Archiv der Kategorie: EPAP – Sensorik

2-Kanal-Colorimeter mit Transimpedanz-PGAs und synchronen Detektoren

 

 

 

 Bild 1: Zweikanaliges Colorimeter mit Transimpedanzverstärker und synchronen Detektoren (vereinfachtes Schaltbild) Bild 1: Zweikanaliges Colorimeter mit Transimpedanzverstärker und synchronen Detektoren (vereinfachtes Schaltbild)

In diesem Tipp beschreiben wir ein zweikanaliges Colorimeter mit einem Transmitter für eine modulierte Lichtquelle und einem synchronen Detektor als Empfänger. Indem man die modulierte Quelle und den synchronen Detektor nutzt, werden Messfehler aufgrund von Umgebungslicht und niederfrequentem Rauschen eliminiert.

Bei der Schaltung in Bild 1 handelt es sich um ein zweikanaliges Colorimeter mit einem Transmitter für eine modulierte Lichtquelle und einem synchronen Detektor als Empfänger. Die Fotodiodeneingangsstufe enthält einen Transimpedanzverstärker, einen synchronen Detektor und einen 16-Bit-Sigma/Delta-ADC. Indem man die modulierte Quelle und den synchronen Detektor nutzt, werden Messfehler aufgrund von Umgebungslicht und niederfrequentem Rauschen eliminiert.

Die Schaltung misst das Verhältnis von Licht, das von den Mess- und Referenzbehältern bei drei verschiedenen Wellenlängen absorbiert wird. Dies ist die Basis für viele chemische Analysen sowie für Messgeräte, mit denen Konzentrationen gemessen und mit Hilfe der Absorptionsspektroskopie Materialien charakterisiert werden.

Ein Takt von 5 kHz moduliert eine der LEDs mit einem Konstantstromtreiber, aufgebaut um den Vierfach-Operationsverstärker AD8618 und den Schalter ADG633. Der Beam Splitter schickt die Hälfte des Lichts durch den Messbehälter und die andere Hälfte durch den Referenzbehälter. Der Transimpedanzverstärker wandelt den Strom der Fotodiode in eine rechteckförmige Ausgangsspannung, deren Amplitude proportional zu dem durch die Mess- oder Referenzbehälter übertragenen Licht ist. Der AD8615 eignet sich aufgrund seines niedrigen Biasstromes (1 pA), seiner Eingangsoffsetspannung (100 μV) und seines Rauschens (8 nV/√Hz) gut als Fotodiodenverstärker.

Dieser Verstärker nutzt die SPDT-Schalter des Typs ADG633, um eine von zwei Transimpedanzverstärkungen zu wählen. Indem man die Schalter in der Konfiguration von Bild 1 nutzt, eliminiert man Verstärkungs- und Verzerrungsfehler aufgrund ihres Durchlasswiderstands. Da sich einer der Schalter außerhalb der Rückkopplungsschleife befindet, entspricht die Ausgangsimpedanz dieser Stufe dem Durchlasswiderstand des ADG633 (typisch 52 Ω).

Der ADR4525 stellt eine Referenzspannung für den A/D-Wandler zur Verfügung und spannt die Fotodiode und Verstärker auf 2,5 V vor. Ein 5-V-Linearregler versorgt die analogen und digitalen Bereiche des Boards. Die zweite Stufe nutzt ebenfalls den Operationsverstärker AD8615 zur AC-Kopplung und zum Puffern der resultierenden Ausgangsrechteckspannung. Die dem AC-Koppelfilter nachgeschaltete Schaltung ist ein synchroner Gleichrichter, aufgebaut mit dem differenziellen Verstärker AD8271 und dem SPDT-Schalter ADG733.

Wenn sich der Takt, der die LEDs treibt, im Zustand „High“ befindet, konfigurieren die Schalter im ADG733 den AD8271 als Eins-Verstärker. Wenn sich der Takt im „Low“-Zustand befindet, konfigurieren die Schalter den AD8271 für eine Übertragungsfunktion von U0= 2 Uref– Uin. In dieser Konfiguration hat der synchrone Gleichrichter eine Verstärkung von –1, vorgespannt um die 2,5-V-Referenz. Am Ausgang des synchronen Gleichrichters liegt eine DC-Spannung an. Diese variiert von 2,5 V (kein Licht) bis 3,75 V.

Die Schaltung unterdrückt Signale mit Frequenzen, die nicht synchron zum LED-Takt sind (oder seiner ungeraden Harmonischen). Der Tiefpassfilter am Ausgang des AD8271 arbeitet wie ein Bandpassfilter um die LED-Taktfrequenz. Die Grenzfrequenz dieses Filters ist auf 16 Hz eingestellt. Die Bandbreite des Filters liegt etwa beim LED-Takt; falls der LED-Takt 5 kHz beträgt, liegt der 3-dB-Durchlassbereich des synchronen Detektors zwischen 4,984 und 5,016 kHz.

Die letzte Stufe ist der A/D-Wandler AD7798. Indem man die 2,5-V-Referenzspannung an den AIN−Anschluss anschließt und die Verstärkung des PGA auf ×2 einstellt, lässt sich der Ausgang 2,5 bis 3,75 V des Gleichrichters auf Full Scale mit 16 Bit abbilden.

Den ausführlichen Tipp mit Testegebnissen finden Sie im Internet unter http://www.elektronikpraxis.vogel.de/design-tipps/analogtechnik/articles/419172/

Der Autor: Luis Orozco ist Applikationsingenieur bei Analog Devices im Bereich Industrial and Instrumentation in Wilmington/ USA.

Stromschleifen gespeistes Feldgerät mit HART-Schnittstelle

Die hier vorgestellte Schaltung ist eine Beispielanwendung für integrierte Sensorik mit 4/20-mA-Analogausgang und HART-Schnittstelle.

Bei der Schaltung in Bild 1 handelt es sich um ein industrietaugliches Stromschleifen gespeistes Feldgerät mit 4/20-mA-Analogausgang und einer HART-Schnittstelle (Highway Addressable Remote Transducer). Die HART-Technologie ist eine digitale Zweiwege-Kommunikation, bei der ein FSK-Signal (Frequency-Shift-Keyed) mit 1 mAss auf das Standard-Analogsignal (4/20 mA) moduliert wird. Dies erlaubt Funktionen wie ferngesteuerte Kalibrierung, Fehlerabfrage und die Übertragung von Prozessvariablen, die in Anwendungen wie Temperatur- und Drucksteuerungen erforderlich sind.

Die Schaltung hat einen Compliance-Test durchlaufen, wurde getestet, verifiziert und bei der HART Communication Foundation (HCF) registriert.

Die Schaltung besteht aus dem ADuCM360, einem analogen Präzisions-Mikrocontroller mit geringem Energieverbrauch, dem AD5421, einem 16-Bit-D/A-Wandler, der aus der 4/20mA-Schleife versorgt wird, und dem AD5700, einem HART-konformen Modem-IC.

Analoge Front-End-Schnittstelle

Die analoge Eingangsstufe ADuCM360 enthält einen Zweifach Sigma/Delta-A/D-Wandler mit 24 Bit. Ebenfalls enthalten sind Instrumentenverstärker mit programmierbarer Verstärkung, eine Präzisions-Band-Gap-Referenz, programmierbare Stromquellen, ein flexibler Multiplexer und viele weitere Funktionen. Der direkte Anschluss an Analogsensoren wie Drucksensorbrücken, Widerstandthermometer, Thermoelemente und andere Sensortypen ist möglich.

Die Schaltung in Bild 1 zeigt eine Beispielverbindung für einen primären Brückensensor und ein sekundäres Widerstansthermometer. Die flexible Eingangsstufe des ADuCM360 ermöglicht jedoch viele andere Konfigurationen zur Entwicklung beliebiger und präziser Sensoranwendungen.

Primärer Sensoreingang

Der auf dem Chip des ADuCM360 befindliche ADC0 misst den primären Sensor des Feldgerätes, in Bild 1 als Brückenwandler dargestellt. Der Sensor ist für eine höhere elektromagnetische Störfestigkeit über ein RC-Filternetzwerk an die analogen Eingangspins AIN0 und AIN1 angeschlossen. Die Gleichtakt-Filterbandbreite beträgt etwa 16 kHz, die differenzielle Bandbreite 800 Hz.

Die Referenzspannungseingänge UREF+ und UREF− am ADuCM360 erfassen die Brückenanregungsspannung und eine ratiometrische Messung durch. Damit wird die Messung unabhängig vom exakten Wert der Sensor-Versorgungsspannung. Der integrierte Masseschalter trennt die Brückenanregung dynamisch und spart so Energie, falls die Anwendung dies verlangt.

Sekundärer Sensoreingang

Die Schaltung nutzt einen Pt-100-Widerstandsthermometer als sekundären Sensor. Das Widerstandsthermometer (RTD) misst die Temperatur des primären Sensors und ermöglicht somit eine Temperaturkompensation des primären Sensors, falls erforderlich.

Die programmierbare Stromquelle ADuCM360 versorgt das Widrestandsthermometer über den Anschluss AIN4. Der ADC1 auf dem ADuCM360 misst die Spannung über dem RTD mit Hilfe der als differenziellen Eingang konfigurierten Anschlüsse AIN3 und AIN2. Die genaue Höhe des Stromes, der durch das Widerstandsthermometer fließt, wird über einen Präzisionswiderstand (RREF) ermittelt und mit dem ADC1 über den Anschluss AIN7 gemessen. Der ADC1 nutzt die integrierte Band-Gap-Spannungsreferenz.

Digitale Datenverarbeitung, Algorithmus und Kommunikation

Der ADuCM360 enthält einen 32 Bit ARM Cortex M3 RISC-Prozessor mit integriertem 128 kByte nichtflüchtigem Flash/EE Memory, 8 kByte SRAM und einem 11-kanaligen DMA-Controller, der Kommunikationsperipherie (2× SPI, UART, I²C) unterstützt.

Die Demonstrationssoftware führt die Initialisierung und Konfiguration aus, verarbeitet Daten von den Analogeingängen, steuert den Analogausgang und übernimmt die HART-Kommunikation.

Analogausgang

Im AD5421 befindet sich ein 16-Bit-Präzisions-D/A-Wandler mit 4/20mA schleifenversorgtem Ausgangstreiber. Das Bauteil stellt alle Funktionen bereit, die für den Analogausgang des Feldgerätes erforderlich sind.

Der AD5421 wird über die SPI-Schnittstelle mit dem Controller ADuCM360 verbunden.

Ebenfalls im AD5421 enthalten sind eine Reihe von Diagnosefunktionen für die 4/20-mA-Schleife. Der Hilfs-ADC misst mit einem Widerstandsteiler 20 MΩ/1 MΩ am Anschluss VLOOP die Spannung über den Schleifenanschlüssen des Gerätes. Der A/D-Wandler detektiert über den integrierten Sensor auch die Chiptemperatur. Der Controller ADuCM360 konfiguriert und liest die gesamte Diagnose des AD5421 aus. Alternativ kann der AD5421 auch unabhängig arbeiten.

Ein Beispiel: Falls die Kommunikation zwischen dem Controller und dem AD5421 versagt, setzt der AD5421 nach einer bestimmten Zeit seinen Analogausgang automatisch auf einen Alarmstrom von 3,2 mA. Dieser Alarmstrom signalisiert dem Host, dass das Feldgerät nicht funktioniert.

Die Software steuert jede Änderung des Ausgangsstromes von einem Wert zum anderen, um Störungen der HART-Kommunikation zu vermeiden.

HART-Kommunikation

Der AD5700 enthält ein komplettes HART-FSK-Modem. Das Modem ist über eine Standard-UART-Schnittstelle an den Controller ADuCM360 angeschlossen, komplementiert durch RTS (Request to Send) und das CD-Signal (Carrier Detect).

Die Amplitude der Spannung am HART-Ausgang ist durch den kapazitiven Teiler (0,068 μF/0,22 μF) auf den erforderlichen Wert eingestellt und an den Pin CIN des AD5421 gelegt. Dort wird die Spannung mit dem DAC-Ausgang kombiniert, um den Ausgangsstrom zu treiben und zu modulieren.

Der HART-Eingang wird von LOOP+ über einen einfachen passiven RC-Filter in den ADC-IP-Pin des AD5700 eingekoppelt. Der RC-Filter arbeitet als erste Stufe als Bandpassfilter für den HART-Demodulator und verbessert die elektromagnetische Störfestigkeit des Systems. Dies ist wichtig für robuste Anwendungen, die in rauen Industrieumgebungen arbeiten müssen.

Der Oszillator AD5700 mit geringem Energieverbrauch erzeugt das Taktsignal für das HART-Modem. Verwendet wird ein externer 3,8664-MHz-Quarz, der direkt an die Pins XTAL1 und XTAL2 angeschlossen ist.

Ausgangsschutz

Ein Überspannungsbegrenzer schützt die 4/20-mA-HART-Schnittstelle vor Überspannung. Er ist so dimensioniert, dass die maximal zulässige Spannung von 60 V am Pin REGIN des AD5421 nicht überschritten wird. Der Leckstrom des Überspannungsbegrenzers kann die Genauigkeit des Ausgangsstromes beeinträchtigen; deshalb sollte man den Leckstrom bei der Auswahl des Überspannungsbegrenzers im Auge behalten.

Ein externer FET (Verarmungstyp) kann in Verbindung mit dem AD5421 verwendet werden, um die maximale Schleifenspannung zu erhöhen.Die Schaltung wird mit einem Diodenpaar in Serie mit dem Schleifenausgang gegen Verpolung geschützt.

Die Ferritperlen in Reihe mit der Schleife verbessern zusammen mit dem 4700-pF-Kondensator den Störschutz des Systems. Ein Kondensator mit höherer Kapazität sollte aufgrund der HART-Netzwerkspezifikation über den Schleifenanschlüssen nicht verwendet werden.

Die Zener-Diode (4,7 V) mit geringem Leckstrom schützt den auf dem Chip des AD5421 befindlichen 50-Ω-Schleifenwiderstand im Fall einer extern anliegenden Spannung zwischen dem COM-Pin des AD5421 und dem LOOP−Pin (zum Beispiel bei der Programmierung des ADuCM360 oder beim Debuggen der Schaltung).

Stromversorgungen und Power-Management

Die komplette Schaltung einschließlich des Sensortreibers muss mit der begrenzten Energie aus der 4/20-mA-Schleife arbeiten. Dies ist bei allen Stromschleifen gespeisten Feldgeräten eine übliche Herausforderung. Die Schaltung in Bild 1 zeigt eine Lösung, die mit wenig Energie auskommt und dennoch sehr leistungsfähig ist. Alle drei in der Anwendung verwendeten integrierten Schaltungen sind auf einen niedrigen Energieverbrauch optimiert. Die Schaltung nutzt ihre integrierten Funktionen, um eine flexible Power-Management-Struktur und eine optimale schleifengespeiste Lösung zu realisieren.

Der AD5421 wird von der Schleifenspannung der 4/20-mA-Schleife versorgt und stellt der restlichen Schaltung eine geregelte Spannung zur Verfügung. Die Spannung REGOUT des AD5421 ist über den Anschluss-Pin programmierbar. Je nach Anforderung der Schaltung kann sie 1,8 bis 12 V betragen. Die Schaltung in Bild 1 nutzt die 3,3-V-Versorgungsspannungsoption. Die Bauteile ADuCM360 und AD5700 haben jedoch einen größeren Versorgungsspannungsbereich; daher kann eine andere, für die Anwendung passende Versorgungsspannung genutzt werden.

Der REGOUT-RC-Filter (10 μF/10 Ω/10 μF) unterdrückt Interferenzen, die aus der Schleife kommen und das analoge Front-End beeinträchtigen. Der Filter verhindert auch, dass von der Schaltung, speziell vom Controller und dem digitalen Bereich erzeugte Störungen in die Schleife gelangen. Dies ist für eine zuverlässige HART-Kommunikation wichtig.

Das HART-Modem AD5700 wird über einen zusätzlichen RC-Filter (470 Ω/1 μF) versorgt. Dieser Filter ist in einer schleifengespeisten Anwendung sehr wichtig, da er verhindert, dass Stromrauschen vom AD5700 in den 4/20-mA-Schleifenausgang eingekoppelt wird und so die HART-Kommunikation beeinträchtigt. Das Rauschen der 4/20-mA-Schleife wird speziell durch das HART-In-Band Rauschen während des Rauschtests gemessen. Das Modem nutzt den externen Quarz mit 8,2-pF-Kondensatoren nach Masse an den Pins XTAL1 und XTAL2. Diese Option benötigt die wenigste Energie.

Der ADuCM360 verfügt über ein sehr flexibles internes Power-Management mit vielen Optionen zur Versorgung und Taktung aller internen Blöcke und ermöglicht eine ausgewogene Balance zwischen der benötigten Funktion, der Leistungsfähigkeit und dem Energiebedarf für die spezielle Instrumentierung.

Die AVDD des analogen Front-Ends wird von einem anderen Filter (10 μF/Ferritperle/1,6 Ω/10 μF) bereitgestellt, um das Stromversorgungsrauschen zu minimieren und die Leistungsfähigkeit für Sensorsignale mit niedrigen Pegeln zu erhöhen.

Der Masseschalter-Pin GND_SW des ADuCM360 steuert die Anregung/Stromversorgung für den primären Sensor. Beim Einschalten des Geräts steht der Schalter auf der Stellung „Aus”. Diese Voreinstellung erlaubt die komplette Konfiguration des Systems einschließlich geeigneter Power-Betriebsarten vor dem Einschalten des Sensors. So lassen sich mögliche Einschaltstromspitzen am 4/20-mA-Schleifenausgang minimieren.

Auf ähnliche Weise wird der sekundäre Sensor von der programmierbaren Stromquelle des ADuCM360 versorgt. Daher wird seine Versorgung komplett über die Software gesteuert.

Den ausführlichen Beitrag mit Testergebnissen und weiteren Bildern finden Sie im Internet unter http://www.elektronikpraxis.vogel.de/sensorik/articles/425841/ Der Autor: Michal Brychta ist Applikationsingenieur bei Analog Devices in Irland.

Ausgänge einer Taktquelle mit Low-Jitter LVPECL-Fanout-Puffern erhöhen

 

 

 

In vielen Systemen sind mehrere Systemtaktsignale für die Mixed-Signal-Verarbeitung und das Timing erforderlich. Speziell MIMO-Transceiver und Phased-Array-Antennen verlangen den Einsatz von mehr als einem LO mit der gleichen Frequenz für viele Auf/Abwärts-Wandlungsstufen.

 Bild 1: Der PLL-Synthesizer ADF4351, angeschlossen an den Fanout-Puffer ADCLK948 (Bild: ADI) Bild 1: Der PLL-Synthesizer ADF4351, angeschlossen an den Fanout-Puffer ADCLK948 (Bild: ADI)

Bei der Schaltung in Bild 1 ist der PLL-Synthesizer ADF4351 mit integriertem VCO an den ADCLK948 angeschlossen. Der ADCLK948 liefert mit einem differenziellen Ausgang des ADF4351 bis zu acht differenzielle LVPECL-Ausgänge (Low Voltage Positive Emitter Coupled Logic).

Moderne digitale Systeme verlangen oft viele qualitativ hochwertige Taktsignale mit Logikpegeln, die anders sind als die Logikpegel der Taktquelle. Eine zusätzliche Pufferung kann erforderlich sein, um ohne Einbußen hinsichtlich Integrität eine genaue Taktverteilung zu anderen Schaltungskomponenten zu garantieren. Die Schnittstelle zwischen der Taktquelle ADF4351 und dem Takt-Fanout-Puffer ADCLK948 ist im Folgenden beschrieben. Messungen zeigen, dass der zusätzliche Jitter im Zusammenhang mit dem Takt-Fanout-Puffer 75 fseff. beträgt.

Schaltungsbeschreibung

Beim ADF4351 handelt es sich um einen Breitband-PLL und VCO mit einem Ausgangsfrequenzbereich von 35 bis 4400 MHz, der aus separaten Multiband-VCOs besteht. Jeder VCO deckt einen Bereich von etwa 700 MHz ab (mit Überlappungen zwischen den Frequenzen des VCO). Dies erlaubt einen Basis-VCO-Frequenzbereich von 2,2 bis 4,4 GHz. Frequenzen unter 2,2 GHz lassen sich mit den internen Teilern im ADF4351 erzeugen.

Zur Takterzeugung müssen PLL und VCO im ADF4351 aktiviert und die gewünschte Ausgangsfrequenz programmiert werden. Die Ausgangsfrequenz des ADF4351 steht an den Open-Kollektor-Ausgängen an den RFOUT-Pins zur Verfügung. Diese erfordern eine Shunt-Induktivität (oder Widerstand) plus einen Gleichspannungs-Sperrkondensator.

Der ADCLK948 ist ein in Silizium-Germanium-Technologie hergestellter Takt-Fanout-Puffer mit geringem Jitter, der sich gut für den Frequenzbereich des PLL-Synthesizers ADF4351 eignet, weil seine maximale Eingangsfrequenz (4,5 GHz) nur knapp über der des ADF4351 (4,4 GHz) liegt. Der effektive Breitband-Jitter beträgt 75 fs. An den Takteingängen des ADCLK948 ist ein zusätzlicher DC-Gleichtakt-Biaspegel von 1,65 V erforderlich, um die LVPECL-Logikpegel zu erhalten. Dies erfolgt mit einem Widerstands-Bias-Netzwerk. Ohne DC-Biasschaltung sinkt die Signalintegrität an den Ausgängen des ADCLK948.

Andere mögliche Synthesizer mit integrierten VCOs sind das Fractional-N-Modell (137 bis 4400 MHz) ADF4350 und die Integer-N-Serie ADF4360. Andere mögliche Takt-Fanout-Puffer in der gleichen Familie wie der ADCLK948 sind die Modelle ADCLK946 (sechs LVPECL-Ausgänge), ADCLK950 (zehn LVPECL-Ausgänge) und ADCLK954 (12 LVPECL-Ausgänge).

Schaltungsevaluierung und Test

Die in Bild 1 beschriebene Schaltung wurde mit dem Board EVAL-ADF4351EB1Z als Taktquelle evaluiert; am Board wurden dabei kleinere Modifikationen durchgeführt.

Das Board nutzt die Standard-Programmiersoftware ADF4351, die auf der CD im Lieferumfang des Evaluation Boards enthalten ist. Ebenfalls erforderlich ist das Board ADCLK948/PCBZ. Dieses lässt sich direkt und ohne Modifikationen einsetzen.

Das folgende Equipment ist erforderlich:

  • Das Evaluation-Board-Kit EVAL-ADF4351EB1Z mit Programmiersoftware,
  • das Evaluation-Board ADCLK948PCBZ,
  • eine 3,3-V-Stromversorgung,
  • zwei Kabel zum Anschluss der 3,3V-Versorgungsspannung an das ADCLK948PCBZ,
  • zwei kurze, gleich lange SMA-Koaxialkabel,
  • ein schnelles Oszilloskop (Bandbreite 2 GHz) oder ein äquivalentes Modell,
  • der Spektrumanalyzer R&S FSUP26 oder ein äquivalentes Modell und
  • ein PC mit Windows XP, Windows, Vista (32 Bit) oder Windows 7 (32 Bit).

Das SMA-Koaxialkabel wird gebraucht, um die Pins RFOUTA+ und RFOUTA– des EVAL-ADF4351EB1Z an CLK0 und das ADCLK948PCBZ anzuschließen.

Die Blockschaltung

Für dieses Experiment wurden die Boards ADCLK948PCBZ und EVAL-ADF4351EB1Z genutzt. Die Platinen sind über ein SMA-Kabel mit dem ADCLK948PCBZ verbunden wie in Bild 1 dargestellt. Im Benutzerhandbuch UG-435 sind die Installation und der Einsatz der Evaluierungssoftware beschrieben. Es enthält auch Hinweise zum Board-Setup und die Blockschaltung des Boards sowie das Layout und die Stückliste.

Erforderliche Modifikationen am Board sind dem Gleichspannungs-Sperrkondensator nachgeschaltete 100-Ω-Widerstände. Die Widerstände sind mit 3,3 V und Masse (GND) verbunden. Dies sollte sowohl am Pin RFOUTA+ wie auch am Pin RFOUTA− erfolgen, um eine Gleichtaktspannung von 1,65 V zu erhalten (über der minimal erforderlichen Spannung von 1,5 V). Eventuell muss dazu die Lötmaske in der Nähe dieser Übertragungsleitungen abgelöst werden.

Das Benutzerhandbuch UG-068 enthält ähnliche Informationen zum Betrieb des Evaluation-Boards ADCLK948/PCBZ.

Messen der Logikpegel

Zur genauen Messung der Logikpegel wird das Oszilloskop RTO1024 von Rohde & Schwarz zusammen mit zwei aktiven Tastköpfen des Typs RT-ZS30 verwendet.

Dazu schließt man das EVAL-ADF4351EB1Z an den PC entsprechend der Hardware-Treiberinstruktionen im UG-435 an. Man installiert die Software ADF435x auf dem PC wie folgt: Zuerst wird die PLL des ADF4351 entsprechend des Screenshots der ADF435x Software  programmiert. In diesem Beispiel wurde eine HF-Frequenz von 1GHz gewählt. Danach schließt man die SMA-Steckverbinder RFOUTA+ und RFOUTA− an die SMA-Stecker CLK0 und CLK0 des Boards ADCLK948/PCBZ mit zwei kurzen, gleich langen SMA-Kabeln an. Nun erfolgt der Anschluss des differenziellen Ausgangs OUT2 des Boards an das High-Speed Oszilloskop.

Phasenrauschen und Jitter-Messung

Um das Phasenrauschen und den Jitter am Signal zu messen, wiederholt man die eben beschriebenen Schritte für die Messung der Logikpegel. Den nicht genutzten Ausgang CLK2 des Boards ADCLK948/PCBZ schließt man mit einer 50-Ω-Last ab. Danach verbindet man den Ausgang CLK2 über ein SMA-Kabel mit dem Signalquellenanalysator. Schließlich misst man den Jitter am Signal.

Der additive Jitter des ADCLK948 kann so berechnet werden: √(330,42² – 325,72²) = 55,5 fseff. Der spezifizierte Wert aus dem Datenblatt des ADCLK948 beträgt 75 fseff.

Der Autor: Ian Collins, Analog Devices.

Galvanisch isolierte LVDS-Schnittstellenschaltung

 

 

 

 Bild 1: Isolierte LVDS-Schnittstellenschaltung (vereinfachte Blockschaltung, gezeigt sind nicht alle Verbindungen) (Bild: ADI) Bild 1: Isolierte LVDS-Schnittstellenschaltung (vereinfachte Blockschaltung, gezeigt sind nicht alle Verbindungen) (Bild: ADI)

Die Schaltung in Bild 1 zeigt die galvanische Isolation einer LVDS(Low Voltage Differential Signaling)-Schnittstelle. Zu den Vorteilen bei der galvanischen Isolation einer LVDS-Schnittstelle zählen der Schutz bei Fehlern (Sicherheitsisolation) und eine erhöhte Robustheit (Funktionsisolation).

Der ADuM3442 sorgt für die digitale Isolation der Logik-Eingänge am LVDS-Treiber ADN4663 und an den Logik-Ausgängen des LVDS-Empfängers ADN4664. Durch die isolierte Stromversorgung mit dem ADuM5000 werden eine Reihe von Herausforderungen bei der Isolation von LVDS-Verbindungen in Industrie- und Messtechnikanwendungen erfüllt. Dazu zählen:

  • Isolation der Logiksignale zu/von den LVDS-Treibern/Empfängern. Dies gewährleistet eine Standard-LVDS-Kommunikation auf der Bus-Seite der Schaltung.
  • Hochintegrierte Isolation mit zwei zusätzlichen „Wide-Body“ SOICs, dem ADuM3442 und dem ADuM5000, zur Isolation der Standard LVDS-Bauteile ADN4663 und ADN4664.
  • Geringe Stromaufnahme gegenüber herkömmlicher Isolation mit Optokopplern. Low-Power-Betrieb ist ein Leistungsmerkmal von LVDS-Applikationen.
  • Mehrere isolierte Kanäle. In LVDS-Applikationen dienen parallele Kanäle zur Maximierung des Datendurchsatzes. Diese Schaltung demonstriert eine vierkanalige Isolation (in diesem Fall zwei Übertragungs- und zwei Empfangskanäle).
  • High-Speed-Betrieb; die Isolation arbeitet mit bis zu 150 MBit/s und erfüllt so die Basis-LVDS-Geschwindigkeitsanforderungen.

Die Schaltung in Bild 1 isoliert einen zweikanaligen LVDS-Leitungstreiber und einen zweikanaligen LVDS-Empfänger. So sind zwei komplette Übertragungs- und Empfangspfade auf einem Board möglich.

Schaltungsbeschreibung

Anwendungen für isolierte LVDS-Schnittstellen sind die Schutzisolation und/oder Funktionsisolation von Board-zu-Board-, Backplane- und Leiterplatten-Kommunikationsverbindungen. Ein Beispiel für die Schutzisolation ist ein System mit einer LVDS-Backplane, bei dem eine oder mehrere Einsteckkarten Transienten mit hohen Spannungen ausgesetzt sein können. Die Isolation der LVDS-Schnittstelle stellt sicher, dass solche Fehlersituationen keine anderen Schaltungen im System beeinträchtigen.

Ein Beispiel einer Applikation, bei der die Funktionsisolation vorteilhaft ist, ist Messequipment. Bei der Isolation von LVDS-Verbindungen, zum Beispiel zwischen einem A/D-Wandler und einem FPGA, kann eine potenzialfreie Massefläche entstehen, welche die Integrität von Messdaten erhöht und Rückkopplungen auf den Rest der Applikation minimiert.

 Bild 2: Isolierte LVDS-Schnittstellenschaltung (Bild: ADI) Bild 2: Isolierte LVDS-Schnittstellenschaltung (Bild: ADI)

Bild 2 zeigt die isolierte LVDS-Schnittstellenschaltung, die zwei Sendekanäle (CMOS/TTL zu LVDS) und zwei Empfangskanäle (LVDS zu CMOS/TTL) isoliert. Die Signale können für Datenraten bis 150 MBit/s isoliert werden. Die Spezifikation des ADuM3442 hinsichtlich maximaler Pulsbreitenverzerrung bleibt dabei erhalten.

Logiksignale können an IN1 und IN2 angelegt werden und werden vom ADuM3442 isoliert. Die korrespondierenden Ausgänge des ADuM3442 (die DIN1 und DIN2 Testpunkte) sind mit dem LVDS-Treiber ADN4663 verbunden, um LVDS-Signale an DOUT1+, DOUT1− und DOUT2+ bzw. DOUT2− zu erzeugen.

Der LVDS-Empfänger ADN4664 kann LVDS-Signale an RIN1+, RIN1− und RIN2+ bzw. RIN2− empfangen. Die Empfängerausgänge (die ROUT1- und ROUT2-Testpunkte) sind mit dem ADuM3442 verbunden, um die Signale zu isolieren. Die korrespondierenden Logikausgänge am ADuM3442 sind OUT1 und OUT2.

Die Schaltung wird auf der Logikseite über eine Verbindung mit UDD1 versorgt. Diese Versorgungsspannung kann 3,3 oder 5 V betragen und versorgt die Logikseite des ADuM3442 (die Signalisolation für die Schaltung). Außerdem versorgt sie den ADuM5000, der eine isolierte Versorgung für die Bus-Seite der Schaltung liefert.

Der Ausgang UISO des ADuM5000 liefert die 3,3-V-Versorgung für den LVDS-Treiber (ADN4663) und den LVDS-Empfänger (ADN4664) sowie für die Bus-Seite des ADuM3442.

Die in der Applikationsschrift AN-0971 beschriebenen Richtlinien „Recommendations for Control of Radiated Emissions with isoPower Devices” wurden bei der Realisierung des Schaltungslayouts beachtet. Zusätzlich wurde das Layout für eine schnelle differenzielle Signalführung optimiert.

Schnelle differenzielle Signalführung

Die LVDS-Eingangs/Ausgangs-Leiterbahnen haben die gleichen Längen und Impedanzen von 50 Ω gegenüber Masse (100 Ω zwischen differenziellen Paaren). Testpunkte an jedem Paar befinden sich ebenfalls in gleichen Abständen vom Treiber/Empfänger. Mehrere Vias zur Masse sind entlang der Leiterbahnen platziert, um die Signalintegrität bei hohen Frequenzen zu verbessern.

Abschlusswiderstände (R1, R2) von 100 Ω befinden sich an den LVDS-Eingängen RIN1+, RIN1− und RIN2+ bzw. RIN2−. Das Empfangsende aller an DOUT1+, DOUT1− und DOUT2+ bzw. DOUT1− angeschlossenen Busse sollten entsprechende Abschlüsse aufweisen.

Die Versorgung und Masse sind über einen Schraubanschluss (UDD1 und GND1) angeschlossen. Logik-Eingänge/Ausgänge ((IN1, IN2/OUT1, OUT2) sind über vier SMB-Steckverbinder angeschlossen.

Die Bus-Signale sind auf ähnliche Weise über acht SMB-Steckverbinder angeschlossen. Diese sind mit dem LVDS-Treiber (ADN4663) und dem Empfänger (ADN4664) über Leiterbahnen mit Impedanzen von 50 Ω gegen Masse verbunden.

Schaltungsevaluierung und Test

 Bild 3: Übertragungs- und Empfangskanal 1, Testaufbau (Bild: ADI) Bild 3: Übertragungs- und Empfangskanal 1, Testaufbau (Bild: ADI)

Zur Versorgung der isolierten LVDS-Schnittstellenboards legt man 3,3 oder 5 V an VDD1 an. Um zu testen, dass die Schaltung richtig versorgt wird, überprüft man den Spannungspegel am Testpunkt VDD2. Dieser Testpunkt ist die isolierte Versorgung von ADuM5000 und sollte entsprechend 3,3 oder 5 V betragen.

Ein kompletter Sende- und Empfangspfad lässt sich testen, indem man die LVDS-Ausgänge für einen Kanal an die LVDS-Eingänge für einen Kanal anschließt. Um zum Beispiel Kanal 1 zu testen verbindet man mit SMB-zu-SMB Anschlüssen DOUT1+ mit RIN1+ und DOUT1− mit RIN1−. Ein Signal- oder Pattern-Generator kann an IN1 angeschlossen werden. Der Ausgang am Testpunkt OUT1 (oder dem OUT1-Steckverbinder) muss an den Eingang angepasst sein. Bild 3 zeigt den Testaufbau.

 Bild 4: Oszilloskop-Kurve von IN1, RIN1+, RIN1− und OUT1 für ein Signal von 50 MBit/s (Bild: ADI) Bild 4: Oszilloskop-Kurve von IN1, RIN1+, RIN1− und OUT1 für ein Signal von 50 MBit/s (Bild: ADI)

Die Oszilloskop-Kurve in Bild 4 zeigt die Signalverläufe für IN1, RIN1+, RIN1− und OUT1, wenn dieser Test mit einem Taktsignal von 50 MBit/s an IN1 und einer 90 cm langen, geschirmten Leitung zwischen DIN1+ und RIN1+ sowie DIN1− und RIN1− durchgeführt wird.

Die Messungen wurden mit Tastköpfen mit niedriger Kapazität (<1 pF) am LVDS-Bus durchgeführt. Für höhere Datenraten sollte man kürzere Leitungen zwischen den LVDS-Aus- und Eingängen verwenden.

Der Autor: Dr. Conal Watterson, Applikationsingenieur in der Gruppe Interface & Isolation Technology (ITG) bei Analog Devices in Limerick, Irland.

SAW-Filter und Chipsätze für Multisatelliten-Navigationssysteme

Teseo II ist eine Single-Chip-IC-Serie (STA8088), die für Multi-Satelliten-Navigationssysteme entwickelt wurde. Neben GPS- und Galileo-Signalen können diese ICs auch Daten von GLONASS (Global Navigation Satellite Systems) verarbeiten. Die Referenzdesigns decken dabei die verschiedensten Kombinationen von GPS, Galileo und GLONASS ab, die im Standard L1/E1 im Frequenzbereich von 1569 bis 1607 MHz arbeiten. Da GLONASS über eine vergleichsweise hohe Zahl von Satelliten verfügt, wird damit die Navigation besonders unter schwierigen Bedingungen deutlich verbessert – etwa in Straßenschluchten von Großstädten.

 Bild 1: Referenzdesign eines Navigationssystems mit Teseo II Chipsatz Bild 1: Referenzdesign eines Navigationssystems mit Teseo II Chipsatz

GLONASS nutzt nicht dasselbe Frequenzband wie GPS und Galileo, sondern ein Seitenfrequenzband. Bei der Entwicklung des Designs mit dem STA8088GA wird trotzdem das gesamte relevante HF-Spektrum bis zur ersten Zwischenstufe verarbeitet.

Dazu befindet sich im Eingangskreis hinter einem externen LNA (Low Noise Amplifier) ein SAW-Filter (B39162B3913U410, Epcos). Er dient dazu, in einem ersten Schritt Signale von GSM, Wi-Fi, UMTS, BT und andere zu unterdrücken. Anschließend wird das GLONASS-Signal von den GPS- und Galileo-Signalen getrennt und mit der Zwischenfrequenz moduliert.

So können alle Signale mit wenigen Bauelementen und damit geringen Kosten verarbeitet werden. Der integrierte LNA bedient beide Pfade und wird separat aus dem Chip herausgeführt. Dadurch ist es möglich, verschiedene SAW-Filter-Designs und -Layouts zu verwenden. Wenn das Signal den zweiten SAW-Filter (B39162B3913U410, Epcos) passiert hat, wird es dem HF-Verstärker und -Mischer für die Zwischenfrequenz zugeführt. Bild 1 zeigt ein Referenzdesign für Automobil-Anwendungen.

Die verwendeten SAW-Filter haben ein Keramik-Gehäuse mit Abmessungen von 3 × 3 × 1,1 mm3 und sind nach dem Standard der Automobil-Industrie AEC-Q200 qualifiziert. Dies bedeutet unter anderem einen Einsatztemperaturbereich von −45 bis 125 °C. Die Bandbreite der Filter beträgt 56 MHz. Das Anpassnetzwerk ist für 50 Ω ausgelegt. Auch die MLCCs (Multilayer Ceramic Chip Capacitor) und Induktivitäten von TDK entsprechen dem Standard AEC-Q200.

Das so realisierte Referenzdesign eignet sich für Navigationsgeräte in Fahrzeugen und kann neben konventionellen Navigationsaufgaben auch Telematikaufgaben übernehmen. Wegen der hohen Präzision eignet es sich auch für sicherheitsrelevante Anwendungen wie eCall, bCall oder Fahrerassistenz-Systeme.

Mit einem weiteren Chip aus der Teseo II-Serie, dem STA8088FG, hat STMicroelectronics ein Navigationssystem für Anwendungen in der Konsum- und Industrie-Elektronik entwickelt. Bei diesem Referenzdesign wird nur ein einziger SAW-Filter benötigt, der zwischen dem aus dem IC herausgeführten LNA und dem HF-Verstärker geschaltet ist. Hier kommt der Typ B39163B4310P810 (Epcos) zum Einsatz. Die Abmessungen dieses Filters liegen bei 1,4 × 1,0 × 0,4 mm3.

Neben seiner Kleinheit zeichnet sich das Bauelement durch gute elektrische Eigenschaften aus. So liegt zum Beispiel die Einfügedämpfung bei 1 dB. Auch dieser Filter ist mit seinem hermetisch dichten Gehäuse nach AEC-Q200 qualifiziert. Die Bandbreite des Filters beträgt 34,37 MHz; das Bauelement kann in einem Temperaturbereich von −40 bis +85 °C betrieben werden.

STMicroelectronics hat beide Referenzdesigns weltweit ausgiebigen Tests unterzogen, um die Vorteile von Multi-Satelliten-Navigationssystemen nachzuweisen.

 Bild 2: Bessere Positionsangaben durch gleichzeitige Nutzung von GPS und GLONASS Bild 2: Bessere Positionsangaben durch gleichzeitige Nutzung von GPS und GLONASS

Bild 2 zeigt eine Testfahrt durch Straßenschluchten in Tokio. Dabei wurde eindeutig nachgewiesen, dass durch die gleichzeitige Nutzung des GPS- und GLONASS-Signals eine deutlich bessere Positionsangabe erzielt wird. Bei einer Testfahrt in Dallas wurde das Design mit einem Wettbewerbsprodukt verglichen, das sich ausschließlich auf GPS-Signale stützt. Auch hier zeigen sich eindeutig die Vorteile der Multi-Satelliten-Nutzung.

Passt Ihr A/D-Wandler zum vorgesehenen Einsatzzweck?

Thema dieses Artikels sind die Frequenzbereiche und die erforderlichen Auflösungen für verschiedene analoge Sensoren. Wir gehen dabei auf die gängigeren Sensor-Frequenzbereiche ein und untersuchen, wie sich SAR- und Delta-Sigma-A/D-Wandler mit ihren spezifischen Eigenschaften für Sensoren eignen, die Temperaturen, Füllstände, Drücke, Durchflussraten, mechanische Wege und optische Ereignisse erfassen können.

Messgrößen aus der realen Umwelt, beispielsweise Temperaturen, Drücke, Durchflussraten oder Licht, verlangen in der Regel einen speziellen Sensor, damit ein ökologischer Status oder dessen Veränderung korrekt erfasst werden kann. Sensoren sind in der Lage, diese physikalischen Größen in einen Widerstand, eine Spannung oder einen Strom umzuwandeln. Ihnen fehlt jedoch die Fähigkeit, die von ihnen ausgegebenen elektrischen Signale in eine digitale Information zu konvertieren, ganz zu schweigen von einer Verstärkung, Filterung, Offsetanpassung oder einer anderen Art elektrischer Signalaufbereitung.

Elektronikingeniure setzen verschiedene Bauelemente ein, um analoge Signale auf einen Pegel zu bringen, der sich für die nachfolgenden Verarbeitungsfunktionen eignet. Am Ende der Signalkette befindet sich meist ein A/D-Wandler, der die vom Sensor gelieferte Information in das abschließende digitale Resultat verwandelt.

Sensoren treffen auf die reale Welt

Die Temperatur ist die am häufigsten gemessene physikalische Größe. Das zu erfassende Temperaturspektrum reicht von den Bedingungen hier auf der Erde bis zu den extrem heißen oder kalten Umgebungen im Weltraum. Es gibt zahllose Sensoren, die auf absolute Temperaturen oder Temperaturänderungen ansprechen. Integrierte Silizium-Sensoren, Thermoelemente, Widerstandsthermometer (RTD, Resistive Temperature Devices), Thermistoren, Infrarot-Sensoren und Thermosäulen sind nur einige Beispiele.

 Bild 1: Rauschfreie Auflösung und Bandbreite verschiedener physikalischer Messgrößen
Bild 1: Rauschfreie Auflösung und Bandbreite verschiedener physikalischer Messgrößen

Wie Bild 1 zeigt, ändert sich die tatsächliche Temperatur in verschiedenen Prüfumgebungen nur mit einer relativ geringen Rate (unter 10 Hz). Der Elektronik-Entwickler strebt allerdings einen Genauigkeitsbereich von wenigen Bit bis zu 20 Bit an. Wird eine rauschfreie Auflösung von 20 Bit verlangt, muss der im System verwendete Datenwandler nicht weniger als 220 (= 1.048.576) saubere, unveränderliche Datenbits liefern.

Drucksensoren erfassen den Druck von Luft oder Gasen. Eine Unterkategorie der Drucksensoren stellen die Kraftaufnehmer dar, die das Gewicht der unterschiedlichsten Objekte erfassen können und hier einen Bereich von mehreren Tonnen bis zum Gewicht einer Wimper (oder auch weniger) abdecken. Diese Sensoren kommen in der Regel in rautenförmigen, aus vier Elementen bestehenden Widerstandsnetzwerken zum Einsatz. Der Frequenzbereich dieser Sensoren ist größer als der von Temperatursensoren und reicht bis etwa 100 Hz.

Temperatur-, Druck- und Audiosensoren (Mikrofone) erfassen im Prinzip den Fluss von Flüssigkeiten oder Gasen. Wie Bild 1 verdeutlicht, laufen die physikalischen Änderungen in Gasen oder Flüssigkeiten relativ langsam ab, was die Anforderungen an die Zahl der rauschfreien Bits entschärft.

Die von den soeben angeführten Sensoren ausgegebene Information kann als Widerstand, Spannung oder Strom vorliegen. In den meisten Fällen jedoch erzeugen die Sensoren schwache elektrische Signale, die unter Umständen eine weitergehende Signalaufbereitung erfordern.

Betrachtet man in Bild 1 den Bereich mit den größeren Bandbreiten, so stellen Schaltungen zum Erfassen von mechanischen Wegen, Näherungen oder Licht geringere Anforderungen an die Genauigkeit. Lichtsensor-Anwendungen wiederum können geringe Frequenzen im Verbund mit einer großen Zahl rauschfreier Bits erfordern (z.B. in Anwendungen der Medizintechnik beim Scannen) oder nach einer hochfrequenten digitalen Erfassung verlangen (z.B. Barcode-Scanner). Der Signalpfad eines Fotodetektors setzt für hohe Frequenzen geeignete Wandler wie z.B. SAR-ADCs (Successive Approximation Register) oder schnelle Delta-Sigma-Wandler (ΔΣ) voraus.

Wenn ein Systementwickler eine fertig aufbereitete digitale Entsprechung der jeweiligen physikalischen Größe benötigt, werden die Sensorschaltungen an ihrem Ende mit SAR- oder Delta-Sigma-ADCs bestückt. Der nächste Abschnitt dieses Artikels geht genauer auf beide Bauarten ein.

Verbindung zwischen Sensor und A/D-Wandler

 Bild 2: Auflösung und Umwandlungsrate von Delta-Sigma- und SAR-A/D-Wandlern
Bild 2: Auflösung und Umwandlungsrate von Delta-Sigma- und SAR-A/D-Wandlern

Die gängigsten A/D-Wandler für die Frequenzen der eben beschriebenen Sensoren sind der SAR- und der Delta-Sigma-ADC. Auflösung und Umwandlungsrate beider A/D-Wandler Bauarten sind in Bild 2 dargestellt. Delta-Sigma-Wandler, die bei niedrigeren Frequenzen bis etwa 10 kHz eingesetzt werden, sind den meisten Ingenieuren wegen ihrer extrem hohen Auflösung bekannt.

Delta-Sigma-ADCs ermitteln ihr digitales Ausgangswort durch Überabtastung des analogen Eingangssignals. Der eingangsseitige Delta-Sigma-Modulator erzeugt durch Oversampling des Analogsignals einen digitalen 1-Bit-Datenstrom. Ein digitales Filter extrahiert hieraus die Daten und wandelt sie in ein aus mehreren Bits bestehendes Ausgangswort um.

Delta-Sigma-Wandler können Ausgangsworte mit Auflösungen von 16 bis 24 Bit erzeugen, was zweifellos beeindruckend ist. Zu den Vorteilen des Delta-Sigma-Wandlers gehören die geringe Leistungsaufnahme, die extrem hohe Auflösung und die hohe Stabilität verbunden mit einem günstigen Preis. Die allgemeine Leistungsfähigkeit des Delta-Sigma-ADC gibt Entwicklern die Möglichkeit, die Zahl der analogen Signalaufbereitungs-Chips vor dem ADC-Eingang zu reduzieren. Als Nachteil dieses Wandlertyps ist anzuführen, dass er meist langsam ist. Bei einigen Wandlern ist die Latenz größer als null Zyklen.

Ein SAR-ADC dagegen nimmt gewissermaßen eine Momentaufnahme des analogen Signals auf. Ist die Signalprobe erfasst, ermittelt der Wandler das zugehörige digitale Ausgangswort mithilfe eines internen, iterativen Prozesses. Die Ausgangs-Auflösung eines SAR-ADC liegt in der Regel zwischen 8 und 18 Bit.

Man nutzt SAR-Wandler, deren Auflösung im mittleren bis hohen Bereich anzusiedeln ist, für mäßig schnelle Umwandlungen. Die größte Verbreitung haben SAR-Wandler in universellen Schaltungen, in denen analoge Signale zu digitalisieren sind. In ihrer Auflösung sind SAR-Wandler den Delta-Sigma-Wandlern meist unterlegen. Allerdings zeichnen sich SAR-ADCs beim Betrieb mit hoher Geschwindigkeit durch eine Latenz von null Zyklen aus (d.h. sie schwingen in einem einzigen Zyklus auf den Endwert ein). Man verwendet SAR-Wandler in vielen Datenerfassungs-Applikationen wie etwa Regelungen, bei der Stromversorgungs-Überwachung und bei der Analyse geringer bis mittlerer Frequenzen.

SAR-Wandler arbeiten mit einer Latenz von null Zyklen und erreichen eine hohe statische und dynamische Genauigkeit. Wandler dieser Art bewähren sich bestens in Low-Power-Anwendungen, denn sie fallen automatisch in eine Stromspar-Betriebsart, wenn kein analoges Signal digitalisiert wird. Die höchste Abtastrate eines SAR-Wandlers beträgt heute rund 5 MHz. Damit füllt diese Wandlerbauart hervorragend die Lücke zwischen dem Delta-Sigma-Wandler und den schnelleren Wandlertypen wie dem Pipeline-Wandler.

 Welche Wandlerbauart eignet sich für welche Anwendung?

 Tabelle 1: Umwandlungsrate und Auflösung von SAR- und Delta-Sigma-Wandlern
Tabelle 1: Umwandlungsrate und Auflösung von SAR- und Delta-Sigma-Wandlern

Bei der Auswahl des richtigen A/D-Wandlers für Ihre Anwendung könnte Tabelle 1 hilfreich sein. Darin werden Familien von SAR- und Delta-Sigma-Wandlern hinsichtlich ihrer Umwandlungsrate und Auflösung verglichen.

Die maximale Umwandlungsrate der auf dem heutigen Markt angebotenen SAR-Wandler beträgt ca. 5 MSample/s, und sie werden mit Auflösungen bis zu 18 Bit angeboten. Die Mehrzahl der in der gesamten Industrie eingesetzten SAR-ADCs aber hat Auflösungen von 8 bis 12 Bit. Die Umwandlungsrate von Delta-Sigma-Wandlern ist in der Regel kleiner als 625 kSample/s. Bei dieser Geschwindigkeit können Wandler mit einer Auflösung bis zu 24 Bit hergestellt werden. Delta-Sigma-Wandler mit Umwandlungsraten bis zu 10 MSample/s erreichen die Auflösung von 24 Bit dagegen nicht.

 Tabelle 2: Ranking verschiedener Eigenschaften von SAR- und Delta-Sigma-A/D-Wandlern
Tabelle 2: Ranking verschiedener Eigenschaften von SAR- und Delta-Sigma-A/D-Wandlern

In Tabelle 2 findet sich eine Wertung der beiden Wandler-Topologien in Bezug auf Durchsatz, Auflösung, Latenz und Stromverbrauch.

Aus Tabelle 2 ist zu entnehmen, dass SAR-Wandler hinsichtlich Durchsatz (Geschwindigkeit), Latenz, Multiplex-Fähigkeit und Stromverbrauch vorn liegen. Die Überlegenheit des Delta-Sigma-Wandlers gegenüber dem SAR-Wandler beschränkt sich auf die Auflösung.

Beim Messung von Temperaturen, Drücken oder optischen Größen sollte man bedenken, dass die SAR- und die Delta-Sigma-Bauart die bevorzugten Wandlerarchitekturen sind.

Von Bonnie C. Baker, Texas Instruments.

Literatur

[1] Baker, B.: “Temperature Sensing Technologies,” Application note (DS00679A), Microchip Technology, 1998

[2] “Understanding data converters,” Application Report (SLAA013), Texas Instruments, 1995.

[3] Baker, B.: “A Baker’s Dozen: Real analog solutions for digital designers.” Burlington, MA: Elsevier/Newnes, 2005.

 

 

Vierkanalige Eingangsstufe für Signale mit großem Dynamikbereich

In vielen Industrieanwendungen sind flexible, mehrkanalige analoge Eingangsschaltungen erforderlich, um Signale mit großem Dynamikbereich – von einigen mVss bis 20 Vss – zu verarbeiten. Die hier beschriebene Schaltung erledigt die erforderliche Signalaufbereitung und Pegelanpassung und erreicht zugleich einen hohen Dynamikbereich mit dem programmierbaren Verstärker (PGA) im hochauflösenden A/D-Wandler.

Typischerweise sind in Prozesssteuerungen und in der Industrieautomatisierung Dämpfung und Pegelanpassung erforderlich, um Eingangssignale mit einer Spanne von ±10 V mit modernen Niedervolt-A/D-Wandlern zu verarbeiten. Bei kleinen Signalen ist eine Verstärkung erforderlich, um den Dynamikbereich des ADC zu nutzen. Daher ist eine Schaltung mit programmierbarer Verstärkung wünschenswert, wenn sich das Eingangssignal über einen großen Bereich erstreckt.

Zusätzlich können kleine Signale große Gleichtaktspannungshübe haben. Deshalb ist eine hohe Gleichtaktunterdrückung (Common-Mode Rejection Ratio, CMRR) erforderlich. Die Schaltung bietet auch eine Eingangsstruktur mit hoher Impedanz. Dies ist wünschenswert in Anwendungen, die eine hohe Quellenimpedanz haben und bei denen eine hohe Impedanz erforderlich ist, damit die analoge Eingangsstufe einwandfrei funktioniert.

 Bild 1: Flexibles analoges Front-End mit hohem Dynamikbereich für die Signalkonditionierung in der Industrie (Bild: ADI) Bild 1: Flexibles analoges Front-End mit hohem Dynamikbereich für die Signalkonditionierung in der Industrie (Bild: ADI)

Die Schaltung in Bild 1 erfüllt alle genannten Anforderungen und bietet eine programmierbare Verstärkung, hohe Gleichttaktunterdrückung und hohe Eingangsimpedanz. Das Eingangssignal durchläuft den vierkanaligen Multiplexer ADG1409 und gelangt dann in den preiswerten Instrumentenverstärker AD8226 mit großem Eingangsbereich. Der AD8226 bietet eine CMRR bis 80 dB sowie eine sehr hohe Eingangsimpedanz (800 MΩ Differential Mode und 400 MΩ Common Mode). Durch den großen Eingangsbereich und einen Rail-to-Rail-Ausgang kann der AD8226 den gesamten Versorgungsspannungsbereich nutzen.

Der AD8475 ist ein komplett differenzieller, dämpfender Verstärker mit integrierten Präzisionswiderständen zur Einstellung der Verstärkung. Das Bauteil bietet eine genaue Dämpfung (G = 0,4 oder G = 0,8), Gleichtakt-Pegelanpassung und massebezogene/differenzielle Wandlung. Er ist als einfach handhabbarer, komplett integrierter Präzisionsverstärkerblock, ausgeführt, der Signale mit Pegeln bis ±10 V an einer unipolaren Versorgungsspannung verarbeitet. Daher eignet er sich zur Dämpfung von Signalen vom AD8226 bis 20 Vss. Zugleich wird eine hohe CMRR beibehalten. Ein differenzieller Ausgang kann den differenziellen Eingang am A/D-Wandler treiben.

Der AD7192 ist ein 24 Bit Sigma-Delta ADC mit internem PGA. Die integrierte rauscharme Verstärkungsstufe (G = 1, 8, 16, 32, 64 oder 128) bewirkt, dass Signale mit großer und kleiner Amplitude direkt an den A/D-Wandler angelegt werden können.

In Kombination mit den genannten Bauteilen bietet die Schaltung eine sehr gute Leistungsfähigkeit und eine einfache Konfiguration für Signale mit sich ändernden Amplituden. Das gemessene Rauschen (Spitze/Spitze) dieser Schaltung liegt bei 3,9 μV. Das effektive Rauschen beträgt 860 nV. Dies korrespondiert mit einer Spitze/Spitze (rauschfreier Code) Auflösung von 20 Bit und einer effektiven Auflösung von 23 Bit. Die Schaltung ist in den Bereichen Fertigungsautomatisierung, Prozesssteuerung und Messtechnik sowie in Medizingeräten einsetzbar.

Der Autor: Michael Hu, Applikationsingenieur bei Analog Devices.

Temperatursensoren richtig einsetzen: Die Sensorbauarten

Unter den verschiedenen Sensortechnologien haben Temperatursensoren die größte Verbreitung gefunden, denn es gibt unzählige Anwendungen, in denen es darauf ankommt, absolute oder relative Temperaturen zu erfassen und zu verarbeiten. Sensoren für Druck, Kräfte, Durchflussraten, Füllstände oder Positionen benötigen häufig Temperaturinformationen, damit sie präzise Messwerte liefern können. Die meisten Messwertaufnehmer für Druck und Kräfte basieren auf Widerstandsbrücken. Die Temperaturfehler der darin verwendeten resistiven Elemente können größer sein als der eigentliche Messbereich des Sensors. Das Ausgangssignal des Sensors ergibt also erst dann einen Sinn, wenn die Temperatur der Widerstandsbrücke bekannt ist. Die von Durchflussraten- und Füllstandssensoren ausgegebenen Ergebnisse wiederum hängen von der Dichte der Flüssigkeit oder des Gases ab, sodass die Messgenauigkeit auch hier von der Temperatur des betreffenden Mediums beeinflusst wird.

Die gängigsten Temperatursensoren sind heute Thermoelemente, Widerstandsthermometer (Resistive Temperature Devices – RTD), Thermistoren und Halbleitersensoren auf Basis von Silizium. Die Gemeinsamkeit dieser Sensoren besteht darin, dass sie alle bestens beschrieben und offensichtlich geeignet sind, Temperaturmessprobleme zu lösen. Die verschiedenen Sensortechnologien sind auf bestimmte Temperaturbereiche und Umgebungsbedingungen zugeschnitten. Der Temperaturbereich, die Robustheit und die Empfindlichkeit des jeweiligen Sensors entscheiden darüber, ob er den Anforderungen einer Applikation entspricht.

Man muss sich also darüber klar sein, dass kein Temperatursensor für alle Anwendungen geeignet ist. Während das Thermoelement hinsichtlich seines Temperaturbereichs unerreicht ist, liegt der RTD-Sensor in Sachen Linearität vorn. Tabelle 1 fasst die wichtigsten Eigenschaften von Thermoelementen, RTD, Thermistoren und Halbleiter-Temperatursensoren zusammen. Diese Übersicht bietet eine gute Hilfestellung, um die Sensoren für eine bestimmte Anwendung in erster Näherung einzugrenzen.

 Tabelle 1: Vergleichstabelle gängiger Temperatursensoren
Tabelle 1: Vergleichstabelle gängiger Temperatursensoren

Ein Thermoelement ist aus zwei Drähten aufgebaut, die aus verschiedenen Metallen bestehen und an einem Ende verbunden sind. Aufgrund dieser Konfiguration entsteht eine elektromotorische Kraft, infolge deren an den beiden freien Enden der Drähte eine Spannung anliegt, deren Höhe von den verwendeten Metallen und dem Temperaturgradienten entlang der Thermoelement-Drähte abhängig ist. Genauigkeit ist keine Stärke der Thermoelemente. Ihr Vorteil liegt vielmehr in der kurzen Messzeit und dem großen Temperaturbereich.

Das als RTD bezeichnete Widerstandsthermometer ermöglicht sehr präzise Temperaturmessungen. Sein Temperaturbereich ist kleiner als der des Thermoelements, aber größer als die Bereiche von Thermistor und Silizium-Sensor. Ein RTD-Sensor ist immer dann die richtige Wahl, wenn in einer Anwendung eine qualitativ hochwertige und präzise Temperaturmessung notwendig ist.

Ein Thermistor stellt häufig die kostengünstigste Lösung für ein Temperaturmesssystem dar. Die starke Nichtlinearität dieses Sensors lässt sich mit einem einfachen Widerstandsnetzwerk in den Griff bekommen. Dieses schränkt zwar den Temperaturbereich des Thermistors ein, doch kann dieser Nachteil in vielen Temperatursensor-Applikationen hingenommen werden.

Die IC oder siliziumbasierten Halbleitersensoren bieten eine weitere Alternative bei der Temperaturmessung. Als Vorteile sind die anwenderfreundlichen Ausgabeformate und die einfache Bestückung auf der Leiterplatte anzuführen. Obwohl sie wegen ihrer Gehäusemasse eher träge reagieren, sind siliziumbasierte Temperatursensoren dank ihrer Plug-and-Play-Eigenschaften sehr attraktiv.

Tabelle 2 ergänzt die in Tabelle 1 enthaltenen Angaben durch eine Aufstellung typischer Anwendungen der vier Temperatursensor-Typen.

 Tabelle 2: Typische Anwendungen der vier Temperatursensor-Typen
Tabelle 2: Typische Anwendungen der vier Temperatursensor-Typen

Unter den heute auf dem Markt angebotenen Temperatursensoren halten Thermoelemente, RTD, Thermistoren und siliziumbasierte Sensoren weiter die Vormachtstellung. Während sich das Thermoelement speziell für das Messen hoher Temperaturen anbietet, ist der RTD für niedrigere Temperaturen und hohe Linearitätsanforderungen prädestiniert. Der Thermistor empfiehlt sich als kostengünstige Alternative für Anwendungen mit kleineren Temperaturbereichen und manchmal ist der siliziumbasierte Sensor wegen seiner einfachen Anwendung die beste Lösung.

Literatur

[1] Schraff, Fred: “Thermocouple Basics”. Product Book, Thermometrics, Inc. (1997). Measurement & Control, (Juni 1996) S. 126

[2] Sulciner, J.: “Understanding and Using PRTD Technology, Teil 1: History, Principles and Designs”, Sensors, (August 1996)

[3] Technische Referenz auf der Omega-Website

[4] Weitere Informationen über Sensoren von TI

 

Die Autorin Bonnie C. Baker ist Senior Applications Engineer bei Texas Instruments.

Breitbandempfänger mit 12 Bit A/D-Wandler und Antialiasingfilter

Die Schaltung in Bild 1 zeigt eine breitbandige Empfängereingangsstufe, die aus dem rauscharmen, differenziellen Treiberverstärker ADA4960 und dem A/D-Wandler AD9434 mit einer Auflösung von 12 Bit und einer Datenrate von 500 MSample/s besteht.

Das Butterworth-Antialiasingfilter dritter Ordnung ist den Leistungs- und Schnittstellenanforderungen des Verstärkers und des A/D-Wandlers angepasst. Die Summe aller Einfügeverluste aufgrund des Filternetzwerks und anderer Bauteile beträgt 3,0 dB.

Die Schaltung hat eine Bandbreite von 290 MHz mit einem flachen Frequenzgang im Durchlassband von 1 dB. SNR und SFDR, gemessen mit einem 140-MHz-Analogeingang, betragen 64,1 dBFS bzw. 70,4 dBc.

Die Schaltung arbeitet mit massebezogenen Eingangssignalen und wandelt diese mit einem breitbandigen 1:1 Transformator (M/A-COM ECT1-1-13M; 3 GHz) in differenzielle Signale um. Der differenzielle 5-GHz-Verstärker ADA4960 weist eine differenzielle Eingangsimpedanz von 10 kΩ auf. Die Verstärkung ist je nach Wahl des externen Widerstands RG von 0 bis 18 dB einstellbar. Die differenzielle Ausgangsimpedanz beträgt 150 Ω.

Der ADA4960 eignet sich als Treiber für den AD9434. Die differenzielle Architektur durch das Tiefpassfilter und in den A/D-Wandler hinein liefert eine gute HF-Gleichtaktunterdrückung und minimiert zugleich Verzerrungsprodukte zweiter Ordnung. Der ADA4960 bietet eine Verstärkung von 6 dB, um die Einfügeverluste des Filternetzwerks und Transformators (etwa 3,5 dB) zu kompensieren. So entsteht eine Signalverstärkung von 2,5 dB. Ein Eingangssignal von +5,4 dBm produziert ein differenzielles Vollausschlagssignal (FS) von 1,25 Vss am ADC-Eingang.

Das Antialiasingfilter ist ein Butterworth-Filter dritter Ordnung. Es wurde mit einem Standardprogramm entwickelt. Ein Butterworth-Filter wurde wegen seines flachen Verlaufs im Durchlassband gewählt. Ein Filter dritter Ordnung erzielt ein AC-Rauschbandbreiten/Signalbandbreitenverhältnis von 1,05. Es kann mit Hilfe mehrerer kostenfreier Filterprogramme realisiert werden.

 

Ein ausgewogenes Verhältnis dieser Kompromisse zu erzielen, kann schwierig sein. In dieser Schaltung erhielten alle Parameter die gleiche Gewichtung. Deshalb sind die gewählten Werte stellvertretend für alle Schnittstelleneigenschaften zu verstehen. Um SFDR, SNR oder Eingangssignalpegel zu optimieren, können in verschiedenen Schaltungen, je nach Systemanforderung unterschiedliche Werte gewählt werden.

Das Signal in diesem Beispiel ist über die 0,1-µF-Kondensatoren AC-gekoppelt, um die Gleichtaktspannungen zwischen dem Verstärker, seinen Abschlusswiderständen und den ADC-Eingängen zu blocken.

Für Anwendungen, die mit weniger Bandbreite auskommen sowie ein besseres Verhalten gegenüber Nebenwellen aufweisen müssen und weniger Strom aufnehmen dürfen, können die Bausteine ADA4927-1/ADA4927-2 oder ADA4938-1/ADA4938-2 eingesetzt werden.

Der ADA4927-1 hat eine Bandbreite von 2,3 GHz und nimmt 20 mA auf, während der ADA4938-1 eine Bandbreite von 1,0 GHz bietet und 37 mA aufnimmt. Für Anwendungen mit geringerer Auflösung ist der 500 MSample/s schnelle 8 Bit Wandler AD9484 einsetzbar; er ist pinkompatibel zum AD9434. Der AD9484 hat ein SNR von 47 dBFS bei 250 MHz Analogeingangsfrequenzen.

Bei dieser Schaltung kommen ein modifiziertes AD9434-500EBZ-Board und das FPGA-basierte Datenerfassungsboard HSC-ADC-EVALCZ zum Einsatz. Beide Boards werden über High-Speed-Stecker angeschlossen und ermöglichen ein schnelles Setup und eine rasche Evaluierung der Schaltungsleistungsfähigkeit. Das modifizierte Board AD9434-500EBZ enthält die hier evaluierte Schaltung.

Der Autor:

Rob Reeder ist Senior Converter Applications Engineer bei Analog Devices in Limerick/Irland.

10-V-Präzisionsgleichspannungsquelle – linear und rauscharm

In diesem Schaltungstipp beschreiben wir Aufbau, Evaluation und Test einer linearen, rauscharmen, unipolaren 10-V-Präzisionsspannungsquelle, die aus eriner minimalen Anzahl von Komponenten aufgebaut ist.

Die Schaltung in Bild 1 beschreibt eine lineare, rauscharme, unipolare (+10 V) Präzisionsspannungsquelle, die mit einer minimalen Anzahl externer Komponenten auskommt. Der D/A-Wandler AD5790 ist ein ungepufferter 20-Bit-DAC mit einer mit Spannungsausgang, der an einer bipolaren Versorgung bis 33 V arbeitet. Der D/A-Wandler akzeptiert einen positiven Referenzeingangsbereich von 5 V bis VDD –2,5 V und einen negativen Referenzeingangsbereich von VSS +2,5 bis 0 V. Beide Referenzeingänge sind auf dem Chip gepuffert. Externe Puffer sind nicht erforderlich. Der D/A-Wandler bietet eine relative Genauigkeit von maximal ±2 LSB und arbeitet monoton bei einer differentiellen Nichtlinearität (DNL) von −1 bis +2 LSB.

Der Präzisions-Operationsverstärker AD8675 weist eine Offsetspannung von maximal 75 μV und Rauschen von typisch 2,8 nV/√Hz auf. Er wird als Ausgangspuffer für den AD5790 verwendet.

Der AD5790 hat zwei intern angepasste Feedforward- und Rückkopplungswiderstände von 6,8 kΩ, die entweder an den Operationsverstärker AD8675 angeschlossen werden können, um eine 10 V Offsetspannung für einen Ausgangshub von ±10 V zu liefern, oder für Biasstrom-Auslöschung parallel geschaltet werden können. In diesem Beispiel wird ein unipolarer 10-V-Ausgang demonstriert. Die Widerstände werden für „Bias Current Cancellation“ verwendet. Die interne Widerstandsverbindung wird durch Setzen eines Bits im Register des AD5790 gesteuert.

Der Digitaleingang des Schaltkreises ist seriell und kompatibel zu Standard SPI-, QSPI-, MICROWIRE- und DSP-Schnittstellenstandards. Für Applikationen mit hoher Genauigkeit offeriert er Schaltkreis hohe Präzision sowie geringes Rauschen – dies wird durch die Kombination aus den Präzisionskomponenten AD5790 und AD8675 sichergestellt.

Schaltungsbeschreibung

In Bild 1 ist der 20 Bit Hochvolt D/A-Wandler mit SPI-Interface AD5790 dargestellt. Er bietet eine integrale Nichtlinearität von ±2 LSB, eine differenzielle Nichtlinearität von −1 bis +2 LSB und eine spektrale Rauschdichte von 8 nV/√Hz. Die Langzeitstabilität ist mit einem Fehler von 0,1 LSB spezifiziert.

Bild 1 zeigt den AD5790 in einer unipolar gepufferten Konfiguration. Der Ausgangspuffer ist der AD8675, er wird wegen seines geringen Rauschens und der geringen Drift verwendet. Dieser Verstärker (A1) wird ebenfalls genutzt, um die 5-V-Referenzspannung von der rauscharmen Präzisionsreferenz (Krohn-Hite, Modell 523) zu verstärken. Die Widerstände R2 und R3 in dieser Verstärkerschaltung sind Präzisions-Metallfolienwiderstände mit einer Toleranz von 0,01% und einem Temperaturkoeffizienten von 0,6 ppm/°C.

Für ein optimales Verhalten über der Temperatur sollten sich R2 und R3 in einem Gehäuse befinden, wie zum Beispiel die Serien 300144 oder VSR144 von Vishay. Für R2 und R3 werden Werte von 1 kΩ gewählt, um das Rauschen im System gering zu halten. R1 und C1 bilden ein Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz von etwa 10 Hz. Aufgabe dieses Filters ist, das Rauschen der Spannungsreferenz zu dämpfen.

Linearitätsmessungen

 

Bild 2: Integrale Nichtlinearität in Abhängigkeit vom DAC-Code Bild 2: Integrale Nichtlinearität in Abhängigkeit vom DAC-Code

Die Genauigkeit der Schaltung aus Bild 1 wird am Evaluation-Board EVAL-AD5790SDZ mit dem Multimeter 3458A (Agilent) gemessen. Die integrale Nichtlinearität (INL) in Abhängigkeit vom DAC-Code befindet sich im vorgegebenen Bereich von ±2 LSB (Temperaturen von 0 bis 105°C), dargestellt in Bild 2.

 

Bild 3: Differenzielle Nichtlinearität in Abhängigkeit DAC-Code Bild 3: Differenzielle Nichtlinearität in Abhängigkeit DAC-Code

RauschdriftmessungenBild 3 zeigt, dass die differenzielle Nichtlinearität als eine Funktion des DAC-Code in der Spezifikation von −1 bis +2 LSB liegt.

Um hohe Präzision zu erzielen, muss das Spitze-Spitze-Rauschen am Schaltungsausgang unter 1 LSB gehalten werden, was 9,5 μV für eine Auflösung von 20 Bit bei einem unipolaren Spannungsbereich von +10 V entspricht.

In einer Echtzeitrauschapplikation existiert keine Grenzfrequenz für den Hochpass bei 0,1 Hz um das 1/f-Rauschen zu unterdrücken. Es werden jedoch Frequenzen bis in den Gleichspannungsbereich des Bandpasses erfasst.

 

 

Bild 4: Ausgangsspannungsrauschen des D/A-Wandlers, gemessen über 100 s für „Vollausschlag“ (Grün), „Halbe Skala“ (Rot) und „Nullskala“ (Blau) mit Präzisionsreferen Bild 4: Ausgangsspannungsrauschen des D/A-Wandlers, gemessen über 100 s für „Vollausschlag“ (Grün), „Halbe Skala“ (Rot) und „Nullskala“ (Blau) mit Präzisionsreferen

Um das Rauschverhalten nicht zu verfälschen wurde eine temperaturgeregelte, rauscharme Referenz für diese Messung verwendet. Die Nullskalen-Ausgangsspannung liefert das geringste Rauschen, weil sie nur das Rauschen vom DAC-Kern wiedergibt. Der Rauschbeitrag von jedem Spannungsreferenzpfad wird durch den D/A-Wandler gedämpft, wenn der Nullskalen-Code ausgewählt wird.Bild 4 zeigt das gemessene Spitze-Spitze-Rauschen. In diesem Fall wurde das Rauschen am Ausgang der Schaltung über einen Zeitraum von 100 s gemessen. Frequenzen bis 0,01 Hz wurden in die Messung einbezogen.

Erhöht man die Messzeit, werden niedrigere Frequenzen berücksichtigt und der Spitze-Spitze-Wert steigt. Bei niedrigen Frequenzen tragen Temperaturdrift und Thermoelementeffekte zum Rauschen bei. Diese Effekte lassen sich minimieren, indem man Komponenten mit geringen Temperaturkoeffizienten wählt.

Blockschaltung und Layout der Leiterplatte sind im Design Support Package CN-0257 beschrieben.

Häufige Varianten

Der AD5790 unterstützt zahlreiche Ausgangsbereiche von 0 bis 5 V; bis ±10 V und Werte dazwischen. Falls eine bipolare Konfiguration erforderlich ist, muss der Pin VREFN mit einer invertierten hochpräzisen Referenzspannung versorgt werden. Auch hier sind Präzisionsverstärker und temperaturstabile Präzisionswiderstände erforderlich.

Der Zweifach-Operationsverstärker AD8676 ist eine Version des Operationsverstärkers AD8675 und kann in der Schaltung verwendet werden, falls gewünscht.

Schaltungsevaluierung und Test

Erforderliche Ausrüstung:

  • Systemdemonstrationsplattform EVAL-SDP-CB1Z
  • Evaluation-Board und Software EVAL-AD5790SDZ
  • Präzisionsreferenz 523, Krohn-Hite
  • Multimeter 3458A, Agilent
  • PC (Windows 32 Bit oder 64 Bit Betriebssystem)
  • GPIB / USB-B Kabel, National Instruments
  • SMB-Kabel (2).

Software-Installation

Das AD5790 Evaluationkit enthält selbstinstallierende Software auf CD. Die Software ist kompatibel zu Windows XP (SP2) und Vista (32 und 64 Bit). Falls die Setup-Datei nicht automatisch arbeitet, kann man die Datei setup.exe von der CD aktivieren.

 

 

Bild 5: Hauptfenster der Evaluation-Software Bild 5: Hauptfenster der Evaluation-Software

1. Nach erfolgter Installation von der CD wird das Evaluation-Board AD5790 wie im Absatz „Stromversorgung“ beschrieben, eingeschaltet. Mit dem mitgelieferten Kabel wird jetzt das SDP-Board (über Stecker A oder B) an das Evaluation-Board und dann an die USB-Schnittstelle des PC angeschlossen.Die Installation der Evaluation-Software sollte vor dem Anschluss des Evaluation-Boards und SDP-Boards an den USB-Schnittstelle des PC erfolgen, um sicherzustellen, dass das Evaluationsystem bei der Verbindung mit dem PC richtig erkannt wird.

2. Wenn das Evaluationsystem erkannt ist, folgt man den Anweisungen der nun erscheinenden Dialogboxen. Dies schließt die Installation ab.

Funktionsdiagramm

 

 

Bild 6: Blockdiagramm des Testaufbaus Bild 6: Blockdiagramm des Testaufbaus

Ein Blockdiagramm des Testaufbaus zeigt Bild 6.

Stromversorgungen

Die folgenden externen Versorgungen müssen bereitgestellt werden:

  • 3,3 V zwischen VCC und DGND am Stecker J1 für die digitale Versorgung des AD5790. Alternativ platziert man Link 1 in Position A, um die Digitalschaltung vom USB-Port über das SDP-Board (default) zu versorgen.
  • +12 V bis +16,5 V zwischen den VDD und AGND Eingängen von J2 für die positive Analogversorgung des AD5790.
  • −12 V bis −16,5 V zwischen den VSS und AGND Eingängen von J2 für die negative Analogversorgung des AD5790.
  • +5 V Präzisionsreferenz, angeschlossen an SMB-Stecker, bezeichnet mit VREF.

Einrichten der „Default Link“-Option

Tabelle 1: Default-Link-Optionen Tabelle 1: Default-Link-Optionen

Um das Board für die Schaltung in Bild 1 zu konfigurieren, müssen die folgenden Änderungen nach der Default-Link-Konfiguration in Tabelle 1 gemacht werden:Die Default-Link-Optionen sind in Tabelle 1 aufgelistet. Standardmäßig ist das Board konfiguriert mit VREFP = +10 V und VREFN = −10 V für einen Ausgangsbereich von ±10 V.

  • 1. Platzieren von LK3 in Position A.
  • 2. Entfernen von LK4.
  • 3. Platzieren von LK8 in Position B.
  • 4. Entfernen von LK9.

Diese Änderungen konfigurieren den Ausgangspufferverstärker für eine Verstärkung von 1 und verbinden den Pin VREFN des AD5790 mit Masse. Zusätzlich ist das Board jetzt konfiguriert, um eine 5-V-Präzisionsreferenz am SMB-Anschluss, bezeichnet mit VREF, anzunehmen.

Mehr Informationen enthält das Benutzerhandbuch UG-342 über den Testaufbau EVAL-AD5790SDZ.

Test

Der VOUT_BUF SMB Anschluss ist mit dem Multimeter verbunden. Die Linearitätsmessungen werden mit „Measure DAC Output Tab“ auf der AD5790-GUI durchgeführt. Die Rauschdriftmessung erfolgt ebenfalls über den Anschluss VOUT_BUF SMB. Die Ausgangsspannung wird mit dem „Program Voltage Tab“ in der AD5790-GUI eingestellt.

Die Spitze-Spitze-Rauschdrift wird über 100 s gemessen. Weitere Details zu Definitionen und wie man INL, DNL und Rauschen aus den gemessenen Werten berechnet findet man im Abschnitt „TERMINOLOGY“ des Datenblatts und auch im Kapitel 5 des Handbuchs Data Conversion Handbook, „Testing Data Converters“ von Analog Devices.  Der Autor:

Liam Riordan arbeitet als Applikationsingenieur in der Precision Converters Group bei Analog Devices in Limerick, Irland.