Archiv der Kategorie: EPAP – Operationsverstärker

Operationsverstärker mit Strom- oder Spannungsrückkopplung, das ist hier die Frage!

Antwort: Wenn es um die Wahl des richtigen Operationsverstärkers geht, mögen einige vielleicht behaupten, dies sei eine Art persönliche Präferenz oder Geschmacksache. Genau wie im richtigen Leben neigen wir dazu, Dinge unseren persönlichen Erfahrungen entsprechend zu wählen (dies gilt auch für OPVs). Das ist möglicherweise der Grund, warum Ingenieure recht häufig Operationsverstärker mit Spannungs- statt mit Stromrückkopplung wählen. Aber warum ist das so?

Sicher gibt es viele Gründe dafür. Einer davon mag die bloße Anzahl sein. Es stehen mehr Operationsverstärker mit Spannungs- als mit Stromrückkopplung zur Verfügung. Ein anderer Grund ist die Ausbildung. An den Hochschulen wird meist der Operationsverstärker mit Spannungsrückkopplung gelehrt. Bei vielen Operationsverstärker-Beispielen in Lehrbüchern, Labors oder Simulationen geht es um Spannungsrückkopplung. In den Lehrbüchern findet man nur wenige Beispiele von Operationsverstärkern mit Stromrückkopplung. Und falls doch, werden sie nur kurz erwähnt.

An dieser Stelle können nicht alle Unterschiede und Optionen von Operationsverstärkern mit Strom- und Spannungsrückkopplung abgedeckt werden. Einige Punkte sollen aber diskutiert werden.

Zunächst einmal funktionieren für Operationsverstärker mit Spannungs- und Stromrückkopplung die gleichen Schaltungsgleichungen – man muss also an dieser Stelle nichts Neues lernen. Operationsverstärker mit Spannungsrückkopplung weisen ein festes Verstärkungs-Bandbreiten-Produkt auf. Operationsverstärker mit Stromrückkopplung hingegen nicht. Damit kann man bei einem Operationsverstärker mit Stromrückkopplung eine hohe Verstärkung und eine hohe Bandbreite haben.

Operationsverstärker mit Spannungsrückkopplung haben zwei Punkte mit hoher Eingangsimpedanz – Operationsverstärker mit Stromrückkopplung nur einen, den nichtinvertierenden Eingang.

Der invertierende Eingang hat eine niedrige Impedanz. OPVs mit Spannungsrückkopplung haben eine „Open Loop Gain”, Operationsverstärker mit Stromrückkopplung hingegen eine „Open Loop Transimpedanz”.

Operationsverstärker mit Stromrückkopplung haben gegenüber Operationsverstärkern mit Spannungsrückkopplung sehr große Bandbreiten und sehr hohe Spannungsanstiegsgeschwindigkeiten (Slew Rates). Der Rückkopplungswiderstand spielt bei Operationsverstärkern mit Stromrückkopplung gegenüber Operationsverstärkern mit Spannungsrückkopplung eine große Rolle für die Stabilität. Dies begrenzt die Auswahl des Rückkopplungswiderstands (den Wert kann man dem Datenblatt des Herstellers entnehmen) und kann ferner den Wert des Widerstands zu Verstärkungseinstellung limitieren.

Operationsverstärker mit Spannungs- oder Stromrückkopplung betreffend ist das hier Gesagte nur die Spitze des Eisbergs.

Operationsverstärker mit Stromrückkopplung geben Ingenieuren eine weitere leistungsstarke Option zur Schaltungsentwicklung an die Hand. Wenn Ihnen das nächste Mal nach einem Operationsverstärker mit Spannungsrückkopplung ist, dann sollten Sie sich einen Augenblick Zeit nehmen, und noch einmal überlegen – vielleicht finden Sie eine andere tolle Alternative.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.

Wie schätzen Sie den Bedarf für analoges MPP-Tracking ein?

MPP-Tracking ist für alle Arten von Solaranlagen wichtig. Der Begriff Maximum Power Point Tracking, MPP-Tracking (Aufspüren des maximalen Leistungspunktes), bezeichnet speziell in der Photovoltaik ein Verfahren, mit dem die Belastung einer Solarzelle oder eines Solarmoduls für eine maximale Energieausbeute optimiert wird.

Bekannte Verfahren basieren auf einer digitalen Regelung mittels µC oder DSP (z.B. Suchschwingverfahren, Lastsprünge, steigende Konduktanz).

Digitales MPP-Tracking lässt sich recht einfach mit ein paar Zeilen Code und einem billigen Mikroprozessor realisieren. Meist übernimmt in einer netzgebundenen Anlage der Controller im Wechselrichter die MPP-Aufgabe als Zusatzfunktion.

Die Idee beim analogen MPP-Tracking ist, auf den µC zu verzichten und die Regelung inklusive Leistungsmessung mit analogen Bauelementen durchzuführen. Das ist vor allem interessant für Inselanlagen, die ohne Wechselrichter und Netzeinspeisung auskommen wollen und die Energie über Laderegler und Akkus speichern.

Die Schaltung besteht aus Standard Operationsverstärkern, ist robust und sehr kostengünstig aufzubauen. Erste Simulationen haben gute Ergebnisse erzielt.

Wie schätzen Sie den Bedarf einer solchen Regelung ein, insbesondere unter dem Aspekt, dass sie dezentral und flexibel einsetzbar ist?

Ich freue mich auf viele interessante Denkanstöße!

 

 

Hintergrunginformationen zum Aufbau eines MPP-Trackers.

 

Machen Sie etwas mit nicht genutzten Pins!

Frage: Was soll ich mit den nicht genutzten Pins eines Analog-ICs machen?
Antwort: Gehen Sie freundlich mit ihnen um, beachten Sie sie und ignorieren Sie sie niemals.

 Analog-IC (Spannungsreferenz)
Analog-IC (Spannungsreferenz)

Nach Goethe ist „ein ungenutztes Leben ein früher Tod” [1]. Auf ähnliche Weise kann ein nicht genutzter Pin an einem Analog-IC das Risiko eines frühzeitigen Ausfalls durch elektrostatische Entladung (ESD) erhöhen. Obwohl ungenutzte Ausgänge offen bleiben können und dies im Allgemeinen auch sind, ist es normalerweise besser, nicht benutzte Eingänge (sowohl analoge wie auch digitale) mit einer Stromversorgung zu verbinden.

In einem System mit nur einer Versorgungsspannung erfolgt diese Verbindung normalerweise zur negativen Masse. In einem System mit zwei Versorgungsspannungen zur mittleren Versorgungsspannung. Doch es gibt Ausnahmen. Wie immer ist RTFDS (Read The Friendly Data Sheet) notwendig und es sollte das Angeratene getan werden. Falls das Thema nicht erwähnt wird, ist Erden normalerweise die beste Strategie.

Ungenutzte Verstärkereingänge sind eine der wichtigen Ausnahmen. Das Erden von ungenutzten Eingängen eines Verstärkers kann seine Stromaufnahme erhöhen. Die beste und oft auch die einzig sichere Strategie besteht darin, den Verstärker als Puffer zu schalten und den Eingang auf ein Potenzial irgendwo zwischen den Versorgungsspannungen festzulegen.

CMOS-Schalter und Multiplexer sind symmetrische Bauteile; ihre ein- und ausgangsseitigen Anschlüsse für die Signale sind austauschbar. Ungenutzte Anschlüsse sollten als Eingänge und nicht als Ausgänge betrachtet werden. Somit sollten sie alle auf Masse liegen.

Interne Pull-up- oder Pull-down-Widerstände verbinden einen Eingang mit einer positiven Versorgungsspannung (Pull-up) oder Masse (Pull-down). Falls sich an einem ungenutzten Eingang einer dieser Widerstände befindet, muss man keine Verbindung zu ihm herstellen. Falls der Pin jedoch angeschlossen ist, sollte er an der gleichen Spannung wie sein Widerstand liegen. Bei jeder anderen Verbindung wird Strom in den Widerstand fließen und Energie verschwendet (die verschwendete Energie mag zwar klein sein, doch jede verschwendete Energie sollte, falls möglich, vermieden werden).

Besondere Beachtung sollte man nicht genutzten Logik-Eingängen schenken. Diese sollten, falls unbenutzt, den Logikpegel 1 haben. Manche Logik-Eingänge haben drei Zustände (Tristate), nicht nur zwei. Dabei ist eine offene Verbindung als Logikzustand definiert. Solche Eingänge sollte man eventuell offen lassen.

Zusammenfassend lässt sich sagen, dass man sich auf jeden Fall Gedanken über nicht genutzte Pins machen sollte. Denn dies ist ein wichtiger Teil bei der Entwicklung von Analogschaltungen, der nicht übersehen werden darf.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.

Literatur

[1] Goethe, J. W. von: aus seinem Stück „Iphigenie auf Tauris” (1779)

 

 

Filtern Ihre Filter?

Antwort: Es ist wichtig zu verstehen, dass die interne Bandbreite der Eingangsstufe eines A/D-Wandlers, manchmal auch als „Full-Power“ Bandbreite bezeichnet, sehr groß sein kann, selbst wenn der Wandler „langsam“ ist. Der Wandler benötigt Bandbreite auf der internen Eingangsstufe, um rechtzeitig vor dem nächsten Sample einzuschwingen und die Information zu erhalten, die ein Schaltungsentwickler erfassen und digitalisieren möchte.

Ein Anti-Aliasing Filter (AAF) befindet sich normalerweise vor dem A/D-Wandler und kann alles von einem RC-Netzwerk mit einer Polstelle bis hin zu einer komplexen Topologie mit mehreren Polstellen sein. In allen Fällen ist der Grundgedanke gleich: Unerwünschtes Rauschen und Störungen sollen entfernt werden, die in das Nutz-Frequenzband gelangen können. Entwickler sollten ein AAF mit Bedacht entwickeln und einsetzen. Es ist wichtig, beim Filterentwurf nicht nur das interessierende Frequenzband (Durchlassband) zu kennen, sondern auch die Unterdrückung im Stop-Band.

Das Stop-Band sollte unerwünschte Frequenzen weit über die Bandbreite der internen Eingangsstufe des Wandlers hinaus unterdrücken. Betragen zum Beispiel die ADC-Abtastrate 100 MSample/s und die Eingangsbandbreite 1 GHz, müssen Frequenzen bis 1 GHz, nicht aber nur bis zur Nyquistfrequenz (50 MHz) unterdrückt werden. Andernfalls, wenn der Frequenzverlauf im Stop-Band zu steigen beginnt, würde dies im Filter ein zweites Durchlassband erzeugen. Falls dieses zweite Durchlassband – im angenommenen Stop-Band – innerhalb der Bandbreite der internen analogen Eingangsstufe des Wandlers liegt, könnte diese unerwünschtes Rauschen und Störungen in das eigentliche Nutz-Frequenzband einbringen.

Ein Blick ins Datenblatt zeigt die Eingangsbandbreite

In das Datenblatt des Wandlers sollte man auch einen Blick werfen, um die Eingangsbandbreite zu erfahren. Einige Filter, darunter elliptische, Chebyshev und mehrstufige Topologien, sind anfälliger gegenüber einer unzureichenden Unterdrückung im Stop-Band als andere. Dies sollte man vor der Wahl eines bestimmten Filters verstehen. Ein paar zusätzliche Bauteile an der letzten Stufe des AAF zur Realisierung eines einfachen Tiefpassfilters können Abhilfe schaffen. Der Nachteil dabei ist jedoch, dass mehr Bauteile erforderlich sind und im Nutz-Frequenzband eine zusätzliche Dämpfung entsteht.

Eine Möglichkeit zum Schutz vor einem solchen Problem ist, den Frequenzverlauf des Filters zu messen. Die Messung des Frequenzverlaufs zeigt die Amplitude des Filterverlaufs und die Dämpfung. Eine Messung des Filter-Frequenzverlaufs weit über das Nutz-Frequenzband und die Bandbreite der internen Eingangsstufe des Wandlers hinaus, gibt Aufschluss über das Verhalten des Filter-Stop-Frequenzbands.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.

Ist Ihr Verstärker abgeschaltet oder befindet er sich nur im Stromsparbetrieb?

Bei Analog Devices beschreiben die Begriffe „Power-Down“ und „Shutdown“ den Zustand eines Verstärkers, in dem der versorgungsseitig aufgenommene Ruhestrom von seinem normalen Betriebspegel abgesenkt wird. Der Versorgungsstrom wird normalerweise gedrosselt, indem der Strom in der internen Biasschaltung des Verstärkers reduziert wird. So kann zum Beispiel ein Verstärker, der im normalen Betrieb einen Ruhestrom in der Größenordnung Milliampere aufnimmt, in der Power-Down-Betriebsart nur einige Mikroampere oder sogar Nanoampere aufnehmen. Die Ausgangsspannung des Verstärkers ist sowohl in der Power-Down- wie auch in der Shutdown-Betriebsart undefiniert.

Den Begriff „Disable“ nutzt man bei Analog Devices, um den Zustand eines Verstärkers zu beschreiben, dessen Ruhestrom wie oben vom normalen eingeschalteten Zustand reduziert wird. Allerdings mit der zusätzlichen Eigenschaft, dass der Ausgang in einen Hochimpedanz-Zustand gelangt, wenn das Bauteil in den „Disable“ Zustand versetzt wird. Diese äußerst nützliche Betriebsart sorgt für die galvanische Trennung zwischen Ein- und Ausgang und erlaubt zudem das Multiplexen von Ausgängen durch „Oder“-Verknüpfungen.

Datenblatt immer sorgfältig lesen

Man sollte das Datenblatt sorgfältig lesen. Für eine einfache „Power-Down”-Funktion enthält die Tabelle mit den Spezifikationen vielleicht ein paar Zeilen, die auf die Leistungsparameter eingehen. Oder es gibt eine Kurve, welche die Stromaufnahme im normalen Betrieb der Stromaufnahme im „Power-Down“-Zustand gegenüber stellt. Auch kann das Datenblatt eine Kurve enthalten, die den Strom im „Power-Down“-Zustand gegenüber der Temperatur zeigt.

Bei einer „Disable“-Funktion (Hochimpedanz-Zustand) kann man die gleichen Tabelleninhalte erwarten. Man kann aber auch eine Kurve vorfinden, welche die Ausgangsimpedanz der Frequenz gegenüber stellt. Dies macht man, weil die hohe Ausgangsimpedanz über die Frequenz nicht konstant ist. Auch gibt es manchmal ein Schaltungsbeispiel, welches die Hochimpedanz-Fähigkeit des Bauteils in einer Multiplexing-Anwendung zeigt.

Beachten sollte man ebenfalls die „Power-Down“-Schwellenspannungen. Operationsverstärker haben keine Masseanschlüsse. Daher sind die meisten „Power-Down”-Schaltungen intern auf eine der Versorgungsleitungen referenziert. Die Schaltpegel sind eventuell nicht zu herkömmlichen Logiksignalen kompatibel und man braucht daher vielleicht eine Möglichkeit zur Pegelanpassung.

Nicht alle Hersteller nutzen die gleiche Nomenklatur. Was ein Hersteller als „Disable” bezeichnet, kann bei einem anderen Hersteller „Shutdown“ heißen. Daher sollte man im Datenblatt des Herstellers nachsehen, wie „Power-Down“, „Shutdown“ oder „Disable“ definiert sind.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.

Echtes Rail-to-Rail-Verhalten eines Operationsverstärkers mit unipolarer Versorgungsspannung

Der folgende Tipp stellt eine preiswerte Lösung vor, wie man bei Operationsverstärkern mit einer unipolaren Versorgungsspannung einen Ausgang mit echtem Rail-to-Rail-Verhalten erhält.

Schnelle Verstärker, die an einer unipolaren Versorgungsspannung arbeiten, sind wesentliche Funktionsblöcke von Systemen mit geringem Stromverbrauch. Der Betrieb mit nur einer Versorgungsspannung kann große Herausforderungen bei der Entwicklung mit sich bringen. Der Grund ist die Tatsache, dass zwar die Eingänge von Verstärkern für unipolare Versorgungsspannungen auf Massepotenzial oder darunter gelangen können, nicht aber ihre Ausgänge. Um bei Operationsverstärkern mit unipolarer Versorgungsspannung einen Ausgang mit echtem Rail-to-Rail-Verhalten zu erhalten, gibt es eine pfiffige Möglichkeit.

Pseudo-Composite-Verstärker

In dieser Anwendung werden der ADA4851-1 und der sehr preiswerte SD-Video-Filter (Standard Definition) ADA4431-1 mit geringem Stromverbrauch verwendet. Zusätzlich zu Filter, Pufferverstärker und Last-Detektor enthält der ADA4431-1 eine Ladungspumpe, welche der einzige Block ist, der in dieser Anwendung verwendet wird. Die Ladungspumpe, die etwa –900 mV erzeugt, ist über den Substrat-Pin zugänglich. Die Kombination des ADA4851-1 und der ADA4431-1 Ladungspumpe zeigt Bild 1.

Die Spannung von –900 mV, die der ADA4431-1 erzeugt, ist mit dem –Vs-Pin des ADA4851-1 verbunden. Dies ermöglicht, dass der Ausgang des ADA4851-1, der an einer unipolaren Versorgungsspannung von 3,6 V betrieben wird, ohne Verzerrungen bis hinunter auf Massepotenzial arbeiten kann. Durch die Kombination aus ADA4851-1 und ADA4431-1 entsteht so eine preiswerte Lösung für einen echten Rail-to-Rail-Betrieb mit nur einer Versorgungsspannung.

PSRR mit Analysatoren ohne DC-Bias-Port testen

Zu den Rauschquellen auf den Versorgungsspannungspins gehören parasitäre Kapazitäten, die mit dem vom Verstärker aufgenommenen Strom zusammenwirken, sowie Rauschen, das von den an der gleichen Versorgungsspannung anliegenden Switching-Schaltkreisen verursacht wird. Beide Quellen produzieren Spannungsänderungen, welche als Rauschsignale auf den Eingangspins anliegen.

Zum Charakterisieren des Versorgungsspannungsdurchgriffs (PSRR, Power supply rejection ratio) über die Frequenz werden normalerweise Analysatoren wie etwa der HP8753 eingesetzt, die über einen DC-Bias-Port verfügen. Um zum Beispiel einen negativen PSRR-Wert zu messen, wird eine negative Gleichspannung an den Bias-Port angeschlossen. Ein Sinussignal wird überlagert und das gesamte Signal über Port 1 mit dem –Us-Pin verbunden.

Der Ausgang des Verstärkers wird an Port 2 gemessen. Leider beginnen die meisten Tests des PSRR-Wertes über die Frequenz bei niedrigen Frequenzen, während der Messbereich des HP8753 auf Frequenzen über 30 kHz begrenzt ist.

Alternative Lösung ohne DC-Bias-Port

Eine alternative Technik nutzt einen Analysator wie etwa den Stanford Research SR785, der keinen DC-Bias-Port enthält, aber Frequenzverläufe mit einer Verzerrung von unter –120 dB bis hinunter auf wenige Hz charakterisieren kann. Diese Messung erfolgt, indem man den Ausgangsport des SR785 mit dem Puffer/Invertierenden Addierer (Bild 1) anschließt.

Der Puffer isoliert den Ausgangsport des Analysators vom DC-Bias und liefert die Sinusspannung am Ausgang. Der Eingang ist mit dem Ausgangsport des Analysators und der Ausgang mit dem Referenzport des Analysators verbunden. Der 1-kΩ-Widerstand zwischen Eingang und Masse verhindert ein „Floating“ des nicht-invertierenden Eingangs. Der Inverter summiert DC-Bias und Sinusspannung und speist den negativen Versorgungspin des DUT (Device under test). Alle Bypass-Kondensatoren an diesem Pin wurden entfernt. Der Ausgang des DUT ist mit dem Eingang des Analysators verbunden und vervollständigt so die Testschaltung.

Anforderungen an den Puffer/Addierer

Der Puffer/Invertierende Addierer muss folgende Anforderungen erfüllen: Großer Versorgungsbereich, große Großsignalbandbreite, Fähigkeit zum Treiben kapazitiver Lasten aufgrund langer Testkabel sowie die Fähigkeit, einen ausreichend hohen Laststrom zu liefern.

 Bild 2: PSRR-Wert in Abhängigkeit von der Frequenz
Bild 2: PSRR-Wert in Abhängigkeit von der Frequenz

Das Zweifach-Verstärkermodell AD8034 zeichnet sich durch einen Versorgungsspannungsbereich von 5 bis 24 V, eine Großsignalbandbreite über 1 MHz, eine Stabilität mit 35-pF-Lasten und 40-mA-Kurzschlussstrom am Ausgang aus. Bild 2 zeigt die Testergebnisse. Der HP8753 wurde verwendet, um den PSRR-Verlauf über 100 kHz darzustellen.

Zum Messen positiver PSRR-Werte ist eine kleine Änderung erforderlich: Die Sinusspannung wird mit dem negativen Anschluss der DC-Versorgung summiert und der Ausgang des Inverters treibt nun den +Us-Eingang des DUT.

Um negative PSRR-Werte an einem DUT für ±15 V zu testen, wird die Versorgung auf ±10 V eingestellt. Der SR785 liefert am Ausgang eine Spitzenspannung von 5 V. Der Puffer braucht daher genügend hohe Reserven, um ein Clipping eines ±5-V-Signals zu verhindern. Der Inverter muss mit dem DC-Bias von –10 V sowie mit dem ±5-V-Signal zurecht kommen. Der AD8034 benötigt Reserven von weniger als 0,5 V. Durch das Einstellen seiner Versorgungsspannungen auf 6 und –16 V werden sämtliche Probleme verhindert, während man innerhalb des Maximalwertes von 26,4 V bleibt. Das Testen positiver PSRR-Werte erfolgt ähnlich, mit Ausnahme, dass die Versorgungsspannungen des AD8034 auf 16 und –6 V eingestellt werden.

Der Autor: David Karpaty arbeitet bei Analog Devices.

Mikrocontroller mit hochauflösenden A/D-Wandlern

Messaufgaben bei Verbrauchszählern (Smart Meter), Messbrücken und die Auswertung unverstärkter Kleinsignale erfordern eine hohe nominale Auflösung. Vielzweck-MCUs sind jedoch meist mit A/D-Wandlern ausgestattet, die nach dem Verfahren der sukzessiven Approximation (SAR) wandeln. Damit erzielen sie nominale Auflösungen zwischen 10 und 12 Bit. Für höhere Auflösungen werden Mikrocontroller mit A/D-Wandlern angeboten, die auf dem Delta-Sigma-Verfahren basieren. Jüngste Beispiele sind 32-Bit MCUs von Renesas, STMicroelectronics und Infineon.

Renesas RX21A mit bis zu sieben A/D-Wandlern

 Bild 1: RX21A von Renesas mit 32-Bit-CPU-Kern und bis zu sieben Delta-Sigma-A/D-Wandlern mit je 24 Bit Auflösung
Bild 1: RX21A von Renesas mit 32-Bit-CPU-Kern und bis zu sieben Delta-Sigma-A/D-Wandlern mit je 24 Bit Auflösung

Der RX21A mit 32-Bit-CPU-Kern gehört zur Low-Power High-Performance-Reihe RX200 von Renesas. Ausgestattet mit bis zu sieben Delta-Sigma ADCs mit jeweils 24 Bit Auflösung erzielt er eine Wandlungsrate pro A/D-Wandler von maximal 12 KSamples/s.

Als Referenzspannung steht dem ADC eine interne Bandabstandsreferenz mit einer Temperaturdrift von max. 30 ppm/°C zur Verfügung. Die Eingänge der A/D-Wandler können intern mit den Ausgängen der zwei On-Chip D/A-Wandlern mit einer Auflösung von 10 Bit  verbunden werden. Das ist praktisch für Kalibrierzwecke oder zur Messung der Versorgungsspannung. Jedem A/D-Wandler ist ein eigener PGA (Programmable Gain Amplifier) vorgeschaltet, deren Verstärkungsbereich zwischen 1 und 4 bzw. 1 und 64 liegt. Bei vier der sieben PGAs sind die Eingänge differenziell nach außen geführt. Die anderen drei invertierten Eingänge sind zusammengeschaltet und auf einen gemeinsamen Pin gelegt.

Für das sichere Fernauslesen verfügt der RX21A über eine Verschlüsselungs- und Entschlüsselungseinheit (DEU), die nach dem AES-Verfahren arbeitet. Die Capture-Funktion der Echtzeit-Taktquelle dient zum Zeitstempeln bei Manipulationsversuchen (Tamper Detection). Als Schnittstellen stehen UART, IrDA und SPI zur Verfügung. Zwei Komparatoren und zwei D/A-Wandler ergänzen die Analogausstattung. Ein ADC mit 10 Bit Auflösung, der nach dem SAR-Verfahren wandelt, gehört ebenfalls dazu. Mit diesen Eigenschaften eignet sich der RX21A besonders für 1- und 3-Phasen-Elektrizitätsmessgeräte sowie Laborgeräte und Waagen.

Den RX21A gibt es in den Gehäusevarianten 64-, 80- und 100-Pin-LQFP. Das integrierte Flash ist in Renesas’ eigener MONOS-Technologie ausgeführt. Sie ermöglicht, dass der RX21A über seinen gesamten Taktbereich bis 50 MHz Code ohne Waitstates ausführen kann. Die Speicherausstattung reicht von 256 bis 512 KByte Flash. Für den Ersatz eines EEPROMs dient ein 8 KByte großer Bereich an Datenflash mit mindestens 100.000 spezifizierten Lösch-/Schreibzyklen.

STMicroelectronics STM32F373 mit Cortex-M4F-Core

 Bild 2: STM32F373 von STMicroelectronics mit ARM Cortex-M4F-Core und FPU
Bild 2: STM32F373 von STMicroelectronics mit ARM Cortex-M4F-Core und FPU

Der STM32F373 gehört zur populären 32-Bit-Mikrocontrollerfamilie mit dem CPU-Kern ARM Cortex-M4F mit Fließkommaeinheit (FPU). Die Bausteine bieten bis zu drei separate Delta-Sigma ADCs mit Auflösungen von 16 Bit. Je nach Betriebsart lassen sich Wandlungsraten von 16,6 bis 50 KSamples/s erreichen. Dazu kommen noch ein SAR-A/D-Wandler mit 12 Bit Auflösung, bis zu drei D/A-Wandler, die ebenfalls mit 12 Bit auflösen und zwei Rail-to-Rail-Komparatoren. Der STM32F3 bietet eine reichhaltige Schnittstellenausstattung und lässt sich über USB oder CAN vernetzen.

Die USARTs verfügen über Steuersignale für Modems, unterstützen aber auch IrDA und die Übertragung nach ISO7816 für Smartcards. An den eingebauten Touchsense-Controller lassen sich bis zu 24 Berührflächen anschließen. Die Echtzeit-Taktquelle und einige RAM-Zellen liegen in einem eigenen Stromkreis mit herausgeführtem Pin zur Spannungsversorgung über eine Stützbatterie. Damit eignet sich der STM32F3 in Applikationen aus den Bereichen Mess- und elektrischer Antriebstechnik. Besonders das 3,8 mm x 4,3 mm messende Gehäuse WLCSP66 passt gut in miniaturisierte Sensoren.

STMicroelectronics bietet den STM32F3 in Gehäusen zwischen 48 und 100 Pins an. Der Speicherbereich reicht von 64 bis 256 KByte Flash ROM. Das RAM ist mit Parity-Bits ausgerüstet womit Bitfehler automatisch erkannt werden. Im Gehäuse mit 100 Pins sind die Leitungen der Embedded Trace Macrocell nach außen geführt, die für erweiterte Debugmöglichkeiten sorgt.

Infineon XMC4500 mit DS-Demodulator

 Bild 3: XMC4500-Mikrocontroller von Infineon: Cortex-M4-basiert mit FPU und DSP-Zusatz als CPU-Kern; DS-Demodulator inklusive
Bild 3: XMC4500-Mikrocontroller von Infineon: Cortex-M4-basiert mit FPU und DSP-Zusatz als CPU-Kern; DS-Demodulator inklusive

Auch Infineon setzt bei der Baureihe XMC4500 auf den ARM Cortex-M4 mit FPU und DSP-Zusatz als CPU-Kern. Besonderheit des XMC4500 ist, dass bei ihm kein vollständiger DS-Wandler (Direct Stream, hochauflösende Audiosignalspeicerung) implementiert ist, sondern nur der Demodulatorteil (DSD, Direct Stream Digital). Dieser befindet sich als Peripherie gleich in vierfacher Ausfertigung auf dem Mikrocontroller.

Ein DS-Demodulator besteht aus hintereinandergeschalteten Tiefpassfiltern, kombiniert mit Unterabtastung zur Reduktion der Datenrate. Beim XMC4500 können mittels Software-Einstellungen bis zu drei dieser si-Filter (auch als SINC-Filter oder Küpfermüller Tiefpass bezeichnet, idealer Tiefpass) kaskadiert werden. Auch die Unterabtastrate kann über ein „Special-Function-Register“ konfiguriert werden. Am Ende stellt jeder DSD ein 16 Bit breites Ergebnis zur Verfügung.

Die DS-Modulatorteile müssen in externen Bauelementen lokalisiert sein. So bieten sie mehr mit weniger, denn diese clevere Anordnung eröffnet einige Vorteile: Erster Vorteil ist die einfache galvanische Trennung zwischen Modulator und Demodulator/Mikrocontroller, da pro Kanal nur die zwei digitalen Signalleitungen Takt und Bitstrom isoliert werden müssen. Zweitens wird die Angriffsfläche für Störungen auf dem Übertragungsweg vom Sensor zum Mikrocontroller klein gehalten. Denn die Digitalisierung findet bereits im externen Modulatorteil und damit nah am Messort statt.

Mit diesem Lösungsansatz lassen sich Netzströme als Spannungsabfall über Strommesswiderstände (Shunts) ermitteln. Besonders in der elektrischen Antriebstechnik wird dieses Prinzip genutzt. Aber auch bei Verbrauchsmessgeräten führt das zum dritten Vorteil, der Manipulationssicherheit. Denn die Strommessung über Shunts ist unempfindlich gegen Manipulationsversuche mit starken Magnetfeldern von außen. Leistungsendstufen mit integrierten DS-Modulatoren sind z.B. Infineons 3-Phasen IGBT-Brücken der Baureihe MIPAQ-sense. Zielapplikationen der XMC4500-Serie sind Inverter, Schaltnetzteile, Sensoren und Industriesteuerungen.

Microchip PIC18F87J72 für Bediensysteme und Anzeigen

 Bild 4: PIC18F87J72 von Microchip mit 2-Kanal-AFE aus PGAs und Delta-Sigma-Wandlern mit synchronisierter Abtastung bei 24 Bit Auflösung
Bild 4: PIC18F87J72 von Microchip mit 2-Kanal-AFE aus PGAs und Delta-Sigma-Wandlern mit synchronisierter Abtastung bei 24 Bit Auflösung

Hohe Integration zeichnet dieses System-in-a-Package von Microchip aus. Im Gehäuse befinden sich ein 8-Bit-Mikrocontroller aus der PIC18-Reihe und ein Analoges Front End (AFE) ähnlich dem MCP3901. Das AFE ist zweikanalig, bestehend aus PGAs, zwei Delta-Sigma-Wandlern mit synchronisierter Abtastung bei 24 Bit Auflösung und einstellbarer Phasenkorrektur. Die interne Referenzspannungsquelle weist eine Temperaturdrift von 12 ppm/°C auf. Mikrocontroller und AFE kommunizieren über eine SPI-Schnittstelle.

Durch Verwendung der Charge Time Measurement Unit (CTMU) als kapazitiven Touchcontroller und dem LCD-Treiber für bis zu 33×4 Segmente auf dem Mikrocontroller deckt dieser mit einem Low-Cost-Ansatz zusätzlich noch die Funktionen Bedienen und Anzeigen ab. Eine Uhr mit Kalender, A/D-Wandler mit 12 Bit Auflösung nach dem SAR-Prinzip und serielle Schnittstellen sind ebenfalls verfügbar.

Durch die hohe Integration profitiert der Entwickler von einem kompakten Design mit kurzer Stückliste. Das spart Platinenfläche und hält die Kosten für Lager und Bestückung gering. Der PIC18F87J72 wird im TQFP80-Gehäuse mit den Speichervarianten 64 oder 128 KByte Flash ausgeliefert. Parametrierdaten können per Self-Write im Programmspeicher hinterlegt werden. Microchip sieht den PIC18F87J72 in Applikationen wie einphasige Energiezähler, Leistungsmesser, tragbare Messinstrumente und medizinische Diagnosegeräte.

Der Autor: Ralf Hickl arbeitet bei Rutronik Elektronische Bauelemente.

Wie unterscheiden sich differenzielle Verstärkertypen?

Antwort: Das hängt möglicherweise mit dem von Ihnen gewählten differenziellen Verstärkertyp zusammen.

Bei der Analyse von Blockschaltungen bei Kunden stellen wir oft fest, dass der Verstärker genau das macht, wozu er entwickelt wurde. Als Problem stellt sich dann häufig heraus, dass Entwickler nicht zu einhundert Prozent mit differenziellen Verstärkern vertraut sind.

Den richtigen differenziellen Verstärker zu wählen, ist so ähnlich wie sich für den richtigen Neuwagen zu entscheiden. Es gibt viele Modelle. Und jedes Modell gibt es mit verschiedenen Optionen und Merkmalen. Alle Typen machen aber im Prinzip das gleiche – sie bringen Sie von A nach B. Jedoch weisen alle Modelle eigene Feinheiten auf. Und genau hier kann das Problem beginnen.

Bei der Wahl eines differenziellen Verstärkers sind die Optionen und Leistungsmerkmale wirklich entscheidend. Die drei wesentlichen Klassen von differenziellen Verstärkern sind der Sportwagen, die Mittelklasse und die Economy-Klasse; jede Klasse hat etwas anderes zu bieten.

Der differenzielle Verstärkertyp „Sportwagen“ läuft mit den höchsten Frequenzen. Diese Klasse differenzieller Verstärker bietet Bandbreiten im Gigahertz-Bereich, Slew-Raten von zehntausenden V/µs und einen VCM-Pin, über den man Ein- und Ausgangs-Gleichtaktspannung einstellt. Weitere Merkmale dieser Verstärkerklasse sind extrem geringe Verzerrungen und massebezogene oder differenzielle Eingangstreiberfähigkeiten. Diese Verstärker findet man normalerweise in Breitband- sowie in ZF-Kommunikationsanwendungen.

Die Verstärker der „Mittelklasse“ arbeiten im Bereich von einigen Hundert MHz, haben eine geringe Verzerrung und eine ausgezeichnete DC-Eigenschaften. Ferner bieten sie „Output Gain Balance“ und „Phase Matching“, unterdrücken Harmonische gerader oder ungerader Ordnung und erreichen hohe Slew-Raten. Massebezogene oder differenzielle Eingangstreiberfähigkeiten sowie ein VOCM-Pin zur einfachen Anpassung der Gleichtaktspannung am Ausgang sind weitere Besonderheiten. Einige Modelle gibt es auch zweikanalig. Zu finden sind diese Verstärker u.a. in Kommunikations- und Messsystemen.

Die „Economy“-Modelle enthalten ein Verstärkerpaar, das sich zusammen mit Rückkopplungswiderständen und Widerständen zum Einstellen der Verstärkung in einem Gehäuse befindet. Dies vereinfacht die Entwicklung und spart Platz auf der Leiterplatte. Die Verstärker der „Economy“-Serie bieten eine hohe Eingangsimpedanz, benötigen wenig Strom und sind rauscharm. Eingesetzt werden diese Modelle normalerweise mit massebezogenem Eingang. Sie haben unsymmetrische, differenzielle Ausgänge, arbeiten mit mehreren zehn MHz und sind in Präzisionsanwendungen mit geringer Stromaufnahme zu finden.

Wenn Sie das nächste Mal einen differenziellen Verstärker suchen, drehen Sie eine Runde auf dem Hof, begutachten Sie die Reifen und machen eine Probefahrt (Simulation). Sie werden froh sein, das getan zu haben. Wie immer, vergessen Sie nicht, das Handbuch (Datenblatt) von vorne bis hinten zu lesen. So können Sie viel Zeit sparen und sicher gehen, das Optimum aus Ihrem differenziellen Verstärker herauszuholen.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.

Wie man aktive Filter nicht entwickeln sollte

Antwort: Weil einige Softwarepakete für aktive Filter das Verstärkerverhalten in der Praxis ignorieren.

Einer meiner Kollegen war zum Tauchen am Roten Meer. Er ließ sein Mobiltelefon und seinen Computer zu Hause und vergaß die Arbeit völlig. Dummerweise trug er sein Handtuch und seine Kamera in einem Rucksack mit dem Logo von Analog Devices zum Taucherboot. Eine seiner Mittaucher, Ekaterin aus Russland, die gerade ein aktives Filter mit Operationsverstärkern von ADI entwickelt hatte, erkannte das Firmenlogo. So viel zu seinem Urlaub ohne Arbeit!

Ersatzschaltung eines idealen Operationsverstärkers (Bild: Daniel Braun)

Die Filterschaltung von Ekaterin war einwandfrei. Die Spice-Analyse bestätigte es. Auch die Bauteile wiesen einwandfreie Toleranzen auf. Zum Glück brauchte mein Kollege keinen Computer, um zu sehen, warum das Filter nicht wie erwartet arbeitete. Die Schaltung basierte auf einem „idealen“ Operationsverstärker, bei dem alle Parameter entweder Null oder unendlich sind.

Das wahre Leben ist jedoch selten so einfach. Operationsverstärker mit Spannungsrückkopplung bieten normalerweise eine hohe Verstärkung bei offener Rückkopplungsschleife und einen Frequenzverlauf mit einer Polstelle. Hochgenaue Typen haben eine Verstärkung von >106, aber ihr Verstärkungs/Bandbreiten-Produkt ist selten größer als einige MHz. Somit beginnt ihre offene Schleifenverstärkung bei einigen Hz abzufallen.

Bei 20 kHz, dem obersten Wert des Audiospektrums, kann die Verstärkung bei offener Schleife eines Präzisions-OPVs <50 betragen – das ist niedrig genug, um die Leistungsfähigkeit eines aktiven Filters herabzusetzen. Hinzu kommt, dass bei hohen Signalpegeln die Spannungsanstiegsgeschwindigkeit (Slew Rate) auch den Frequenzverlauf eines Verstärkers begrenzt.

Bei schnellen OPVs gibt es derartige Probleme nicht. Allerdings oszillieren viele schnelle Operationsverstärker bei kapazitiver Rückkopplung. Da die Topologien vieler aktiver Filter eine kapazitive Rückkopplung nutzen, ist es unklug, aktive Filter mit Operationsverstärkern mit Stromrückkopplung zu entwickeln.

Entwickler nutzen oft große Widerstände, damit sie kleine, preisgünstige Präzisionskondensatoren verwenden können. Biasströme, die durch diese hohen Widerstände fließen, setzen aufgrund des Spannungsabfalls über dem Widerstand die Offsetspannung eines Verstärkers herab. Der Rauschstrom eines OPVs trägt ebenfalls zum Systemrauschen bei.

Das Widerstandsrauschen (Johnson-Rauschen oder weißes Rauschen) kann das Operationsverstärker-Rauschen übersteigen. Nicht alle Filterentwickler bedenken dies. Auch vergessen sie manchmal, die Stromversorgung richtig HF zu entkoppeln. Dies beeinträchtigt den HF-Verlauf des Verstärkers.

Ekaterins Problem war auf den Einsatz eines zu langsamen Operationsverstärkers zurückzuführen. Zum Glück konnte mein Kollege ihr einen schnelleren empfehlen. Wie mein Kollege nach seiner Ankunft zu Hause erfuhr, übertraf ihre Schaltung danach die erforderliche Leistungsfähigkeit spielend.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.