Netzteils über diesen Kondensator zurück und nimmt nicht den Weg über die Spannungsquelle am Eingang. Da C1 außerdem die Quellimpedanz des Systems verringert, wird eine in Reihe geschaltete stromkompensierte Drossel L1 jetzt realisierbar.

Bild 2: C1 kann das Risiko eines Stromschlags heraufbeschwören (Archiv: VBM) Bild 2: C1 kann das Risiko eines Stromschlags heraufbeschwören

Ein entscheidender Aspekt beim Design des Gleichtaktfilters ist die Festlegung des Kapazitätswerts von C1. Mit Blick auf die elektromagnetischen Interferenzen sollte die Kapazität möglichst hoch gewählt werden. Eine hohe Kapazität führt nämlich zu einem kleineren Störsignal bei geringerer Quellimpedanz. Allerdings würde eine größere Kapazität auch dafür sorgen, dass die netzfrequenten Ströme in der Verbindung zum Chassis zunehmen.

Aus Sicherheitsgründen gelten für diese Ströme aber Grenzwerte, um die Gefahr eines Stromschlags für den Fall zu verringern, dass die Chassis-Verbindung des Netzteils unterbrochen wird und eine Person den Stromkreis schließt, wie in Bild 2 gezeigt. Gemäß IEC Std 601-1 darf dieser Strom höchstens 0,5 mA effektiv betragen, und es wird bereits über noch strengere Vorschriften diskutiert. Bei einer Eingangsspannung von 230 V darf der Kapazitätswert von C1 nach den IEC-Vorschriften höchstens 4700 pF betragen.

Das Fazit lautet also: Steile Spannungsflanken an der parasitären Kapazität zur Chassis-Masse erzeugen Gleichtaktströme, die sich wegen der großen Quellimpedanz nur sehr schwierig ausfiltern lassen. Dieses Filter erfordert einen Chassis-Kondensator, der dem Strom einen lokalen Rücklaufweg bietet und die Impedanz verringert. Während diese Kapazität mit Blick auf die EMV-Filterwirkung nicht hoch genug sein kann, setzen Sicherheits-Erwägungen hier eine gewisse Obergrenze.

Maßnahmen gegen leitungsgebundene Gleichtakt-Abstrahlungen

Bereits beschrieben wurde, wie sich Gleichtaktströme mit Hilfe eines Chassis-Kondensators, der auch die Quellimpedanz der Störungen reduziert, zu ihrer Quelle zurückleiten lassen. Die Tatsache, dass die Kapazität dieses Kondensators aus Sicherheitsgründen nicht beliebig hoch gewählt werden darf, bestimmt darüber, wie der Rest des Gleichtaktfilters implementiert werden muss.

Bild 1 zeigt, wie der Gleichtaktstrom durch das Schalten hoher Wechselspannungen an der Drain von Q1 entsteht. Über die Streukapazität fließt ein Strom zur Chassis-Masse. Mit dem Chassis-Kondensator C1 nun wird diesem Strom die Möglichkeit gegeben, innerhalb des Netzteils zurückzufließen anstatt über die Masseverbindung der Eingangsspannung. Die stromkompensierte Drossel L1 begrenzt die Gleichtakt-Störaussendungen, indem sie eine Impedanz im Stromweg zwischen dem Netzteil-Chassis und der eingangsseitigen Wechselspannung einfügt.

Bei einer Frequenz von 1 MHz entspricht die maximal zulässige Chassis-Kapazität von 4700 pF einem Blindwiderstand von 30 Ω. Um zu erreichen, dass der gesamte vom Schalter erzeugte Strom in den Chassis-Kondensator C1 fließt, muss die Induktivität jedoch über einen großen Frequenzbereich hinweg eine hohe Impedanz in der Größenordnung von einigen tausend Ohm darstellen.

Untersucht man L1 genauer, befindet sich die Impedanz im gemeinsamen Stromweg von Phase und Nullleiter, und die differenzielle Induktivität wird nicht zur Verringerung der Gleichtaktströme genutzt. Viele Entwickler verwenden die Streuinduktivität von L1 zur differenziellen Filterung. Wird die Drossel jedoch gemäß Bild 1 verschaltet, fließt in ihr unter dem Strich kein Gleichstrom. Aus diesem Grund kann ein Kern von hoher Permeabilität und ohne Luftspalt verwendet werden.

Bild 3: Es sollte ein Kernwerkstoff mit einer hohen absoluten Permeabilität gewählt werden (Bild: TI) Bild 3: Es sollte ein Kernwerkstoff mit einer hohen absoluten Permeabilität gewählt werden

In Bild 3 ist die Serien-Permeabilität eines typischen Kernwerkstoffs für stromkompensierte Drosseln als Funktion der Frequenz aufgetragen. Die Permeabilität besteht aus einem Realteil und einem Imaginärteil. Während sich der Realteil auf die normale Induktivität bezieht, hängt der Imaginärteil mit den Verlusten im Material zusammen. Da das Diagramm die Serienschaltung wiedergibt, handelt es sich bei der Gesamt-Impedanz um die Vektorsumme von beiden. Dies ist überaus nützlich, denn während der Realteil der Induktivität bei 300 kHz abzunehmen beginnt und oberhalb von 1 bis 2 MHz nicht mehr nutzbar wäre, wird die Impedanz oberhalb von 1 MHz durch die Materialverluste dominiert und bleibt bis 10 MHz wirksam.

Bild 4: Verteilte Kapazitäten verringern die Impedanz einer stromkompensierten Drossel (Bild: TI) Bild 4: Verteilte Kapazitäten verringern die Impedanz einer stromkompensierten Drossel

Ist die Entscheidung für einen Kernwerkstoff gefallen, besteht die nächste Herausforderung darin, die hohe Permeabilität des Materials maximal auszuschöpfen. Bild 4 gibt die Impedanz einer stromkompensierten Drossel von 28 nH als Funktion der Frequenz wieder.

Wie man sieht, verhält sich das Bauelement bei geringen Frequenzen wie eine Induktivität, während bei hohen Frequenzen eine verteilte Kapazität zutage tritt, die mit der Induktivität in Resonanz tritt. Wegen der hohen Induktivität lässt eine verteilte Kapazität von 23 pF die Leistungsfähigkeit der Drossel oberhalb von 200 kHz einbrechen.

Fazit

Bei der Entwicklung einer leistungsfähigen stromkompensierten Drossel kommt es darauf an, die Kapazität zu minimieren, indem man Sektorwicklungen verwendet, einzelne Wicklungen einsetzt und die Zahl der Windungen durch eine überlegte Auswahl des Kerns minimiert. Gelegentlich lassen sich die besagten Resonanzen nicht vermeiden, sodass bei höheren Frequenzen zusätzliche Filtermaßnahmen erforderlich sind. In solchen Fällen kann zum Ausfiltern höherer Frequenzen eine weitere Drossel hinzugefügt werden.

Die Gleichtaktfilterung in einem Netzteil erfordert also Bauelemente mit hoher Impedanz. Dies ist einerseits auf die hohe Quellimpedanz der Störungen zurückzuführen und begründet sich andererseits daraus, dass die Kapazität gegenüber dem Chassis aus Sicherheitsgründen nicht beliebig groß sein darf.

Bei stromkompensierten Drosseln stellt die Forderung nach hoher Impedanz bei hohen Frequenzen wegen die Kapazität zwischen den Wicklungen eine Herausforderung dar. Bei der Wahl des Kernwerkstoffs muss sorgfältig vorgegangen werden, denn die Permeabilität des Materials muss durchgehend hoch bleiben. Außerdem gilt es die verteilte Kapazität der Wicklungen in den Griff zu bekommen. Schon eine verteilte Kapazität von nur 30 pF kann die Impedanz der Drossel zunichtemachen. In einigen Fällen kann eine Reihenschaltung aus zwei Drosseln, die jeweils die Filterung in einem bestimmten Frequenzband übernehmen, Abhilfe schaffen.

Korrektes FET-Timing in synchronen Abwärtswandlern

Es gibt zwei Zustandswechsel während einer Schaltperiode: das Einschalten des Low-seitigen Schalters und das Einschalten des High-seitigen Schalters.

Kritisch ist das Einschalten des Low-seitigen Schalters, da dieser Zustandswechsel nahezu ohne Verluste erfolgt. Nach dem Abschalten des High-seitigen Schalters sorgt der Strom in der Drossel dafür, dass die Spannung am Schaltknoten verlustfrei auf das Massepotenzial gezogen wird. Das Ende dieses Zustandswechsels ist der beste Zeitpunkt zum Einschalten des Low-seitigen Schalters.

Es ist unkritisch, wenn die Body-Diode kurzzeitig leitend ist, bevor der Low-seitige Schalter einschaltet, da hieraus keine Sperrverzögerungsverluste entstehen. Außerdem werden überschüssige Ladungsträger in der Sperrschicht vor dem nächsten Zustandswechsel abgebaut. Allerdings kommt es zu einem übermäßigen Leitungsverlust, wenn der Strom in der Body-Diode übermäßig lange bestehen bleibt.

Das Timing für den Einschaltvorgang des High-seitigen FET ist deshalb auf den Zustandswechsel ausgerichtet.. Zu frühes Einschalten würde zu Shoot-Through-Verlusten durch Querströme über den Low-seitigen FET führen. Zu spätes Einschalten wiederum hat zusätzliche Leitungsverluste zur Folge und injiziert überschüssige Ladungsträger in die Body-Diode des Low-seitigen FET, die dementsprechend abgebaut werden müssen. Ob zu früh oder zu spät – beides geht zu Lasten des Wirkungsgrads.

Bild 1: Zu frühes Einschalten des high-seitigen Schalters hat Shoot-Through-Ströme zur Folge Bild 1: Zu frühes Einschalten des High-seitigen Schalters hat Shoot-Through-Ströme zur Folge

Um den Wirkungsgrad als Funktion des Einschaltens zwischen den beiden Treibersignalen zu charakterisieren, entwickelte ich Stromversorgungen, bei denen sich die Verzögerung der Treibersignale verstellen lässt. Die Bilder 1 bis 3 zeigen die Ergebnisse meiner Auswertung der Effizienz als Funktion der Verzögerungszeiten.

Der in Bild 1 gezeigte Verlauf ist zu beobachten, wenn der High-seitige FET einschaltet, bevor der Low-seitige FET vollständig abgeschaltet hat. Ein erweiterter Miller-Bereich zeigt sich bei der Gate-Ansteuerung des Low-seitigen FET, wenn der Low-seitige und der High-seitige FET gleichzeitig leitend sind und es dadurch zu Shoot-Through-Strömen im Leistungsteil kommt. Schaltet der Low-seitige FET schließlich ab, kommt es zu zusätzlichen Spannungs-Überschwingern am Schaltknoten.

Bild 2: Verzögert sich das Einschalten des high-seitigen Schalters, wird die Body-Diode leitend Bild 2: Verzögert sich das Einschalten des high-seitigen Schalters, wird die Body-Diode leitend

In Bild 2 wird der High-seitige FET eingeschaltet, nachdem der Low-seitige FET abgeschaltet hat und sich in der Body-Diode bereits ein Strom aufgebaut hat. Schaltet der High-seitige FET nun ein, stößt er den Erholungsvorgang der Body-Diode an und man sollte erwarten, dass eine Stromspitze die Spannung am Schaltknoten zum Schwingen bringt. Dass es hierzu nicht kommt, ist der extrem kurzen Sperrverzögerungszeit (12 ns) der verwendeten MOSFET-Body-Diode zu verdanken. Langsamere Body-Dioden würden tatsächlich ein erhebliches Schwingen verursachen.

 

Bild 3: Hier ist das optimale Timing zu sehen, das den Wirkungsgrad verbessert und die Belastung für die Bauelemente verringert Bild 3: Hier ist das optimale Timing zu sehen, das den Wirkungsgrad verbessert und die Belastung für die Bauelemente verringert

Der beste Wirkungsgrad stellt sich bei den in Bild 3 gezeigten Verhältnissen ein. Die Low-seitige Gate-Spannung geht hier beinahe auf das Massepotenzial zurück, bevor der High-seitige Schalter eingeschaltet wird. Der High-seitige Schalter wird eingeschaltet, bevor die untere Body-Diode leitend wird, sodass sich das Schwingen am Schaltknoten auf ein Mindestmaß beschränkt.

Bild 4 zeigt die Wirkungsgradkurve für die Leistungsstufe eines mit 300 kHz getakteten Wandlers mit 12-V-Eingangsspannung und einer Ausgangsspannung von 1 V/15 A, wenn das Einschalten der Gate-Ansteuerung variiert wird. Auf der linken Seite wird der High-seitige Schalter zu früh eingeschaltet wie in Bild 1, während das Einschalten rechts zu spät erfolgt (Bild 2). Der links erkennbare steile Abfall des Wirkungsgrads ist auf die Shoot-Through-Ströme im Leistungsteil zurückzuführen.

Bild 4: Diese Kurve macht die drastischen Auswirkungen des Treiber-Timings auf den Wirkungsgrad deutlich Bild 4: Diese Kurve macht die drastischen Auswirkungen des Treiber-Timings auf den Wirkungsgrad deutlich

Die (flacher verlaufende) Abnahme der Effizienz auf der rechten Seite hat zwei Ursachen, nämlich Leitungsverluste und Sperrverzögerungsverluste in der Body-Diode des Low-seitigen FET. Während die Body-Diode leitend ist, fällt an ihr eine Spannung von etwa 0,7 V ab. Während dieser Zeit errechnet sich der maximal erreichbare Wirkungsgrad der Stromversorgung näherungsweise gemäß Gleichung 1:

Gleichung 1 Gleichung 1

Wenn die Diode in jeder der 3 µs dauernden Schaltperiode für eine Zeitspanne von 50 ns leitend ist, wirkt sich dies mit rund 1,2 % auf den Gesamtwirkungsgrad aus. Bei der hier vorliegenden Leistungsstufe ist der Sperrverzögerungsverlust irrelevant, da MOSFETs mit kurzen Sperrverzögerungszeiten von 12 ns verwendet werden.

Zusammenfassend ist zu sagen, dass ein korrektes Einschalten der Gate-Treibersignale entscheidend für die Maximierung des Wirkungsgrads von synchronen Buck-Schaltreglern ist. Das Timing sollte so gestaltet sein, dass die Body-Diode des Low-seitigen FET nur für eine möglichst kurze Zeitspanne leitend ist. Das Einschalten des High-seitigen FET ist der kritischste Zustandswechsel und sollte erst dann erfolgen, wenn der Low-seitige FET vollständig abgeschaltet hat. Auf diese Weise werden die Schaltverluste minimiert, und auch das Schwingen der Spannung während des Zustandswechsels verringert sich.

Umgang mit hohen di/dt-Lasttransienten

In Power-Tipp 42 haben wir über die Anforderungen für Bypass-Kondensatoren bei Lasten mit sich schnell ändernden Stromstärken gesprochen. Wir haben gesehen, dass Kondensatoren mit geringer äquivalenter Serieninduktivität (ESL) nahe an der Last platziert werden sollen, da schon eine Induktivität von weniger als 0,5 nH extreme Spannungsspitzen verursachen kann. Um diese geringe Induktivität zu realisieren, sind mehrere Bypass-Kondensatoren und mehrere Zwischenverbindungen im Prozessorgehäuse erforderlich. Sehen wir uns die Anzahl der erforderlichen Bypass-Kondensatoren bei realistischen di/dt-Anforderungen am Ausgang der Stromversorgungen an.

Bild 1: Ein einfaches P-SPICE-Modell hilft beim Systemdesign Bild 1: Ein einfaches P-SPICE-Modell hilft beim Systemdesign

Bild 1 zeigt das dieser Diskussion zugrundeliegende P-SPICE-Modell des Stromversorgungssystems. In der Darstellung sehen wir eine Stromversorgung mit Kompensationsschaltung, Modulator (G1) und Ausgangskondensator. Verbindungsinduktivität sowie ein Lastmodell mit Bypass-Kondensator, Gleichstromlast und gestuften Lasten sind ebenfalls vorhanden.

Als erstes müssen Sie entscheiden, ob Stromversorgung und Last voneinander getrennt oder als ein geschlossenes Stromversorgungsdesign behandelt werden sollen. Im zweiten Fall können Sie die Bypass-Kapazität der Last nutzen, um die Ausgangskapazität des Netzteils zu verringern und so Kosten zu sparen. Im ersten Fall können Sie Stromversorgung und Last einzeln prüfen. Unabhängig von Ihrem Konzept müssen Sie festlegen, wie viel Bypass-Kapazität an der Last erforderlich ist.

Gleichung 1 Gleichung 1

Schätzen Sie zuerst die Verbindungsinduktivität und den Widerstand zwischen Stromversorgung und Last ab. Diese Verbindungsinduktivität (LINTERCONNECT) erzeugt mit dem Bypass-Kondensator (CBYPASS) einen Tiefpassfilter. Nehmen wir an, der Ausgangswiderstand an der Stromversorgung ist gering. Verwenden Sie den charakteristischen Widerstand dieses Tiefpassfilters (ZO), die Höhe des Lastsprungs (ISTEP) und die zulässige Spannungsschwankung (dV), um die Bypassfilter-Anforderungen zu bestimmen (Gleichungen 1 und 2):

Gleichung 2 Gleichung 2
Gleichung 3 Gleichung 3

Wenn wir Gleichung 2 nach Z0 auflösen und das Ergebnis in Gleichung 1 einsetzen, erhalten wir Gleichung 3.

Interessanterweise hängt die erforderliche Kapazität vom Quadrat des Laststroms geteilt durch das Quadrat der zulässigen Störung ab. Diese beiden Faktoren müssen also sorgfältig festgelegt werden.

Die Verbindungsinduktivität kann von wenigen Zehntel nH bei Stromversorgungen nahe der Last bis zu einigen Hundert nH bei weiter entfernten Stromversorgungen reichen. Eine brauchbare Faustregel ist, dass die Verbindungsinduktivität 6 nH pro cm beträgt. Für einen Lastsprung von 10 A und ein zulässiges Überschwingen von 30 mV können die Bypass-Anforderungen von 500 µF bei 5 nH bis zu unglaublichen 50 mF bei 500 nH reichen.

Gleichung 4 Gleichung 4
Gleichung 5 Gleichung 5
Gleichung 6 Gleichung 6

 

 

 

Gleichung 7 Gleichung 7

Dieser Filter reduziert auch die Steilheit des Laststromanstiegs im Netzteil. Wenn ein verlustfreier Filter von einem Strom mit Rechteckform angesteuert wird, ist der Induktionsstrom sinusförmig. Die Anstiegsrate wird berechnet, indem die Strom-Wellenform in den Gleichungen 4–7 abgeleitet wird.

Mit einer Verbindungsinduktivität von 5 nH und einem Bypass von 500 µF erzeugt ein Lastsprung von 10 A eine Anstiegsrate von 0,2 A/µS in der Stromversorgung. Eine höhere Induktivität verringert di/dt. Die Zahlen hier sind viel kleiner als die, die Entwickler normalerweise angeben.

Bei einem Ansatz mit geschlossenem System sollten Sie die Gesamtkapazität minimieren und die Regelkreisbandbreite maximieren. Sehen wir uns jetzt einmal den Ansatz mit einzelnen Elementen an. Hier müssen Sie Stabilität der Stromversorgung einerseits ganz ohne und andererseits mit der maximal anzunehmenden Bypass-Kapazität sicherstellen. Wie bereits erwähnt kann die Verbindungsinduktivität die Anforderungen an die Bypass-Kapazität der Last erhöhen. Dies wiederum beeinflusst die Kapazität in der Stromversorgung beim Ansatz mit einzelnen Elementen. Der Wert der Lastkapazität bestimmt die untere Grenzfrequenz des Netzteils. In den Regelkreismodellen Spannungs- wie im Strommodus sind beide proportional. Sie maximieren die untere Grenzfrequenz ohne Lastkapazität, aber sobald die Last verbunden ist, fällt diese signifikant ab.

Tabelle 1: Begrenzung der Stromversorgungskosten durch Design als geschlossenes System. Tabelle 1: Begrenzung der Stromversorgungskosten durch Design als geschlossenes System.

Tabelle 1 zeigt einen Vergleich der erforderlichen Kondensatoren für drei verschiedene Verbindungsinduktivitäten in unserem Beispielsystem. Diese Daten erhält man, indem man die Verbindungsinduktivität variiert, die Last-Bypass-Kapazität berechnet und eine passende Ausgangsstufe und einen Regelkreis für das Netzteil entwirft. In Fall 1 sind Last und Netzteil nahe beieinander; in Fall 2 existiert zwischen beiden eine mittelgroße Verbindungsinduktivität. In Fall 3 liegt im System eine extrem hohe Verbindungsinduktivität vor, was für ein über lange Kabel verbundene Stromversorgung typisch ist. Die erforderliche Bypass-Kapazität hängt direkt mit der Verbindungsinduktivität zusammen.

In diesem Beispiel ist die Induktivität, und somit die Bypass-Kapazität, im 3. Fall 100x so hoch. Dies beeinflusst das Design des Netzteils, da es mit und ohne Bypass-Kondensatoren stabil sein muss. Der erste Ansatz wird sicher bevorzugt, da hier die geringste Zahl an Kondensatoren verwendet wird und er somit am kostengünstigsten ist. In Fall 2, mit einer vernünftig kontrollierten Verbindungsinduktivität, erhöht sich die Zahl der Kondensatoren leicht. Eine hohe Verbindungsinduktivität, wie in Fall 3, erzeugt jedoch ein signifikantes Kostenproblem. Die Fälle 2 und 3 bedeuten eine Vereinfachung des Tests einer Stromversorgung.

Bild 2: Spannungsüberschwingen wird bei hoher Verbindungsinduktivität zum Problem. Bild 2: Spannungsüberschwingen wird bei hoher Verbindungsinduktivität zum Problem.

Bild 2 vergleicht die Simulation der Ausgangsspannungsänderungen während Lasttransienten bei geringer und hoher Verbindungsinduktivität. Eine geringe Induktivität dämpft die Schwingung schnell, während dies bei hoher Induktivität viel länger dauert. Die Gründe hierfür sind der höhere charakteristische Impedanz und die niedrigere Resonanzfrequenz. Zudem können sehr starke und potenziell schädigende Spannungsschwankungen auftreten, wenn der Laststrom bei dieser Resonanzfrequenz pulst.

Zusammenfassend ausgedrückt erfordern hohe di/dt-Lastsprünge eine sorgfältige Auswahl der Bypasskondensatoren, um die dynamische Regelung des Netzteils aufrechtzuerhalten. Es ist also äußerst wichtig, auf eine Verbindung zu achten, die eine geringe Verbindungsinduktivität besitzt, sowohl zwischen Last und Bypass-Kondensator als auch zwischen Bypass-Kondensator und Stromversorgung. Ein Designansatz als geschlossenes System stellt die kostengünstigste Lösung dar. Viele Systemingenieure übersehen diese möglichen Einsparungen durch die Verringerung der Lastkapazität, gegenüber dem getrennten Ansatz bei dem Systemprüfungen einfacher sind.

16-Bit-DAC mit Referenz und Puffer und einer Linearität von ±1 LSB

Die Nutzung eines externen Puffers in einer Digital-zu-Analog-Wandlung kann verschiedene Gründe haben. Mit dem Puffer kann man z.B. höhere Ströme oder größere Kapazitäten treiben. Die Schaltung in Bild 1 zeigt einen 16 Bit D/A-Wandler mit ±1 LSB (Least Significant Bit – niederwertigstes Bit), der mit nur einer Versorgungsspannung auskommt, gefolgt von einem Verstärker ohne die sogenannte „crossover distortion“. Diese Nichtlinearität ist häufig bei konventionellen Rail-to-Rail-Verstärkern zu finden und verschlechtert die Linearität um bis zu 5 LSB.

Die Schaltung in Bild 1 eignet sich durch den niedrigen Energiebedarf von etwa 25 mW bei einer Versorgung von 6 V sehr gut für Anwendungen in der Automatisierungstechnik oder für Batterie betriebene Geräte. In der beschriebenen Schaltung wird ein nicht gepufferter D/A-Wandler (AD5541A) direkt aus einer vorgeschalteten Referenzspannungsquelle (ADR4550) versorgt. Diese 5 V dienen gleichzeitig als Referenzspannung für den D/A-Wandler und als Versorgungsspannung für den Puffer (ADA4500-2).Optional kann der D/A-Wandler mit einer zusätzlichen, geringeren Spannung für die serielle Schnittstelle versorgt werden.

Die Referenz darf mit einer Spannung im Bereich von 5,1 bis 15 V betrieben werden und liefert einen Ausgangsstrom bis zu 10 mA, was bei einem Gesamtstrom von etwa 4 mA mehr als ausreichend ist. Da Referenz und Versorgung des D/A-Wandlers aus derselben Spannung gespeist werden, ist als Puffer ein Rail-to-Rail-Verstärker Pflicht. Für die gegebene Konfiguration mit der 5-V-Referenz ergibt sich eine Spannung von 76,3 µV pro LSB, was 0,0015% des vollen Spannungsbereiches oder 15 ppm entspricht.

Deshalb sollte die Referenz so nahe wie möglich an dem REF-Pin des D/A-Wandlers platziert werden, da 2,5 mm Leiterbahn mit 1 mm Bahnbreite einen Widerstand bei Raumtemperatur von ca. 100 mΩ besitzt. Damit fallen bei 4 mA schon 400 µV ab. Ebenso hat der Verstärker einen Offset von etwa 120 µV. Um diese Anfangsfehler zu beseitigen, sollte die Schaltung kalibriert werden.

Bild 2: INL bei Verwendung eines Standard Rail-to-Rail Verstärkers
Quelle: Analog Devices
Bild 2: INL bei Verwendung eines Standard Rail-to-Rail Verstärkers

Was macht den ADA4500-2 nun zum idealen Treiber für einen D/A-Wandler? Die meisten Rail-to-Rail-Verstärker haben zwei differenzielle N- und P-Transistorpaare, die in der Regel bei etwa 1 V unter der Versorgungsspannung umschalten, was zu einem geringen Spannungssprung führt. Dieser Sprung verursacht bei der Verwendung als DAC-Puffer eine Verschlechterung der Linearität. Dieser Effekt tritt im konkreten Beispiel bei etwa 1,7 V unter der Versorgungsspannung auf und wird in Bild 2 dargestellt.

Der ADA4500-2 kommt mit einem einzigen Transistorpaar am Eingang aus, da er intern eine Ladungspumpe nutzt, um die Versorgungsspannung der Transistoren anzuheben. Damit entfällt das Umschalten zwischen den beiden Paaren und somit auch die dadurch resultierende Änderung im Offset des Verstärkers. Das Ergebnis über die komplette Signalkette ist in Bild 3 dargestellt. Die maximale Nichtlinearität liegt hier unter ±0,4 LSB.

Variationen der Schaltung

Bild 3: 3 INL mit dem ADA4500-2 (Analog Devices) Bild 3: 3 INL mit dem ADA4500-2

Die gezeigte Schaltung ist für Aktualisierungsraten von 1 µs ausgelegt. Eine stromsparendere Version ist mit der Familie ADA4505 möglich, wobei die Bandbreite auf weniger als 50 kHz reduziert wird. Der Strombedarf reduziert sich etwa um den Faktor 100. Für eine bipolare Ausgangsspannung eignet sich der D/A-Wandler AD5542A.

Eine andere Variante ist die Benutzung einer 2,5-V-Referenz, was den Nachteil eines reduzierten Ausgangsspannungsbereiches bedeutet. In diesem Fall wird der Bereich der Ausgangsspannung in den nicht kritischen Bereich des Operationsverstärkers gelegt. Ebenso kann der Operationsverstärker mit einer höheren Spannung (z.B. ±12 V) betrieben werden, um dem Operationsverstärker einen genügend großen Arbeitsbereich zur Verfügung zu stellen.

Abschließend noch ein Wort zum Layout. Um aus der Schaltung die maximal mögliche Genauigkeit zu erhalten, muss ein analoges und ein digitales Massepotenzial verwendet werden, die am D/A-Wandler zusammengeführt werden.

Alle Bypass-Kondensatoren sollten dicht an den entsprechenden Versorgungsanschlüssen der Bauteile positioniert werden. Die Serienwiderstände und -induktivitäten der Keramikkondensatoren sollten gering sein, um die Transienten durch geringe Impedanz zur Masse zu minimieren.

Lock-In-Verstärker für die Medizintechnik und Industrie

Der synchrone Demodulator ADA2200 (analoges Eingangssignal; Analog-In, gesampeltes analoges Ausgangssignal; Analog-Out) bereitet Signale in Industrie-, Medizin- und Kommunikationsapplikationen auf.

Die gesamte Signalverarbeitung erfolgt im analogen Bereich, wobei Ladung unter Kondensatoren geteilt und die Effekte von Quantisierungsrauschen und Rundungsfehlern eliminiert werden. Der Baustein enthält einen Tiefpass-Dezimierungsfilter, einen programmierbaren IIR-Filter sowie einen Mischer. Der Mischer verringert die Abtastraten des A/D-Wandlers und reduziert die Bausteine in der nachgeschalteten digitalen Signalverarbeitungskette.

Massebezogene und differenzielle Signalschnittstellen sind an beiden Eingangs- und Ausgangsanschlüssen möglich und vereinfachen die Verbindung zu anderen Komponenten der Signalkette. Der niedrige Energieverbrauch und der Rail-to-Rail-Betrieb sind für batteriegespeiste und Niederspannungssysteme geeignet.

Der Baustein lässt sich über eine SPI-kompatible serielle Schnittstelle programmieren. Alternativ kann er über eine I2C-Schnittstelle automatisch von einem EEPROM booten. Auf dem Chip integrierte Teiler liefern die internen Abtasttakte und ermöglichen einen Frequenz- und Phasen-selektierbaren Referenztakt eines Takteingangs. Zusätzlich erleichtert der Synchronisationsausgang die Anbindung an andere Systeme wie zum Beispiel Datenwandler und Multiplexer.

Bild 1: Der ADA2200 in einer Lock-in Verstärkeranwendung mit einem Mastertakt von 80 kHz. (Bild: ADI) Bild 1: Der ADA2200 in einer Lock-in Verstärkeranwendung mit einem Mastertakt von 80 kHz.

Bild 1 zeigt den ADA2200 in einer Lock-in Verstärkeranwendung. Der 80-kHz-Mastertakt gibt die Eingangsabtastrate des Dezimierungsfilters fs1 vor. Die Ausgangsabtastrate beträgt 10 kHz. In der Default-Konfiguration erzeugt RCLK ein Anregungssignal mit l,25 kHz. Dies ist auch die Mittenfrequenz des integrierten IIR-Filters.

Das Ausgangssignal RCLK wird gepuffert, um ein rechteckiges oder sinusförmiges Anregungssignal für den Sensor zur Verfügung zu stellen. Der rauscharme Instrumentenverstärker AD8227 bietet eine ausreichend hohe Verstärkung, um das Ausgangssignal des Sensors zu verstärken, so dass das Grundrauschen über dem kombinierten Grundrauschen von Demodulator und dem A/D-Wandler AD7170 liegt.

In der Default-Betriebsart produziert der Chip acht Ausgangssamples für jeden Zyklus des Anregungssignals (RCLK). Vier Ausgangssamplewerte sind spezifisch. Der vierte Wert erscheint am Ausgang für fünf aufeinander folgende Ausgangssampleperioden.

Die Ausgangssamples werden digital verarbeitet, um die Messgenauigkeit, die Bandbreite und den Durchsatz zu optimieren, indem die Summe von acht Samples genutzt und ein Wert zurückgegeben wird. Ein „Moving Average“-Filter wird verwendet, um das Grundrauschen der zurückgegebenen Werte zu verringern. Die Länge des „Moving Average“-Filters ergibt sich aus den Anforderungen hinsichtlich Grundrauschen und Einschwingzeit.

Differenzielle Verstärker für Vollwellen-Gleichrichter

Differenzielle Verstärker ermöglichen die Entwicklung von Vollwellen-Gleichrichtern mit geringen Verlusten und hoher Leistungsfähigkeit. Wir zeigen, wie es geht.

Ein Vollwellen-Brückengleichrichter wandelt eine Wechselspannung (AC) in eine Gleichspannung (DC). Typischerweise wird eine Vollwellengleichrichtung mit vier Dioden in Brückenschaltung erreicht.

Bild 1: Einfacher Vollwellen-Gleichrichter (Bild: Analog Devices)
Bild 1: Einfacher Vollwellen-Gleichrichter

Zwei der Dioden sind bei der positiven Halbwelle, die anderen beiden Dioden bei der negativen Halbwelle in Durchlassrichtung geschaltet. Am Ausgang des Brückengleichrichters liegt eine pulsierende Gleichspannung an, die ausschließlich aus positiven Halbwellen besteht. Soll der Brückengleichrichter als DC-Stromversorgung verwendet werden, ist ein zum Verbraucher parallel geschalteter Glättungskondensator erforderlich. Diese Brückenschaltung kommt ohne speziellen Transformator mit Mittenabgriff aus, was Platz spart und die Kosten senkt.

Diese klassische Schaltung hat jedoch viele Nachteile. Der Strom durch die Last ist unidirektional. Somit sollte die Gleichspannung über der Last einen durchschnittlichen Wert von (2 UMAX) / π = 0,637 × UMAX) haben. In der Praxis fließt der Strom während jeder Halbwelle durch zwei Dioden. Somit ist die Amplitude der Ausgangsspannung um die Spannungsabfälle an zwei Dioden niedriger als die Eingangsamplitude.

So ergibt sich beispielsweise bei einer Spitzenspannung von 5 V am Eingang eine Ausgangsspannung mit einem Spitzenwert von 3,8 V. Die Ripple-Frequenz ist doppelt so hoch wie die Frequenz der Versorgungsspannung.

Zum Beispiel ergibt sich bei einer Frequenz der Versorgungsspannung von 60 Hz eine Ripple-Frequenz von 120 Hz. Zusätzlich beeinträchtigen Frequenzweichen-Verzerrung und Temperaturdrift die Schaltung.

Die hier präsentierte Schaltung erhöht die Leistungsfähigkeit der klassischen, aus vier Dioden bestehenden Brückenschaltung, indem sie zwei preiswerte und leistungsstarke differenzielle Verstärker und zwei preisgünstige Dioden nutzt, um die Verluste am Ausgang zu eliminieren.

Dieses Konzept erzielt gegenüber herkömmlichen Schaltungen eine höhere Genauigkeit sowie Kostenvorteile und kommt zudem mit weniger Energie aus.

Bild 2: Oszilloskop-Bild der Gleichrichtung (Analog Devices)
Bild 2: Oszilloskop-Bild der Gleichrichtung

Während der positiven Halbwelle leitet die Diode D1. Beide Verstärker, A1 und A2, arbeiten als Inverter. Das Ergebnis ist eine positive Spannung an UOUT mit einer Amplitude, die gleich groß ist wie die am Eingang. Während der negativen Halbwelle leitet die Diode D2. Verstärker A1 hat jetzt eine Verstärkung von –2/3, während A2 eine Verstärkung von +3/2 hat. Die Netto-Verstärkung von –1 liefert eine positive Spannung an UOUT mit einer gegenüber dem Eingang umgekehrten Amplitude. Die Kombination bildet einen verlustfreien Vollwellengleichrichter. Die Schaltung kann mit Signalen bis ±10 V bei Frequenzen bis 10 kHz arbeiten.

Hinsichtlich Leistungsfähigkeit, Kosten, Crossover-Verzerrung, Verstärkungsfehler und Rauschen bietet die Schaltung Vorteile. Die Verstärkungsgenauigkeit der gleichgerichteten Ausgangsspannung wird durch die 10-kΩ-Widerstände bestimmt.

Präzise aufeinander abgestimmt, garantieren diese per Laser abgeglichenen Widerstände einen Verstärkungsfehler von unter 0,02%. Die Rauschverstärkung der Schaltung beträgt lediglich 2. Daraus resultieren ein geringeres Rauschen sowie niedrigere Offset- und Drift-Werte.

Im Gegensatz zur klassischen Gleichrichterschaltung haben die Eigenschaften der beiden Dioden in der hier gezeigten Schaltung keinen Einfluss auf die Ausgangsspannung. Daher ist die Leistungsfähigkeit über die Temperatur höher.

Die Autoren: Chau Tran und Fotjana Bida, Analog Devices.

Den Anregungsstrom in Durchflussmessern überwachen

Elektromagnetische Durchflussmesser ermöglichen nicht-invasive Messungen. Wir stellen eine Schaltung vor, mit der sich der Anregungsstrom überwachen lässt.

Industrie-Anwendungen, angefangen bei Ölraffinerien bis hin zu Verkaufsautomaten, benötigen eine genaue Messung von Temperatur, Druck und Durchfluss. Eine genaue Steuerung des Durchflusses beim Befüllen von Flaschen in der Lebensmittelindustrie oder beim Umfüllen von Heizöl zwischen Tanks und Tankschiffen kann sich direkt auf den finanziellen Gewinn auswirken. Elektromagnetische Durchflussmesser zählen zu den genauesten Geräten zum Messen von Flüssigkeitsmengen. Wegen der Fokussierung auf Abfallentsorgungssysteme sind diese Geräte speziell in Europa verbreitet. Die wichtigsten Trends gehen hin zu kleineren Baugrößen und höherer Leistungsfähigkeit. Dies wird durch den analogen Eingangsblock vorgegeben.

Bild 1: Isolierte Überwachung des Anregungsstromes in elektromagnetischen Durchflussmessern (Bild: Analog Devices)
Bild 1: Isolierte Überwachung des Anregungsstromes in elektromagnetischen Durchflussmessern (Bild: Analog Devices)

Das Basis-Prozesssteuerungssystem besteht aus einem Durchflussmesser und einem Ventil zur Steuerung der Durchflussmenge. Auf der untersten Ebene werden Prozessvariablen wie Temperatur, Durchflussmenge und Gaskonzentration über ein Eingangsmodul überwacht. Dieses Modul ist i.d.R. Bestandteil einer SPS. Die Informationen werden lokal durch eine PID-Schleife verarbeitet. Mit diesen Informationen stellt die SPS den Ausgang ein, um den Prozess kontinuierlich zu steuern. Prozessdaten, Diagnosen und andere Informationen können hinauf zur operativen Ebene geleitet werden. Befehle, Parameter und Kalibrierungsdaten können hinunter auf die Ebene der Sensoren und Aktuatoren geleitet werden.

Elektromagnetische Durchflussmesser ermöglichen nicht-invasive Messungen. Sie können für Säuren, Laugen und ionisierte Flüssigkeiten mit elektrischen Leitfähigkeiten von 10 bis 10–6 S/m sowie für saubere, verschmutzte, korrosive, erosive oder viskose Medien und Schlämme verwendet werden.

Für Kohlenwasserstoffe oder Gase eignen sich elektromagnetische Durchflussmesser jedoch nicht. Elektromagnetische Durchflussmesser können relativ hohe Systemgenauigkeiten (0,2%) bei kleinen und großen Durchflussmengen mit einem minimalen Durchmesser von etwa 3,175 mm und einem maximalen Volumen von ca. 283 l erreichen. Die Messergebnisse bleiben selbst bei geringeren Durchflussgeschwindigkeiten reproduzierbar. Elektromagnetische Durchflussmesser können bidirektionale Flussrichtungen, Up- oder Downstream messen.

Leistungsstärkere Systeme nutzen eine auf Strommessungen beruhende Diagnosefunktion, um Stromänderungen über Last, Stromversorgung, Zeit und Temperatur zu überwachen. Auch können sie offene Sensorspulen erkennen. Der Strom-Shunt-Verstärker AD8219 kann verwendet werden, um den Anregungsstrom mit einer Verstärkung von 60 V/V und einer Genauigkeit von 0,3% über einen Gleichtaktbereich von 80 V zu überwachen. Bild 1 zeigt einen isolierten Stromverstärker in Verbindung mit dem isolierten Sigma/Delta-Modulator AD7400A und dem Rail-to-Rail Operationsverstärker AD8646. Das Ausgangssignal des AD7400 wird durch einen Tiefpassfilter vierter Ordnung verarbeitet, um das gemessene Ausgangssignal zu rekonstruieren.

Autoren: Li Ke und Colm Slattery, Analog Devices

Diskrete Komponenten – eine gute Alternative zu integrierten MOSFETs

Wir werden uns ansehen, wann diskrete Treiber zum Schutz der Gates von synchronen Gleichrichtern vor Überspannungen erforderlich sind. Idealerweise werden die synchronen Gleichrichter direkt vom Leitungstransformator aus angesteuert. Bei großen Eingangsspannungsbereichen kann allerdings die Transformatorspannung so hoch sein, dass die synchronen Gleichrichter beschädigt werden.

Bild 1: Q1 schaltet den synchronen Sperrwandler FET Q2 schnell ab. Bild 1: Q1 schaltet den synchronen Sperrwandler FET Q2 schnell ab.

Bild 1 zeigt einen diskreten Treiber zur Steuerung des Stromflusses von Q2 in einem synchronen Sperrwandler. Diese Schaltung liefert kontrollierten Gate-Einschaltstrom und schützt das Gate des Gleichrichters vor hoher Umkehrspannung. Die Schaltung startet mit einer negativen Spannung an den Ausgängen des Transformators auf. Der 12-V-Ausgang ist negativer als der 5-V-Ausgang, wodurch Q1 leitet und die Gate-Source-Spannung im Leistungs-FET Q2 kurzschließt und diesen dadurch schnell abschaltet.

Da der Basisstrom durch R2 fließt, entsteht eine negative Spannung am Differenzierglied-Kondensator C1. Währenddessen leitet der primäre FET und speichert Energie in der Hauptinduktivität des Transformators. Wenn der primäre FET abschaltet, kehrt sich die Ausgangsspannung des Transformators ins Positive um. Die Gate-Source Spannung von Q2 erhält durch D1 und R1 eine schnelle Vorwärts-Vorspannung, wodurch Q2 leitet.

Während sich C1 entlädt ist der Übergang von Basis zu Emitter an Q1 wird durch D2 geschützt. Die Schaltung bleibt in diesem Zustand, bis der primäre FET erneut eingeschaltet wird. Der Ausgangsstrom kann die Ausgangskondensatoren genauso entladen wie ein synchroner Abwärtsregler dies könnte. Durch das Einschalten des primären FETs bricht die Spannung am sekundären Transformator zusammen, wodurch die positive Ansteuerspannung an Q2 wegfällt.

Dieser Übergang kann einen starken Durchschlag zur Folge haben, wenn gleichzeitig sowohl der primäre FET als auch Q2 leiten. Um die Zeit zu minimieren, in der sowohl der primäre als auch der sekundäre FET eingeschaltet sind, schließt Q1 den Gate-Source Übergang am synchronen Gleichrichter Q2 so schnell wie möglich kurz.

Bild 2: D2 und D4 begrenzen die positive Gate-Spannung in diesem synchronen Vorwärtstreiber. Bild 2: D2 und D4 begrenzen die positive Gate-Spannung in diesem synchronen Vorwärtstreiber.

Bild 2 zeigt einen diskreten Treiber zur Steuerung des Stromflusses von Q1 und Q4 in einem synchronen Vorwärtswandler. Bei dieser Konstruktion ist der Eingangsspannungsbereich groß. Dadurch können an den Gates der beiden FETs Spannungen entstehen, die über ihrem Nennwert liegen. Daher ist eine Begrenzungsschaltung erforderlich. Diese Schaltungskonfiguration schaltet Q4 ein, wenn die Transformator-Ausgangsspannung positiv ist, und Q1, wenn sie negativ ist.

Die Dioden D2 und D4 begrenzen die positive Ansteuerspannung auf ca. 4,5 V. Die FETs werden durch D1 und D3 abgeschaltet, die durch den Transformator und den Strom in der Spule angesteuert werden. Die Gate-Umkehrspannungen werden durch Q1 und Q4 an Masse geklemmt. Bei dieser Schaltung ist die Gate-Kapazität der FETs relativ gering, daher sind die Schaltvorgänge schnell.

Größere FETs erfordern möglicherweise die Implementierung eines PNP-Transistors zur Entkopplung der Gate-Kapazität von der Transformatorwindung und zur Erhöhung der Abschaltgeschwindigkeit. Die Auswahl der passenden Kombination der Gatetreiber-Transistoren Q2 und Q3 ist entscheidend, denn in diesen Transistoren kann ein beträchtlicher Teil der Leistung umgesetzt werden, da sie während der Aufladung der FET-Gate-Kapazitäten als Linearregler arbeiten. Zudem kann bei höheren Ausgangsspannungen auch in die R1 und R2 umgesetzte Leistung erheblich sein.

Viele Netzteile mit synchronen Gleichrichtern können die Windungsspannung des Transformators zur Ansteuerung der Gates der synchronen Gleichrichter verwenden. Große Eingangsspannungsbereiche oder hohe Ausgangsspannungen erfordern Schutzschaltungen zum Schutz der Gates.

Mit dem in Bild 1 dargestellten synchronen Sperrwandler haben wir gezeigt, wie Sie die Umkehrspannung am Gate des synchronen Gleichrichters begrenzen und gleichzeitig schnelle Schaltübergänge beibehalten können. Auf ähnliche Weise wurde mit dem synchronen Vorwärtswandler in Bild 2 dargestellt, wie Sie die positive Ansteuerungsspannung an den Gates der synchronen Gleichrichter begrenzen können.

Datenerfassungssystem mit 16 Kanälen und 18-Bit-Auflösung

Bei der Schaltung in Bild 1 handelt es sich um ein mehrkanaliges Datenerfassungssystem, das sich für industrieübliche Signalpegel eignet und auf kurze Umschaltzeiten zwischen den Kanälen optimiert ist. Das System kann 16 massebezogene oder acht differenzielle Eingangssignale mit einer Auflösung bis zu 18 Bit verarbeiten. Ein einzelner Kanal kann mit bis zu 1,33 MSample/s und 18-Bit-Auflösung abgetastet werden. Eine Kanal/Kanal-Umschaltung mit 250 kHz zwischen allen Eingangskanälen und 16-Bit-Auflösung ist möglich.

Bild 1: Schaltung zur mehrkanaligen Datenerfassung (nicht alle Komponenten, Verbindungen und Entkopplungen sind dargestellt) (Bild: Analog Devices)
Bild 1: Schaltung zur mehrkanaligen Datenerfassung (nicht alle Komponenten, Verbindungen und Entkopplungen sind dargestellt) (Bild: Analog Devices)

Die Signalverarbeitung bietet in Verbindung mit einem einfachen 4 Bit Aufwärts-/Abwärtszähler eine einfache und kostengünstige Möglichkeit um ein Umschalten zwischen den Kanälen ohne FPGA, CPLD oder einen schnellen Prozessor zu realisieren. Der Zähler lässt sich so programmieren, dass er aufwärts oder abwärts zählt, um Kanäle sequenziell abzutasten. Alternativ kann man zur Abtastung eines Kanals ein festes binäres Wort in den Zähler laden.

Der Multiplexer ADG5208 schaltet einen von acht Eingängen auf einen gemeinsamen Ausgang. Dies wird über die 3-Bit-Adressleitungen festgelegt. Im ADG5236 sind zwei unabhängig wählbare SPDT-Schalter (Single-Pole/Double Throw) enthalten. Zwei Multiplexer des Typs ADG5208 ermöglichen zusammen mit einem ADG5236 den Anschluss von 16 massebezogenen oder acht differenziellen Kanälen an die Signalkette. Dabei wird ein digitales Steuersignal mit 4 Bit verwendet. Das 4-Bit-Signal wird von einem 4-Bit-Aufwärts-/Abwärts-Zähler erzeugt. Dieser wird vom gleichen Signal getriggert, das für den Eingang CNV (Convert) zum 1,33 MSample schnellen 18-Bit-A/D-Wandler AD7984 verwendet wird.

Der Operationsverstärker AD8065 mit JFET-Eingang bietet eine Bandbreite von 145 MHz und ist als Spannungsfolger konfiguriert, um eine ausgezeichnete Einschwingzeit sowie eine sehr hohe Eingangsimpedanz zu erreichen.

Der differenzielle Funnel-Verstärker AD8475 mit integrierten Präzisionswiderständen stellt die Dämpfung präzise ein (um 0,4× oder 0,8×), führt die Gleichtakt-Pegelanpassung und Wandlung von massebezogenen in differenzielle Signale durch und verfügt über einen Überspannungsschutz. Aufgrund seiner kurzen Einschwingzeit (50 ns auf 0,001%), seines geringen Rauschens (10 nV/√Hz) eignet sich der AD8475 gut zum Treiben von A/D-Wandlern mit differenziellen 18-Bit-Eingängen bei Abtastraten bis 4 MSample/s. Der für diese Schaltung gewählte 18-Bit-A/D-Wandler AD7984 aus der PulSAR Familie bietet beim Abtasten eines Kanals eine Auflösung von 18 Bit bei einer Datenrate von 1,33 MSample/s.

Das über Multiplexer angelegte Eingangssignal besteht in der Regel aus großen Spannungssprüngen, wenn zwischen Kanälen umgeschaltet wird. Im ungünstigsten Fall kann der Spannungssprung so groß sein wie der gesamte Eingangsbereich. Von einem großen Spannungssprung in kurzer Zeit auf hohe Genauigkeit einzuschwingen ist eine enorme Herausforderung für die analoge Signalkette.

Die maximale Einschwingzeit, welche für die analoge Signalkette zur Verfügung steht, wird auf Basis einer Timing-Analyse berechnet. In die Berechnung fließen die Zeitverzögerung durch digitale Komponenten und Multiplexer ein. Die Einschwingzeit der gesamten Signalkette wird durch eine Simulation abgeschätzt und mit dem Evaluation Board EVAL-CN0269-SDPZ überprüft.