Archiv der Kategorie: EPAP – Datenwandler

Sensoren abhängig vom A/D-Wandler auswählen – oder umgekehrt?

Dieser Tipp zeigt einen Vorschlag, wie man 24-Bit-A/D-Wandler dazu verwenden kann, um Verstärkerstufen zu eliminieren und damit auch deren Offset-, Drift- und Rauschbeiträge. Die Lösung ist einfach, die Gesamtleistung höher und die Kosten geringer.

Steht man vor der Aufgabe, ein A/D-Wandler-System zu entwickeln, wird man vermutlich als Erstes prüfen, welche Auflösung benötigt wird, und dann nach einem A/D-Wandler suchen, der diese Auflösung bietet. Um die geforderte Genauigkeit zu erreichen, ergänzt man anschließend das System um die nötigen Verstärkerstufen, so dass der interessierende analoge Bereich den Dynamikbereich des A/D-Wandlers abdeckt.

Bild 1: a) Bei diesem 12-Bit-SAR-ADC ist ein Sensor über einen Verstärker an den Wandler angeschlossen. In b) ist ein Sensor direkt an einen 24-Bit-Delta-Sigma-ADC angeschlossen.
Bild 1: a) Bei diesem 12-Bit-SAR-ADC ist ein Sensor über einen Verstärker an den Wandler angeschlossen. In b) ist ein Sensor direkt an einen 24-Bit-Delta-Sigma-ADC angeschlossen.

Aber es gibt eine Alternative. So kann man einen 24-Bit-Wandler verwenden, um Verstärkerstufen überflüssig zu machen und damit auch deren Offset-, Drift- und Rauschbeiträge zu beseitigen, die in einem System mit 12 bis 16 Bit Auflösung anfallen. Der 24-Bit-Wandler ermöglicht somit eine einfachere Lösung. Zudem ist die erreichbare Gesamtleistung höher, und das bei gleichen oder sogar niedrigeren Kosten.

Unter dem Strich würde dabei eine Schaltung entstehen, in der nur ein Teil des Dynamikbereichs des 24-Bit-A/D-Wandlers genutzt wird. Man würde einfach auf einige Bits verzichten! Trotzdem würde man noch immer die Auflösung und Genauigkeit des ursprünglichen 12- oder 16-Bit-Systems erreichen oder sogar übertreffen. Der 24-Bit-Wandler bewirkt gegenüber einem 12-Bit-A/D-Wandler eine unmittelbare Verbesserung der Systemverstärkung um 4096 und bietet zusätzlich die Funktion eines Verstärkers mit programmierbarer Verstärkung (Programmable Gain Amplifier, PGA). Der interne PGA im Delta-Sigma-Wandler kann die Verstärkung um einen weiteren Faktor von 64 bis 128 (produktspezifischer Wert) erhöhen.

Der erste Schritt bei der Schaltungsentwicklung besteht oft darin, den Sensor auszuwählen, der in der Schaltung zum Einsatz kommen soll, und sich dann dessen Ausgangssignalbereich anzusehen. Diesen Bereich passt man dann an den Eingangssignalbereich des A/D-Wandlers an. Bei diesem Ansatz wird für die Anpassung des Sensorsignals an den ADC-Eingangssignalbereich eine Analogverstärkerstufe benötigt. Man kann natürlich auch blindlings einen A/D-Wandler aussuchen, dessen Eingangssignalbereich genau dem Ausgangssignalbereich des Sensors entspricht. Bei beiden Strategien ist jedoch Vorsicht geboten. Da die tatsächliche Systemauflösung und -genauigkeit die entscheidenden Spezifikationen sind, sollte man sich ausführlicher mit dem vom System beigesteuerten Rauschen befassen.

Beispielsweise entspricht bei einem 12-Bit-System mit einem Bereich von 5 V und einem analogen Verstärkungsfaktor von 250 V/V das System-LSB (Least Significant Bit) einem Wert von 5 V / 250 / 212 oder 4,88 mV. Bild 1a veranschaulicht ein solches System.

Im zweiten Fall wird das Sensorsignal einem 24-Bit-Wandler ohne Verstärkung zugeführt (Bild 1b). Dies ist möglich, weil der LSB-Betrag des 24-Bit-Systems einer analogen Verstärkung von 4096 entspricht. Verfolgt man diese Schaltungsstrategie, kann man die Effekte einer analogen Potentialverschiebung eliminieren, wenn man die Differenzeingänge des A/D-Wandlers verwendet. Auf diese Weise kann man eine Spannung an den ADC-Minuseingang und zugleich das Ausgangssignal des Sensors an den ADC-Pluseingang anlegen. Der 24-Bit-A/D-Wandler ist zwar über seinen gesamten Eingangsspannungsbereich hinweg funktionsfähig, aber das Sensorausgangssignal bewirkt nur die Ausgabe eines Teils der ADC-Ausgangscodes. Die gezielte Auswahl dieses ADC-Teilbereichs hat zur Folge, dass nur der optimale Abschnitt des Signalbereichs genutzt wird. Setzt man einen 24-Bit-ADC mit einer effektiven Auflösung von 23 Bit ein, so ist dies dasselbe, als hätte man 2048 einzelne 12-Bit-Wandler über den Dynamikbereich des Wandlers verteilt.

Von Bonnie C. Baker, Texas Instruments

Leistungsfähiger Breitband-Empfänger mit Antialiasing-Filter

In diesem Schaltungstipp stellen wir eine schnelle Empfänger-Eingangsstufe mit einer Bandbreite von 152 MHz vor. Sie besteht aus einem rauscharmen differenziellen Verstärker und einem 16 Bit A/D-Wandler mit einer Abtastrate von 250 MSample/s.

Die Schaltung in Bild 1 zeigt eine Empfänger-Eingangsstufe mit großer Bandbreite, die aus dem rauscharmen differentiellen Verstärker ADL5562 und dem 16 Bit A/D-Wandler AD9467 (mit einer Abtastrate von 250 MSample/s) aufgebaut ist.

Der Butterworth-Antialiasing-Filter dritter Ordnung wurde entsprechend der Verstärker- und A/D-Wandler-Spezifikationen in puncto Leistungsfähigkeit und Schnittstellen optimiert. Die Einfügeverluste, die durch das Filternetzwerk und andere Komponenten verursacht werden, betragen 1,8 dB.

Die Schaltung offeriert eine Bandbreite von 152 MHz mit einer Flachheit im Durchlassbereich von 1 dB. Das SNR (Signal-Rausch-Verhältnis) und der SFDR (störungsfreier Dynamikbereich), gemessen mit einem Analogeingangssignal von 120 MHz, betragen 72,6 dBFS bzw. 82,2 dBc.

Schaltungsbeschreibung

Die Schaltung arbeitet mit massebezogenen Eingangssignalen und wandelt diese mit einem Breitband (3 GHz) 1:1-Transformator des Typs M/A-COM ECT1-1-13M in differentielle Signale um. Der differentielle 3,3-GHz-Verstärker ADL5562 hat eine differentielle Eingangsimpedanz von 400 Ω, bei einer Verstärkung von 6 dB und 200 Ω bei einer Verstärkung von 12 dB. Eine Verstärkungsoption von 15,5 dB ist ebenfalls verfügbar.

Der ADL5562 ist ein idealer Treiber für den AD9467. Die komplett differentielle Architektur durch den Tiefpassfilter und in den A/D-Wandler bietet eine gute HF-Gleichtaktunterdrückung und minimiert Verzerrungsprodukte zweiter Ordnung.

Der Chip bietet je nach Eingang eine Verstärkung von 6 oder 12 dB. In der gezeigten Schaltung wurde eine Verstärkung von 6 dB verwendet, um die Einfügeverluste von Filternetzwerk und Transformator (etwa 1,8 dB) zu kompensieren. Dies bietet eine Signalverstärkung von insgesamt 3,9 dB.

Ein Eingangssignal von +6,0 dBm produziert ein differentielles Vollsausschlags-Signal von 2 Vss am ADC-Eingang.

Der Antialiasing-Filter ist ein Butterworth-Filter dritter Ordnung, der mit einem Standard-Filterprogramm entwickelt wurde. Der Butterworth-Filter wurde wegen seines flachen Verlaufs im Durchlassband gewählt. Ein Filter dritter Ordnung erzielt ein AC-Rauschbandbreiten/Signalbandbreitenverhältnis von 1,05 und kann mit Hilfe kostenloser Filterprogramme wie z.B. dem von Nuhertz oder Quite Universal Circuit Simulator – Qucs entwickelt werden.

Um eine optimale Leistungsfähigkeit zu erzielen, sollte der ADL5562 mit einer differentiellen Last von 200 Ω beaufschlagt werden. Die 15-Ω-Widerstände isolieren die Filterkapazität vom Verstärkerausgang, während die 243-Ω-Widerstände parallel zur Downstream-Impedanz eine Lastimpedanz von 203 Ω ergeben, wenn sie zum 30-Ω-Serienwiderstand addiert werden. Die 20-Ω-Widerstände in Reihe mit den ADC-Eingängen isolieren interne Schalttransienten vom Filter und Verstärker. Der 511-Ω-Widerstand parallel zum A/D-Wandler reduziert die Eingangsimpedanz des A/D-Wandler für eine besser vorhersagbare Leistungsfähigkeit.

Der Butterworth-Filter dritter Ordnung wurde mit einer Quellimpedanz von 38,6 Ω, einer Lastimpedanz von 269 Ω und einer 3-dB-Bandbreite von 180 MHz entwickelt. Die vom Programm berechneten Werte werden in Bild 1 gezeigt. Die für die passiven Komponenten des Filters gewählten Bauteile sind Standardwerte, die den vom Programm erzeugten Werten am nächsten kommen.

 Bild 2: Differentielles Butterworth-Filter dritter Ordnung mit ZS = 38,6 Ω, ZL = 269 Ω und FC = 180 MHz Bild 2: Differentielles Butterworth-Filter dritter Ordnung mit ZS = 38,6 Ω, ZL = 269 Ω und FC = 180 MHz

Der interne Kondensator des ADC mit einer Kapazität von 3,5 pF wurde vom Wert des zweiten Shunt-Kondensators subtrahiert, damit eine Kapazität von 32,29 pF erzielt wird.

In der Schaltung wurde dieser Kondensator mit zwei 62-pF-Kondensatoren, verbunden mit Masse, realisiert (Bild 2). Dies liefert den gleichen Filtereffekt und bietet ein kleines Maß an AC-Gleichtaktunterdrückung.

 Bild 3: Flachheit des Durchlassbands in Abhängigkeit von der Frequenz Bild 3: Flachheit des Durchlassbands in Abhängigkeit von der Frequenz

Die gemessene Leistungsfähigkeit des Systems fasst Tabelle 1 zusammen. Die 3-dB-Bandbreite beträgt 152 MHz. Der gesamte Einfügeverlust des Netzwerks beträgt etwa 2 dB. Bild 3 zeigt den Bandbreitenverlauf. Aus Bild 4 sind SNR und SFDR ersichtlich.

 Bild 4: SNR/SFDR in Abhängigkeit von der Frequenz Bild 4: SNR/SFDR in Abhängigkeit von der Frequenz

Filter- und Schnittstellendesign

Im Folgenden wird ein allgemeines Konzept zur Entwicklung der Verstärker/ADC-Schnittstelle mit Filter vorgestellt. Um die optimale Leistungsfähigkeit (Bandbreite, SNR, SFDR etc.) zu erzielen, müssen bestimmte Anforderungen erfüllt werden:

  • Am Verstärker sollte die richtige DC-Last anliegen, wie sie im Datenblatt für eine optimale Leistungsfähigkeit empfohlen wird.
  • Für den Reihenwiderstand muss der richtige Wert zwischen Verstärker und der durch den Filter repräsentierten Last gewählt werden. Dadurch können unerwünschte Spitzen im Durchlassband verhindert werden.
  • Die Eingangsimpedanz am A/D-Wandler sollte mit einem externen Parallelwiderstand reduziert werden. Der richtige Reihenwiderstand sollte verwendet werden, um den ADC vom Filter zu isolieren. Dieser Serienwiderstand reduziert auch Spitzen, sogenanntes „Peaking”.
 Bild 5: Verallgemeinerte Schnittstelle zwischen differentiellem Verstärker und A/D-Wandler mit Tiefpassfilter Bild 5: Verallgemeinerte Schnittstelle zwischen differentiellem Verstärker und A/D-Wandler mit Tiefpassfilter

Die verallgemeinerte Schaltung in Bild 5 gilt für die meisten schnellen differentiellen Verstärker/ADC-Schnittstellen und dient als Basis für die Diskussion. Das Design nutzt die relativ hohe Eingangsimpedanz der meisten schnellen A/D-Wandler und die relativ geringe Impedanz des Treibers (Verstärker), um den Einfügungsverlust des Filters zu minimieren.

Die Schaltung wird in der Regel wie folgt entwickelt:

  • Auswahl des externen ADC-Abschlusswiderstands RTADC, so dass die parallele Kombination aus RTADC und RADC zwischen 200 und 400 Ω liegt.
  • Auswahl von RKB basierend auf Erfahrung und/oder den Empfehlungen im Datenblatt des A/D-Wandlers. Der Wert liegt normalerweise zwischen 5 und 36 Ω.
  • Berechnen der Filterlastimpedanz mit der Gleichung ZAAFL = RTADC || (RADC + 2 RKB)
  • Auswahl des externen Serienwiderstands für den Verstärker (RA). RA sollte kleiner als 10 Ω sein, falls die differentielle Ausgangsimpedanz des Verstärkers 100 bis 200 Ω beträgt. RAsollte zwischen 5 und 36 Ω liegen, wenn die Ausgangsimpedanz des Verstärkers 12 Ω oder weniger beträgt.
  • Auswahl von RTAMP so, dass die vom Verstärker „gesehene” Gesamtlast ZALoptimal für den bestimmten differentiellen Verstärker, gewählt nach der Gleichung ZAL = 2 RA + (ZAAFL || 2 RTAMP), ist.
  • Berechnen des Filter-Quellwiderstands mit ZAAFS = 2 RTAMP || (ZO + 2 RA).
  • Anhand eines Filterdesignprogramms oder Tabellen erfolgt die Entwicklung des Filters mit den Quell- und Lastimpedanzen ZAAFS und ZAAFL, Filtertyp, Bandbreite, Ordnung etc. Es sollte eine Bandbreite gewählt werden, die etwa 40% höher ist als die halbe Abtastrate, um einen flachen Anstieg im Frequenzbereich von DC bis fs/2 sicherzustellen.
  • Die interne ADC-Kapazität CADC sollte vom finalen Shunt-Kondensatorwert, generiert vom Programm, subtrahiert werden. Das Programm liefert den Wert CSHUNT2 für den differentiellen Shunt-Kondensator. Die finale Gleichtakt-Shunt-Kapazität beträgt CAAF2 = 2(CSHUNT2 – CADC).

Nach diesen vorläufigen Berechnungen sollte die Schaltung auf folgende Eigenschaften hin überprüft werden:

  • Der Wert von CAAF2 sollte mindestens 10 pF betragen, damit er um ein Mehrfaches höher ist als CADC. Dies minimiert die Empfindlichkeit des Filters auf Abweichungen im CADC.
  • Das Verhältnis von ZAAFL zu ZAAFS sollte nicht mehr als 7 betragen, damit der Filter in den Grenzen der meisten Filtertabellen und Designprogramme liegt.
  • CAAF1 sollte eine Kapazität von mindestens 5 pF haben, um die Empfindlichkeit gegenüber parasitären Kapazitäten und Bauteileabweichungen zu minimieren.
  • Sinnvoll für die Induktivität LAAF ist ein Wert von mindestens einigen nH.
 Tabelle 1: Gemessene Leistungsfähigkeit der Schaltung Tabelle 1: Gemessene Leistungsfähigkeit der Schaltung

In einigen Fällen liefert das Simulationsprogramm zur Filterentwicklung mehr als eine einzige Lösung. Dies ist insbesondere bei Filtern höherer Ordnung der Fall. Die Lösung, welche die realistischsten Bauteilewerte liefert sollte stets ausgewählt werden. Ebenfalls sollte eine Konfiguration mit Shunt-Kondensator verwendet werden, damit diese sich mit der ADC-Eingangskapazität kombinieren lässt.

Schaltungsoptimierungstechniken und Kompromisse

Die Parameter in dieser Schnittstellenschaltung sind sehr interaktiv. Deshalb ist es fast unmöglich, die Schaltung für alle Schlüsselspezifikationen wie Bandbreite, Bandbreiten-Flachheit, SNR, SFDR und Verstärkung zu optimieren. Allerdings kann das „Peaking”, das oft im Bandbreitenverlauf auftritt, minimiert werden, indem man RA und RKB variiert.

 Bild 6: Anstieg des Durchlassbands in Abhängigkeit vom Serienwiderstand am Vertärker Ausgang RA Bild 6: Anstieg des Durchlassbands in Abhängigkeit vom Serienwiderstand am Vertärker Ausgang RA

Bild 6 zeigt, wie sich das „Peaking“ des Durchlassbands reduziert, wenn der Wert des Ausgangs-Serienwiderstands RAerhöht wird. Wenn der Wert dieses Widerstands erhöht wird, gibt es jedoch eine größere Signaldämpfung und der Verstärker muss ein größeres Signal treiben, um den Vollausschlags-Eingangsbereich des A/D-Wandlers zu nutzen.

Der Wert von RA beeinflusst auch das SNR. Höhere Werte reduzieren zwar Spitzen in der Bandbreite, neigen aber dazu, das SNR leicht zu erhöhen. Dies ist auf den höheren Signalpegel zum Treiben des ADC-Full-Scale zurückzuführen.

Der Serienwiderstand RKB an den ADC-Eingängen sollte so gewählt werden, dass er die durch Charge Injection des internen Sampling-Kondensators im A/D-Wandler verursachte Verzerrung minimiert. Eine Erhöhung dieses Widerstands kann ebenfalls Spitzen in der Bandbreite reduzieren.

Erhöht man jedoch RKB, steigt auch die Signaldämpfung und der Verstärker muss ein größeres Signal treiben, um den ADC-Eingangsbereich zu füllen.

Eine andere Methode, um den Anstieg im Durchlassbereich zu optimieren ist, den Filter-Shunt-Kondensator CAAF2 etwas zu verändern.

Der ADC-Eingangs-Abschlusswiderstand RTADC sollte normalerweise so gewählt werden, dass die Eingangsimpedanz des A/D-Wandlers zwischen 200 und 400 Ω liegt. Macht man ihn kleiner, reduziert sich der Einfluss der ADC-Eingangskapazität. Dies kann der Filter stabilisieren, erhöht aber den Einfügeverlust der Schaltung. Eine Erhöhung des Wertes reduziert ebenfalls das „Peaking“.

Einen ausgewogenen Kompromiss zu finden, kann schwierig sein. In dieser Schaltung hat jeder Parameter die gleiche Gewichtung. Deshalb sind die gewählten Werte repräsentativ für die Schnittstellen-Leistungsfähigkeit aller Design-Charakteristika. In einigen Schaltungen werden eventuell verschiedene Werte gewählt, um je nach Systemanforderungen SFDR, SNR oder Eingangspegel zu optimieren.

Die SFDR-Leistungsfähigkeit in dieser Schaltung wird durch zwei Faktoren bestimmt. Verstärker und Werte der ADC-Schnittstellenkomponenten (Bild 1) sowie die Einstellung des internen Front-End-Pufferbiasstroms im AD9467 über ein internes Register. Die tatsächlichen SFDR-Werte in Tabelle 1 ergeben sich nach der SFDR-Optimierung, beschrieben im Datenblatt des AD9467.

Ein weiterer Kompromiss, der in dieser Schaltung gemacht werden kann, ist der Vollausschlagsbereich des A/D-Wandlers. Die differentielle Vollausschlags-Eingangsspannung des A/D-Wandlers wurde auf 2 Vss eingestellt, was einen optimalen SFDR garantiert. Eine Änderung des Vollausschlags-Eingangsbereichs auf 2,5 Vss ergibt eine Verbesserung des SNR um etwa 1,5 dB, senkt aber den SFDR nur minimal. Der Eingangsbereich wird durch den in ein internes Register des AD9467 geladenen Wert eingestellt, der im Datenblatt angegeben ist.

Das Signal ist mit den 0,1-μF-Kondensatoren AC-gekoppelt, um die Gleichtaktspannungen zwischen Verstärker, Abschlusswiderständen und ADC-Eingängen zu blocken. Weitere Details zu Gleichtaktspannungen stehen im Datenblatt des AD9467.

Passive Bauteile und Überlegungen zur Leiterplattenlayout

Die Leistungsfähigkeit der vorgestellten Schaltung hängt stark vom Leiterplattenlayout ab. Dies beinhaltet z.B. Stromversorgungs-Bypassing, Verbindungen mit kontrollierter Impedanz (wo erforderlich), Bauteileplatzierung, Signal-Routing sowie Power- und Masseflächen.

Oberflächenmontierbare Kondensatoren mit geringen Parasitäten, Induktivitäten und Widerstände sollten als passive Bauteile im Filter verwendet werden. Die gewählten Spulen stammen aus der Serie 0603CS von Coilcraft. Die SMD-Kondensatoren im Filter haben eine Toleranz von 5%. Eine vollständige Dokumentation des Systems findet sich im Design Support Package.

Häufige Varianten der Schaltung

Für Anwendungen, die weniger Bandbreite benötigen und nur wenig Energie verbrauchen dürfen, kann der differentielle Verstärker ADL5561 verwendet werden. Er hat eine Bandbreite von 2,9 GHz und nimmt nur 40mA auf. Für eine noch geringere Bandbreite und weniger Energieverbrauch ist auch der ADA4950-1 einsetzbar. Dieses Bauteil hat eine Bandbreite von 1 GHz und nimmt 10 mA auf. Für höhere Bandbreiten eignet sich der zu den anderen Modellen anschlusskompatible differentielle Verstärker ADL5565 mit 6 GHz.

Schaltungsevaluierung und Test

Diese Schaltung nutzt das modifizierte Board AD9467-250EBZ und das FPGA-Datenerfassungsboard HSC-ADC-EVALCZ. Beide Boards lassen sich über High-Speed-Steckverbinder anschließen und ermöglichen ein schnelles Setup und die Evaluierung der Leistungsfähigkeit. Das AD9467-250EBZ enthält die hier beschriebene Schaltung. Das Datenerfassungsboard wird in Verbindung mit der Evaluierungssoftware Visual Analog und der SPI-Controller-Software verwendet, um den A/D-Wandler richtig zu steuern und Daten zu erfassen. Blockschaltbild, BOM und Layout für das Board AD9467-250EBZ sind im User Guide UG-200 beschrieben. Die Datei readme.txt im Design Support Package beschreibt die Modifikationen, die am Standard-Board vorgenommen wurden. Application Note AN-835 beschreibt, wie man die Hard- und Software einrichtet, um die hier beschriebenen Tests durchzuführen.

Der Autor: Rob Reeder, Analog Devices

Was ist die (Wandler) Frequenz?

Frage: Wie entwickelt man eine Wandler-Eingangsstufe ohne Beeinträchtigung der Leistungsfähigkeit?
Antwort: Entwickler, die einen Wandler mit hochfrequenter Abtastrate einsetzen, müssen sich vielen Herausforderungen stellen. Die Entwicklung einer Eingangsstufe ist nicht einfach. Die folgenden Hinweise können Ingenieure an eine Lösung heranführen.

Zur Auswahl stehen drei Typen von Eingangsstufen: Basisband, Schmalband oder Breitband. Welcher Typ verwendet wird, bestimmt die Applikation. Basisband-Applikationen verlangen Bandbreiten von DC oder im niedrigen MHz-Bereich bis zur Nyquist-Frequenz des Wandlers. Als relative Bandbreite ausgedrückt bedeutet dies etwa 100 MHz oder weniger. Diese Designs können entweder einen Verstärker, oder einen Transformator (Balun) enthalten.

Schmalband-Applikationen (wobei schmal relativ zur vollen Nyquist-Bandbreite des A/D-Wandlers ist) arbeiten normalerweise mit hohen Zwischenfrequenzen. Sie nutzen normalerweise nur 5 bis 20MHz Bandbreite in der zweiten oder dritten Nyquist-Zone mit einer Mittenfrequenz von >190 MHz. Die Schaltung benötigt nur einen Bereich der Nyquist-Bandbreite. Die nicht genutzte Bandbreite wird jedoch oft zur Implementierung eines Antialiasing-Filters verwendet. Normalerweise wird ein Transformator bzw. Balun für diese Applikationen verwendet. Allerdings lässt sich auch ein Verstärker einsetzen, falls seine Leistungsfähigkeit bei diesen Frequenzen adäquat ist.

Breitbandschaltungen brauchen alles. Dabei nimmt der Anwender alles, was der Wandler liefert. Diese Designs haben die größte Bandbreite und machen die Entwicklung der Eingangsstufe von allen drei Typen zur größten Herausforderung. Diese Applikationen brauchen Bandbreiten von DC oder im niedrigen MHz-Bereich bis zu mehreren GHz. Derzeit beinhalten diese Schaltungen normalerweise einen Breitband-Balun. Doch Verstärker holen auf in Sachen Bandbreite und Leistungsfähigkeit.

Nach der Wahl des Wandlers wird der Eingangsstufen-Verstärker (aktiv) oder Transformator (passiv) gewählt. Die Kompromisse bei beiden sind zahlreich und richten sich nach der Applikation. Sie lassen sich aber auf wenige Punkte zusammenfassen. Verstärker verursachen Rauschen, benötigen eine Stromversorgung und verbrauchen elektrische Energie. Allerdings sind sie nicht von der Verstärkungs-Bandbreite abhängig wie ein Transformator. Auch haben sie eine bessere Verstärkungsflachheit (Gain Flatness) im Durchlassbereich.

Transformatoren sind passiv. Damit verursachen sie kein Rauschen und brauchen keine elektrische Energie. Allerdings kann ihr asymmetrisches Verhalten Störungen bewirken. Transformatoren sind keine idealen Bauteile. Falls sie nicht richtig eingesetzt werden, können ihre Parasitäten jedes Design beeinträchtigen, speziell bei höheren Frequenzen (>100 MHz).

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.

Glätten gewandelter Daten durch Moving-Average-Filter

Nutzer von A/D-Wandlern legen mit ihrem Controller oder Prozessor oft Mittelwegalgorithmen an den Ausgang mehrerer Wandler-Samples. Ein gewandeltes Signal lässt sich somit glätten (Bild 1) und die effektive Auflösung steigt, da sich das Systemrauschen verringert.

Gewandelte Daten lassen sich glätten, indem man mehrere Signale bei konstanter Abtastrate erfasst. Bei einer vorbestimmten Gruppe oder Anzahl von Samples bildet man den Mittelwert und wiederholt diesen Prozess mit verschiedenen Gruppen über einen bestimmten Zeitrahmen. Die Gesamtsumme der Mittelwerte ergibt ein geglättetes Signal.

Diese Mittelwertbildung stellt einen Tiefpassfilter für die Wandler-Ausgangsdaten dar. Die Filtereffizienz lässt sich über die Wahl der Sample-Anzahl für die Mittelwertgruppen selektieren. Eine höhere Zahl Samples pro Gruppe ergeben eine bessere Glättung. Der Mittelwertprozess eliminiert Ausschläge bei den Rohdaten und verringert die Bandbreite des Endsignals.

Ein Nebeneffekt dieser Mittelwertbildung ist die höhere Wandlerauflösung. Idealerweise erhöht ein Durchschnitt von 4 Samples (41) eines DC-Signals die effektive Auflösung des Wandlers um den Wert 1. Der Signal-Rauschabstand (SNR) erhöht sich damit um 6 dB. 16 gemittelte Samples (42) erhöhen die Auflösung um den Faktor 2 und den SNR um 12 dB. Theoretisch steigert eine Gruppengröße von 4n die Anzahl der effektiven Bits seitens der Wandlung um n – in der realen Welt treten allerdings Einschränkungen auf.

Man kann die Zahl der effektiven Bits mit einem A/D-Wandler erhöhen, solange man das Ganze innerhalb realistischer Grenzen betreibt und sich der nicht idealen Bedingungen bewusst ist. So erfordert z.B. das Konvertieren eines 12-Bit-Ergebnisses auf 16 Bit 44 gemittelte Samples, d.h. 256 Samples. Hier stellt sich die Frage nach der Rentabilität. Wenn die Endauflösung höher als 16 Bit ist, steigt die Sampleanzahl rapide. Im Übrigen sollte der 12-Bit-Wandler in diesem Beispiel ein paar Bit Ausgangsrauschen behalten, um sicher zu stellen, dass die Mittelung effektiv ist. Dieses Ausgangsrauschen sollte die Form einer Gauß-Verteilung haben.

Nicht ideale Bedingungen können die Gruppengröße beeinflussen. Dazu zählen Driftvorgänge, Stromschwankungen, Spannungsreferenzänderungen und Temperaturänderungen. Die Sample-Anzahl eines nicht idealen Systems kann von 2000 (mit einem idealen driftfreien System) bis zu mehreren hundert Samples variieren. Je höher die Zahl ist, desto größer ist das Ausgangsrauschen. Um die Mittelwertbildung zu optimieren, verwendet man Methoden der Allan-Varianz. Letztendlich sollte anhand des Eingangssignal immer überprüft werden, dass die Wandlung nicht an einem Signal mit Einschwingfehler oder Interferenzen durchgeführt wurde.

Um Zeit zu sparen, können FIFOs implementiert werden. Dazu fügt man einen neuen Datenwert zu und subtrahiert diesen Wert dann von der Gesamtsumme.

Massebezogene in differenzielle Signale bei Präzisionsverstärkern umsetzen

Dieser Schaltungstipp beschreibt eine hochgenaue Schaltung, die massebezogene in differenzielle Signale umsetzt und die Programmierung der Verstärkung über Widerstände ermöglicht.

 Bild 1: Hochgenauer Single-Ended/Differenz-Wandler mit widerstandsprogrammierbarer Verstärkung
Bild 1: Hochgenauer Single-Ended/Differenz-Wandler mit widerstandsprogrammierbarer Verstärkung

Viele Anwendungen wie zum Beispiel Treiberschaltungen für moderne A/D-Wandler oder die Übertragung von Signalen über verdrillte Zweidrahtleitungen sowie Schaltungen zur Aufbereitung von HiFi-Audiosignalen benötigen differenzielle Signale um bessere Signal/Rausch-Verhältnisse, eine höhere Gleichtaktrauschimmunität und geringere Verzerrungen der zweiten Harmonischen zu erzielen. Aufgrund dieser Anforderungen ist eine Schaltung erforderlich, die massebezogene in differenzielle Signale (Single-Ended/Differential) wandeln kann.

Für viele Anwendungen reicht ein genauer, komplett differenzieller Verstärker mit geringer Leistungsaufnahme und integrierten Präzisionswiderständen wie der AD8476 völlig aus, um massebezogene in differenzielle Signale zu wandeln. Bei Applikationen, die eine höhere Genauigkeit verlangen, kann ein Präzisions-Operationsverstärker des Typs OP1177 mit dem AD8476 kaskadiert werden (Bild 1). Dieser „Single-Ended/Differential“-Wandler verfügt über Eigenschaften wie eine sehr hohe Eingangsimpedanz, ein Biasstrom von max. 2 nA, eine Offsetspannung von max. 60 µV und eine Offsetspannungsdrift von max. 0,7 µV/°C.

In dieser Rückkopplungsanordnung mit zwei Verstärkern bestimmt der Operationsverstärker (OPV) die Genauigkeit sowie das Rauschverhalten der Schaltung, während der differenzielle Verstärker die Wandlung „massebezogen/differenziell“ durchführt. Die Rückkopplung unterdrückt die Fehler des AD8476 – einschließlich Rauschen, Verzerrung, Offset und Offsetdrift – indem sie den differenziellen Verstärker in die Rückkopplungsschleife des Operationsverstärkers einbindet. Die hohe Verstärkung des OPV bei offener Regelschleife übersteigt die des differenziellen Verstärkers. Somit dämpft die Rückkopplung die Fehler des AD8476 um die offene Schleifenverstärkung des Operationsverstärkers bezogen auf den Eingang.

Die Verstärkung (V) des „Single-Ended/Differential“-Wandlers in Bild 1 wird durch die externen Widerstände RF und RG eingestellt. Es gilt Gleichung 1.

 Gleichung 1
Gleichung 1

Eine minimale Verstärkung von zwei kann erzielt werden, indem man RF überbrückt und RG herausnimmt.

Wie bei allen Rückkopplungen muss auf die Stabilität des Systems geachtet werden. Die Kaskade aus OP1177 und AD8476 bilden einen Operationsverstärker mit zusammengesetztem differenziellen Ausgang, dessen Schleifenverstärkung über die Frequenz dem Produkt der offenen Schleifenverstärkung des OP1177 und der geschlossenen Schleifenverstärkung des AD8476 entspricht.

Daher verursacht die Bandbreite des AD8476 bei geschlossener Regelschleife eine Polstelle in der Übertragungsfunktion zur offenen Schleifenverstärkung des OP1177. Um die Stabilität sicherzustellen, sollte die Bandbreite des AD8476 höher als die Frequenz des OP1177 bei Eins-Verstärkung sein.

Diese Anforderung wird erleichtert, wenn die Schaltung eine geschlossene Schleifenverstärkung von mehr als 2 aufweist, da das Widerstands-Rückkopplungsnetzwerk die Eins-Verstärkungsfrequenz des OP1177 um den Faktor RG/(RG+RF) effizient reduziert. Da der AD8476 eine Bandbreite von 5 MHz aufweist und der OP1177 eine Eins-Verstärkungsfrequenz von 1 MHz bietet, zeigt die Schaltung in Bild 1 bei beliebiger Frequenz keine Stabilitätsprobleme.

 Gleichung 2
Gleichung 2

Beim Einsatz eines Operationsverstärkers, der eine wesentlich größere Eins-Verstärkungsfrequenz als die Bandbreite des differenziellen Verstärkers aufweist, kann ein die Bandbreite begrenzender Kondensator CF in die Schaltung integriert werden (Bild 1). Der Kondensator CF bildet mit dem Rückkopplungswiderstand RF einen Integrator. Die Bandbreite (BW) der gesamten Schaltung wird somit nach Gleichung 2 bestimmt.

Falls diese reduzierte Bandbreite niedriger als die Bandbreite der geschlossenen Regelschleife des differenziellen Verstärkers ist, verhält sich die Schaltung stabil. Diese die Bandbreite begrenzende Technik kann auch bei einer Verstärkung von 2 verwendet werden, indem man RG herausnimmt.

Die Autoren: Sandro Herrera und Moshe Gerstenhaber arbeiten bei Analog Devices.

Achtkanaliges Datenerfassungssystem mit einem OPV ansteuern

Der folgende Beitrag zeigt, wie sich der A/D-Wandler eines achtkanaligen Datenerfassungssystems mit einem einzigen Operationsverstärker ansteuern lässt.

Der 1 MSample/s schnelle 8-Kanal-A/D-Wandler AD7329 mit einer Auflösung von 12 Bit plus Vorzeichen verfügt über echte bipolare Eingänge mit vier unabhängigen, programmierbaren, softwareselektierbaren Eingangsspannungsbereichen: ±4×UREF, ±2×UREF, ±UREF und 0 bis 4×UREF. Der Wandler lässt sich für viele Anwendungen konfigurieren.

Der Baustein enthält einen 8-Kanal-Multiplexer mit nachgeschaltetem Track-and-Hold- und SAR-A/D-Wandler, einen Kanal-Sequenzierer, eine 2,5-V-Referenz und eine SPI-kompatible Schnittstelle (Bild 1).

Die analogen Eingangskanäle des Wandlers sind über den Multiplexer I/PMUX auf die Anschlüsse MUXOUT+ und MUXOUT– des Bauteils herausgeführt. Die Anschlüsse ADCIN+ und ADCIN– sind mit dem Track-and-Hold-Schalter und einem Speicher-Kondensator verbunden. Die Eingangsquelle liefert den Strom zur Ansteuerung des A/D-Wandler-Eingangs. Das Einschwingen auf die erforderliche Genauigkeit muss innerhalb der Erfassungszeit des A/D-Wandlers von 300 ns erfolgen.

Beim „Umschalten“ des Track-and-Hold-Schalters von „Hold” auf „Track” können vom A/D-Wandler erzeugte Transienten die Eingangsquelle beeinträchtigen. Daher ist bei Anwendungen, die mit der maximalen Abtastrate arbeiten, zum Treiben des A/D-Wandlers ein eingangsseitiger Pufferverstärker erforderlich. Dieser isoliert die Quelle vom Track-and-Hold-Schalter.

 Bild 2: Puffer zwischen MUXOUT und ADCIN beim AD7329 erhöhen die Eingangsimpedanz
Bild 2: Puffer zwischen MUXOUT und ADCIN beim AD7329 erhöhen die Eingangsimpedanz

Die flexible Architektur des AD7329 ermöglicht die Platzierung eines Operationsverstärkers zwischen die MUXOUT+ und ADCIN+-Anschlüsse (Bild 2). Dazu kann der rausch- und verzerrungsarme Operationsverstärker AD797 verwendet werden.

Diese Variante erhöht die Eingangsimpedanz und reduziert den Strom, der zum Ansteuern des A/D-Wandlers benötigt wird. Außerdem erlaubt diese Konfiguration das Ansteuern von acht analogen Eingangskanälen mit einem einzigen Operationsverstärker bei maximaler Abtastfrequenz. Somit werden die Zahl der Bauteile, die Leiterplattenfläche und die Systemkosten reduziert.

Bei einigen Anwendungen muss die Verstärkung geändert werden, um Eingangskanäle für unterschiedliche Signalamplituden zu implementieren. In diesen Fällen kann statt des Operationsverstärkers ein Instrumentenverstärker mit programmierbarer Verstärkung wie z.B. die Bauteile AD8250, AD8251 oder AD8253 verwendet werden.

Der Autor: Jakub Szymczak, Analog Devices.

Massebezogene DAC-Ausgänge in Differenz-Ausgänge wandeln

In vielen Schaltungen für genaue Pegelanpassungen sind Differenz-Ausgänge erforderlich. Preiswerte D/A-Wandler haben jedoch meist massebezogene Ausgänge. Dieser Schaltungstipp beschreibt eine Möglichkeit, Differenz-Ausgänge an einem D/A-Wandler mit Stromausgang zu realisieren.

Der 8-Bit-D/A-Wandler AD5424 mit Stromausgang ist mit einer Verstärkerstufe beschaltet, die seinen massebezogenen Ausgang in einen Differenz-Ausgang wandelt. Damit der D/A-Wandler mit optimaler Leistung arbeitet, wird er an einer unipolaren Spannung betrieben. Da sich die Ausgangs-Impedanz mit dem Code ändert, ist eine Pufferung erforderlich.

Der DAC kann mit einer AC-Referenz im Bereich ±10 V arbeiten. In diesem Fall wird eine negative Spannung verwendet, um eine positive Ausgangsspannung zu erzeugen. Der Wandler wird mit 5 V versorgt und arbeitet in diesem Fall mit einer maximalen Update-Rate von 5 MSample/s. Die Widerstände R1 und R2 sind nur dann erforderlich, wenn die Verstärkung eingestellt werden soll.

Die Schaltung zum Umsetzen massebezogener in Differenz-Signale besteht aus zwei kreuzverschalteten Operationsverstärkern, die über die Rückkoppelwiderstände R5 und R6 als „Unity-Gain Follower“ konfiguriert sind. In diesem symmetrischen Schaltkreis treiben beide Operationsverstärker den jeweils anderen OPV über die Widerstände R7 und R8 als Inverter mit Eins-Verstärkung. Die Spannung am positiven Anschluss des Verstärkers A2 stellt die Gleichtaktspannung ein. Über die Widerstände R3 und R4 wird die Differenz-Amplitude gesteuert. Besondere Aufmerksamkeit muss der Bauhöhe des Operationsverstärkers und der Last-Impedanz gewidmet werden.

In Anwendungen mit nur einer Versorgungsspannung lassen sich D/A-Wandler mit Stromausgang im Reverse-Mode betreiben. Dabei wird eine 0,8-V-Referenz an IOUTA gelegt und an VREF steht eine Ausgangsspannung von 0 bis 0,8 V zur Verfügung. In dieser Konfiguration ergibt sich mit einer positiven Referenzspannung eine positive Ausgangsspannung. VIN ist auf weniger als etwa 1 V begrenzt, da die Schalter in der DAC-Leiter keine identischen Source/Drain-Spannungen mehr aufweisen. Daraus resultiert, dass sich ihr Durchlasswiderstand verändert und höhere Spannungen die Linearität des D/A-Wandlers herabsetzen.

Der Ausgangsverstärker kann eine zusätzliche Verstärkung erzeugen. Der Rückkoppelwiderstand RFB wird in dieser Schaltung nicht verwendet. Er ist deshalb mit IOUTA verbunden, um Einflüsse durch Streukapazitäten zu verhindern. Da die Referenz eine variable Impedanz „sieht”, ist ein Puffer erforderlich. Die maximale Update-Rate ist auf 1,5 MSample/s begrenzt. Ein Zweifach-Oerationsverstärker kann verwendet werden, um den DAC-Eingang zu puffern und seine Ausgangsspannung zu verstärken.

Für Präzisionsanwendungen, die mit niedriger Geschwindigkeit arbeiten, sind ein niedriger Biasstrom, geringe Offsetspannung und Versorgung mit einer einzigen Spannung wichtig. Hierfür eignet sich der AD8628.

Für extrem schnelle Anwendungen sind Spannungsanstiegsgeschwindigkeit (Slew Rate) und Bandbreite von Bedeutung. In diesen Fällen ist der AD8042 mit einer Bandbreite von 170 MHz und einer Anstiegsgeschwindigkeit von 225 V/μs am besten geeignet.

Der Autor: Liam Riordan, Analog Devices

Open-Loop-Kalibriertechniken für D/A-Wandler

Im Prinzip wird ein D/A-Wandler mit einem digitalen Eingangswert gespeist und das Bauteil liefert dann eine analoge Ausgangsspannung. In der Praxis wird die Genauigkeit der Ausgangsspannung durch Verstärkungs- und Offsetfehler des D/A-Wandlers und anderer Bauteile in der Signalkette beeinträchtigt, die kompensiert werden müssen.

 Bild 1: Blockschaltbild des D/A-Wandlers AD537x mit einer Auflösung von 16 Bit und 40 Kanälen
Bild 1: Blockschaltbild des D/A-Wandlers AD537x mit einer Auflösung von 16 Bit und 40 Kanälen

Systementwickler müssen diese Fehler kompensieren, um eine genaue Ausgangsspannung zu erhalten. Dies kann mit externen Bauteilen oder durch einen Abgleich nach der Fertigung erfolgen.

Die digitale Kalibrierung modifiziert das am Eingang eines D/A-Wandlers angelegte Signal so, dass die Verstärkungs- und Offsetfehler berücksichtigt werden. Damit sind keine externen Bauteile oder ein zusätzlicher Abgleich erforderlich.

Zum Durchführen dieser Berechnungen in einem DSP oder Mikroprozessor sind zusätzliche Ressourcen erforderlich, die Kosten verursachen sowie Zeitaufwand benötigen. Einige D/A-Wandler enthalten integrierte Register, die Berechnungen im D/A-Wandler ermöglichen und den Prozessor für andere Aufgaben entlasten.

Die mehrkanaligen Wandler aus den denseDAC-Familien AD536x, AD537x, AD538x und AD539x von Analog Devices weisen acht bis 40 Kanäle auf und bieten Auflösungen von 12 bis 16 Bit. Versionen für eine unipolare Versorgungsspannung können Ausgangsspannungen von 5 V produzieren. Modelle für bipolare Versorgungsspannungen liefern Ausgangsspannungen von ±10 V. Alle Bauteile verfügen über spezielle m- und c-Register für jeden Kanal und ermöglichen eine jeweilige Verstärkungs- und Offsetkalibrierung.

 Bild 2: Ein Kanal des D/A-Wandlers AD5370 mit einer Auflösung von 16 Bit und 40 Kanälen
Bild 2: Ein Kanal des D/A-Wandlers AD5370 mit einer Auflösung von 16 Bit und 40 Kanälen

Die Grafik in Bild 2  zeigt einen Kanal des D/A-Wandlers AD5370 mit einer Auflösung von 16 Bit und 40 Kanälen. Die Werte für die m- und c-Register lassen sich mithilfe folgender vier Schritte berechnen:

  • Messen von Offset- und Vollausschlagsfehlern durch Einstellen des DAC-Eingangs auf Null und Vollausschlag.
  • Berechnen der tatsächlichen LSB-Größe durch Division des Bereichs durch die Anzahl des maximal möglichen Codes (65535 in diesem Fall).
  • Subtraktion der Anzahl der LSB, die mit dem überschrittenen Bereich des Default m-Registerwertes korrespondieren. Zum Beispiel korrespondieren 50 mV in einem 10-V-Bereich mit 326 LSB.
  • Addition der Anzahl von LSB, die mit dem Offset des Default c-Registerwertes korrespondieren. Zum Beispiel entpricht ein Offset von –10 mV 65 LSB.

Der D/A-Wandler kann jetzt so behandelt werden, als sei er ideal und berechnet die entsprechenden Werte zur Kompensierung von internen und Systemfehlern automatisch.

Der Autor: Ken Kavanagh arbeitet bei Analog Devices.

Passt Ihr A/D-Wandler zum vorgesehenen Einsatzzweck?

Thema dieses Artikels sind die Frequenzbereiche und die erforderlichen Auflösungen für verschiedene analoge Sensoren. Wir gehen dabei auf die gängigeren Sensor-Frequenzbereiche ein und untersuchen, wie sich SAR- und Delta-Sigma-A/D-Wandler mit ihren spezifischen Eigenschaften für Sensoren eignen, die Temperaturen, Füllstände, Drücke, Durchflussraten, mechanische Wege und optische Ereignisse erfassen können.

Messgrößen aus der realen Umwelt, beispielsweise Temperaturen, Drücke, Durchflussraten oder Licht, verlangen in der Regel einen speziellen Sensor, damit ein ökologischer Status oder dessen Veränderung korrekt erfasst werden kann. Sensoren sind in der Lage, diese physikalischen Größen in einen Widerstand, eine Spannung oder einen Strom umzuwandeln. Ihnen fehlt jedoch die Fähigkeit, die von ihnen ausgegebenen elektrischen Signale in eine digitale Information zu konvertieren, ganz zu schweigen von einer Verstärkung, Filterung, Offsetanpassung oder einer anderen Art elektrischer Signalaufbereitung.

Elektronikingeniure setzen verschiedene Bauelemente ein, um analoge Signale auf einen Pegel zu bringen, der sich für die nachfolgenden Verarbeitungsfunktionen eignet. Am Ende der Signalkette befindet sich meist ein A/D-Wandler, der die vom Sensor gelieferte Information in das abschließende digitale Resultat verwandelt.

Sensoren treffen auf die reale Welt

Die Temperatur ist die am häufigsten gemessene physikalische Größe. Das zu erfassende Temperaturspektrum reicht von den Bedingungen hier auf der Erde bis zu den extrem heißen oder kalten Umgebungen im Weltraum. Es gibt zahllose Sensoren, die auf absolute Temperaturen oder Temperaturänderungen ansprechen. Integrierte Silizium-Sensoren, Thermoelemente, Widerstandsthermometer (RTD, Resistive Temperature Devices), Thermistoren, Infrarot-Sensoren und Thermosäulen sind nur einige Beispiele.

 Bild 1: Rauschfreie Auflösung und Bandbreite verschiedener physikalischer Messgrößen
Bild 1: Rauschfreie Auflösung und Bandbreite verschiedener physikalischer Messgrößen

Wie Bild 1 zeigt, ändert sich die tatsächliche Temperatur in verschiedenen Prüfumgebungen nur mit einer relativ geringen Rate (unter 10 Hz). Der Elektronik-Entwickler strebt allerdings einen Genauigkeitsbereich von wenigen Bit bis zu 20 Bit an. Wird eine rauschfreie Auflösung von 20 Bit verlangt, muss der im System verwendete Datenwandler nicht weniger als 220 (= 1.048.576) saubere, unveränderliche Datenbits liefern.

Drucksensoren erfassen den Druck von Luft oder Gasen. Eine Unterkategorie der Drucksensoren stellen die Kraftaufnehmer dar, die das Gewicht der unterschiedlichsten Objekte erfassen können und hier einen Bereich von mehreren Tonnen bis zum Gewicht einer Wimper (oder auch weniger) abdecken. Diese Sensoren kommen in der Regel in rautenförmigen, aus vier Elementen bestehenden Widerstandsnetzwerken zum Einsatz. Der Frequenzbereich dieser Sensoren ist größer als der von Temperatursensoren und reicht bis etwa 100 Hz.

Temperatur-, Druck- und Audiosensoren (Mikrofone) erfassen im Prinzip den Fluss von Flüssigkeiten oder Gasen. Wie Bild 1 verdeutlicht, laufen die physikalischen Änderungen in Gasen oder Flüssigkeiten relativ langsam ab, was die Anforderungen an die Zahl der rauschfreien Bits entschärft.

Die von den soeben angeführten Sensoren ausgegebene Information kann als Widerstand, Spannung oder Strom vorliegen. In den meisten Fällen jedoch erzeugen die Sensoren schwache elektrische Signale, die unter Umständen eine weitergehende Signalaufbereitung erfordern.

Betrachtet man in Bild 1 den Bereich mit den größeren Bandbreiten, so stellen Schaltungen zum Erfassen von mechanischen Wegen, Näherungen oder Licht geringere Anforderungen an die Genauigkeit. Lichtsensor-Anwendungen wiederum können geringe Frequenzen im Verbund mit einer großen Zahl rauschfreier Bits erfordern (z.B. in Anwendungen der Medizintechnik beim Scannen) oder nach einer hochfrequenten digitalen Erfassung verlangen (z.B. Barcode-Scanner). Der Signalpfad eines Fotodetektors setzt für hohe Frequenzen geeignete Wandler wie z.B. SAR-ADCs (Successive Approximation Register) oder schnelle Delta-Sigma-Wandler (ΔΣ) voraus.

Wenn ein Systementwickler eine fertig aufbereitete digitale Entsprechung der jeweiligen physikalischen Größe benötigt, werden die Sensorschaltungen an ihrem Ende mit SAR- oder Delta-Sigma-ADCs bestückt. Der nächste Abschnitt dieses Artikels geht genauer auf beide Bauarten ein.

Verbindung zwischen Sensor und A/D-Wandler

 Bild 2: Auflösung und Umwandlungsrate von Delta-Sigma- und SAR-A/D-Wandlern
Bild 2: Auflösung und Umwandlungsrate von Delta-Sigma- und SAR-A/D-Wandlern

Die gängigsten A/D-Wandler für die Frequenzen der eben beschriebenen Sensoren sind der SAR- und der Delta-Sigma-ADC. Auflösung und Umwandlungsrate beider A/D-Wandler Bauarten sind in Bild 2 dargestellt. Delta-Sigma-Wandler, die bei niedrigeren Frequenzen bis etwa 10 kHz eingesetzt werden, sind den meisten Ingenieuren wegen ihrer extrem hohen Auflösung bekannt.

Delta-Sigma-ADCs ermitteln ihr digitales Ausgangswort durch Überabtastung des analogen Eingangssignals. Der eingangsseitige Delta-Sigma-Modulator erzeugt durch Oversampling des Analogsignals einen digitalen 1-Bit-Datenstrom. Ein digitales Filter extrahiert hieraus die Daten und wandelt sie in ein aus mehreren Bits bestehendes Ausgangswort um.

Delta-Sigma-Wandler können Ausgangsworte mit Auflösungen von 16 bis 24 Bit erzeugen, was zweifellos beeindruckend ist. Zu den Vorteilen des Delta-Sigma-Wandlers gehören die geringe Leistungsaufnahme, die extrem hohe Auflösung und die hohe Stabilität verbunden mit einem günstigen Preis. Die allgemeine Leistungsfähigkeit des Delta-Sigma-ADC gibt Entwicklern die Möglichkeit, die Zahl der analogen Signalaufbereitungs-Chips vor dem ADC-Eingang zu reduzieren. Als Nachteil dieses Wandlertyps ist anzuführen, dass er meist langsam ist. Bei einigen Wandlern ist die Latenz größer als null Zyklen.

Ein SAR-ADC dagegen nimmt gewissermaßen eine Momentaufnahme des analogen Signals auf. Ist die Signalprobe erfasst, ermittelt der Wandler das zugehörige digitale Ausgangswort mithilfe eines internen, iterativen Prozesses. Die Ausgangs-Auflösung eines SAR-ADC liegt in der Regel zwischen 8 und 18 Bit.

Man nutzt SAR-Wandler, deren Auflösung im mittleren bis hohen Bereich anzusiedeln ist, für mäßig schnelle Umwandlungen. Die größte Verbreitung haben SAR-Wandler in universellen Schaltungen, in denen analoge Signale zu digitalisieren sind. In ihrer Auflösung sind SAR-Wandler den Delta-Sigma-Wandlern meist unterlegen. Allerdings zeichnen sich SAR-ADCs beim Betrieb mit hoher Geschwindigkeit durch eine Latenz von null Zyklen aus (d.h. sie schwingen in einem einzigen Zyklus auf den Endwert ein). Man verwendet SAR-Wandler in vielen Datenerfassungs-Applikationen wie etwa Regelungen, bei der Stromversorgungs-Überwachung und bei der Analyse geringer bis mittlerer Frequenzen.

SAR-Wandler arbeiten mit einer Latenz von null Zyklen und erreichen eine hohe statische und dynamische Genauigkeit. Wandler dieser Art bewähren sich bestens in Low-Power-Anwendungen, denn sie fallen automatisch in eine Stromspar-Betriebsart, wenn kein analoges Signal digitalisiert wird. Die höchste Abtastrate eines SAR-Wandlers beträgt heute rund 5 MHz. Damit füllt diese Wandlerbauart hervorragend die Lücke zwischen dem Delta-Sigma-Wandler und den schnelleren Wandlertypen wie dem Pipeline-Wandler.

 Welche Wandlerbauart eignet sich für welche Anwendung?

 Tabelle 1: Umwandlungsrate und Auflösung von SAR- und Delta-Sigma-Wandlern
Tabelle 1: Umwandlungsrate und Auflösung von SAR- und Delta-Sigma-Wandlern

Bei der Auswahl des richtigen A/D-Wandlers für Ihre Anwendung könnte Tabelle 1 hilfreich sein. Darin werden Familien von SAR- und Delta-Sigma-Wandlern hinsichtlich ihrer Umwandlungsrate und Auflösung verglichen.

Die maximale Umwandlungsrate der auf dem heutigen Markt angebotenen SAR-Wandler beträgt ca. 5 MSample/s, und sie werden mit Auflösungen bis zu 18 Bit angeboten. Die Mehrzahl der in der gesamten Industrie eingesetzten SAR-ADCs aber hat Auflösungen von 8 bis 12 Bit. Die Umwandlungsrate von Delta-Sigma-Wandlern ist in der Regel kleiner als 625 kSample/s. Bei dieser Geschwindigkeit können Wandler mit einer Auflösung bis zu 24 Bit hergestellt werden. Delta-Sigma-Wandler mit Umwandlungsraten bis zu 10 MSample/s erreichen die Auflösung von 24 Bit dagegen nicht.

 Tabelle 2: Ranking verschiedener Eigenschaften von SAR- und Delta-Sigma-A/D-Wandlern
Tabelle 2: Ranking verschiedener Eigenschaften von SAR- und Delta-Sigma-A/D-Wandlern

In Tabelle 2 findet sich eine Wertung der beiden Wandler-Topologien in Bezug auf Durchsatz, Auflösung, Latenz und Stromverbrauch.

Aus Tabelle 2 ist zu entnehmen, dass SAR-Wandler hinsichtlich Durchsatz (Geschwindigkeit), Latenz, Multiplex-Fähigkeit und Stromverbrauch vorn liegen. Die Überlegenheit des Delta-Sigma-Wandlers gegenüber dem SAR-Wandler beschränkt sich auf die Auflösung.

Beim Messung von Temperaturen, Drücken oder optischen Größen sollte man bedenken, dass die SAR- und die Delta-Sigma-Bauart die bevorzugten Wandlerarchitekturen sind.

Von Bonnie C. Baker, Texas Instruments.

Literatur

[1] Baker, B.: “Temperature Sensing Technologies,” Application note (DS00679A), Microchip Technology, 1998

[2] “Understanding data converters,” Application Report (SLAA013), Texas Instruments, 1995.

[3] Baker, B.: “A Baker’s Dozen: Real analog solutions for digital designers.” Burlington, MA: Elsevier/Newnes, 2005.

 

 

Wie unterscheiden sich differenzielle Verstärkertypen?

Antwort: Das hängt möglicherweise mit dem von Ihnen gewählten differenziellen Verstärkertyp zusammen.

Bei der Analyse von Blockschaltungen bei Kunden stellen wir oft fest, dass der Verstärker genau das macht, wozu er entwickelt wurde. Als Problem stellt sich dann häufig heraus, dass Entwickler nicht zu einhundert Prozent mit differenziellen Verstärkern vertraut sind.

Den richtigen differenziellen Verstärker zu wählen, ist so ähnlich wie sich für den richtigen Neuwagen zu entscheiden. Es gibt viele Modelle. Und jedes Modell gibt es mit verschiedenen Optionen und Merkmalen. Alle Typen machen aber im Prinzip das gleiche – sie bringen Sie von A nach B. Jedoch weisen alle Modelle eigene Feinheiten auf. Und genau hier kann das Problem beginnen.

Bei der Wahl eines differenziellen Verstärkers sind die Optionen und Leistungsmerkmale wirklich entscheidend. Die drei wesentlichen Klassen von differenziellen Verstärkern sind der Sportwagen, die Mittelklasse und die Economy-Klasse; jede Klasse hat etwas anderes zu bieten.

Der differenzielle Verstärkertyp „Sportwagen“ läuft mit den höchsten Frequenzen. Diese Klasse differenzieller Verstärker bietet Bandbreiten im Gigahertz-Bereich, Slew-Raten von zehntausenden V/µs und einen VCM-Pin, über den man Ein- und Ausgangs-Gleichtaktspannung einstellt. Weitere Merkmale dieser Verstärkerklasse sind extrem geringe Verzerrungen und massebezogene oder differenzielle Eingangstreiberfähigkeiten. Diese Verstärker findet man normalerweise in Breitband- sowie in ZF-Kommunikationsanwendungen.

Die Verstärker der „Mittelklasse“ arbeiten im Bereich von einigen Hundert MHz, haben eine geringe Verzerrung und eine ausgezeichnete DC-Eigenschaften. Ferner bieten sie „Output Gain Balance“ und „Phase Matching“, unterdrücken Harmonische gerader oder ungerader Ordnung und erreichen hohe Slew-Raten. Massebezogene oder differenzielle Eingangstreiberfähigkeiten sowie ein VOCM-Pin zur einfachen Anpassung der Gleichtaktspannung am Ausgang sind weitere Besonderheiten. Einige Modelle gibt es auch zweikanalig. Zu finden sind diese Verstärker u.a. in Kommunikations- und Messsystemen.

Die „Economy“-Modelle enthalten ein Verstärkerpaar, das sich zusammen mit Rückkopplungswiderständen und Widerständen zum Einstellen der Verstärkung in einem Gehäuse befindet. Dies vereinfacht die Entwicklung und spart Platz auf der Leiterplatte. Die Verstärker der „Economy“-Serie bieten eine hohe Eingangsimpedanz, benötigen wenig Strom und sind rauscharm. Eingesetzt werden diese Modelle normalerweise mit massebezogenem Eingang. Sie haben unsymmetrische, differenzielle Ausgänge, arbeiten mit mehreren zehn MHz und sind in Präzisionsanwendungen mit geringer Stromaufnahme zu finden.

Wenn Sie das nächste Mal einen differenziellen Verstärker suchen, drehen Sie eine Runde auf dem Hof, begutachten Sie die Reifen und machen eine Probefahrt (Simulation). Sie werden froh sein, das getan zu haben. Wie immer, vergessen Sie nicht, das Handbuch (Datenblatt) von vorne bis hinten zu lesen. So können Sie viel Zeit sparen und sicher gehen, das Optimum aus Ihrem differenziellen Verstärker herauszuholen.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.