Eine einfache isolierte Vorspannungsversorgung entwickeln

Diese Schaltung wird verwendet, wenn eine geringe Eingangsspannung verfügbar ist und die zu versorgenden Schaltungen eine gewisse Abweichung (5%) der Versorgungsspannung zulassen.

Bild 1: Synchroner Abwärtsregler als isolierte Stromversorgung Bild 1: Synchroner Abwärtsregler als isolierte Stromversorgung

Bild 1 enthält ein Beispiel dieser Technik. Dieses Beispiel zeigt einen speziell für diese Anforderung entwickelten IC. Es kann jedoch eine beliebige synchrone Abwärtsreglerschaltung verwendet werden, die einen negativen Stromfluß durch die Induktivität zulässt. Diese als asymmetrischer Halbbrücken-Sperrwandler (oder Fly Buck) bezeichnete Schaltung funktioniert weitestgehend wie ein synchroner Abwärtsregler.

Ein an die Eingangsspannung angeschlossene FET-Halbbrücke versorgt einen Induktivitäts-Kondensator-Filter. Der Ausgang des Filters wird dann über einen Spannungsteiler und über den negativen Eingang eines Fehlerverstärkers reguliert. Der Fehlerverstärker steuert das Tastverhältnis der FET-Halbbrücke, um eine DC-Spannung am Regelpunkt beizubehalten.

Die Spannung an C6 entspricht in etwa dem Tastverhältnis multipliziert mit der Eingangsspannung. Wie bei einem synchronen Abwärtsregler müssen die Vs (Voltsekunden) an der Induktivität gleich null sein. Bei dieser Schaltung werden jedoch an der Induktivität eine zusätzliche gekoppelte Wicklung sowie eine Diode zur Gleichrichtung der reflektierten Induktivitätsspannung verwendet, wenn der Low-Side-FET aktiv ist.

Da die Spannung an der Induktivität zu diesem Zeitpunkt mit der Ausgangsspannung identisch ist, wird im Idealfall der Ausgang der Schaltung reguliert. Daher wird durch unterschiedliche Spannungsabfälle auf der Primär- und Sekundärseite die Spannungsregelung herabgesetzt. In dieser Schaltung wird die Spannungsregulierung mit Last erheblich durch den Durchlassspannungsabfall der Diode D1 beeinflusst. Die Diode kann jedoch durch einen FET ersetzt werden, um die Lastregulierung zu optimieren.

Genau wie bei einem SEPIC-Wandler mit gekoppelter Induktivität können parasitäre Komponenten in dieser Topologie die Leistung der Schaltung beeinflussen. Bei aktiver Schaltung ist diese recht unkritisch und der meiste Strom fließt in der Hauptinduktivität der gekoppelten Induktivität T1, die C6 lädt. Der Ausgangskondensator C3 liefert den Laststrom. Während der Ausschaltzeit werden die beiden Kondensatoren jedoch über die gekoppelten Wicklungen der Induktivität parallel geschaltet.

Diese Kondensatoren haben unterschiedliche Spannungen und der Stromfluss zwischen ihnen wird nur durch die parasitäten Komponenten in der Schleife begrenzt. Zu den parasitäten Komponenten zählen der effektive Serienwiderstand (Effective Series Resistance, ESR) der beiden Kondensatoren, der Wicklungswiderstand der gekoppelten Induktivitäten, die Widerstände des Low-Side-MOSFETs und der Diode sowie die Streuinduktivität der gekoppelten Induktionsspulen.

Bild 2: Geringe Streuung verstärkt Kreisströme Bild 2: Geringe Streuung verstärkt Kreisströme

In Bild 2 werden simulierte Ströme bei unterschiedlichen Streuinduktivitätswerten dargestellt. Oben ist dabei der Strom auf T1-Primärseite abgebildet, während unten der Strom in der Ausgangsdiode D1 dargestellt ist. Die Streuinduktivität variiert von einer sehr eng gekoppelten Induktivitäten mit 10 nH zu sehr lose gekoppelten Induktivitäten mit 1 µH. Bei eng gekoppelten Induktivitäten ist der Spitzenstrom viel höher und er wird im Wesentlichen durch die Widerstände in der Schleife begrenzt.

Für lose gekoppeltenInduktivitäten sind die Spitzenströme deutlich geringer. Die höhere Streuung hilft bei der Verbesserung des Wirkungsgrades, indem die Effektivströme reduziert werden. Der Vergleich wird in Bild 2 gezeigt. Bei lose gekoppelten Induktivitäten wird der Stromfluss um bis zu 50% reduziert, wodurch die Verluste in einigen Komponenten um 75% sinken. Der Nachteil einer losen Kopplung besteht darin, dass die Regelung der Ausgangsspannung herabgesetzt wird.

Bild 3: Die "Flybuck"- Regelung der Ausgangsspannung ist in vielen Fällen ausreichend Bild 3: Die „Flybuck“- Regelung der Ausgangsspannung ist in vielen Fällen ausreichend

In Bild 3 wird die Regelung der Ausgangsspannung für einen Wandler gezeigt, der dem in Bild 1 stark ähnelt. Wenn der Laststrom begrenzt ist, bietet dieser Wandler in vielen Fällen eine „ausreichende“ Regelung. Bei leichten Lasten ist der Einfluss der Spannungsmodulation des Halbleiterübergangs der Diode als auch von Überschwingungen zu beobachten. Für die Reduzierung der Auswirkungen bei leichten Lasten ist möglicherweise eine Minimallast oder der Einsatz einer Zenerdiode zur Begrenzung erforderlich.

Bei schweren Lasten wird die Regelung durch die parasitäten Komponenten in der Schaltung herabgesetzt. Demzufolge können durch eine entsprechende Reduzierung bessere Ergebnisse erzielt werden. Die Regelung der Ausgangsspannung kann beispielsweise durch einen Austausch der Diode durch einen synchronen Schalter deutlich optimiert werden.

Zusammenfassend handelt es sich bei einem Fly-Buck-Wandler um eine attraktive Topologie, die dem Bedarf an einer kostengünstigen, einfachen, isolierten Stromversorgung gerecht wird und die eine gewisse Abweichung (5 bis 10%) der Ausgangsspannung tolerieren kann. Die Effizienz kann (bei 5-V-Ausgang) gute Werte (80%) mit Diodengleichrichter erreichen, die mithilfe synchroner Gleichrichter weiter verbessert werden können.

Von Robert Kollman, Texas Instruments

Crest-Faktor und Spitzenwerte von HF-Signalen messen

Eine auf hohe Geschwindigkeit, geringen Stromverbrauch und eine unipolare Versorgungsspannung von 3,3 V optimierte Schaltung misst den Crest-Faktor sowie Spitzen- und Effektivwert von HF-Signalen.

Die Schaltung in Bild 1 misst den Spitzen- und Effektivwert von Leistung bei HF-Frequenzen von 450 MHz bis 6 GHz in einem Bereich von etwa 45 dB. Die Messergebnisse werden in differentielle Signale gewandelt, um Rauschanteile zu beseitigen. Bereitgestellt werden die Messergebnisse als digitale Informationen am Ausgang eines 12-Bit-SAR-A/D-Wandlers mit serieller Schnittstelle und integrierter Referenz. Eine einfache Zweipunkte-Kalibrierung wird im digitalen Bereich durchgeführt.

Bild 1: Stromsparende Schaltung zur schnellen Messung von Crest-Faktor, Spitzen- und Effektivwert von HF-Signalen (vereinfachte Blockschaltung; gezeigt sind nicht alle Verbindungen und auch nicht die Entkopplung) Bild 1: Stromsparende Schaltung zur schnellen Messung von Crest-Faktor, Spitzen- und Effektivwert von HF-Signalen (vereinfachte Blockschaltung; gezeigt sind nicht alle Verbindungen und auch nicht die Entkopplung)

Der ADL5502 ist ein Effektivwert-Leistungsdetektor in Kombination mit einem Hüllkurvendetektor zur genauen Ermittlung des Crest-Faktors eines modulierten Signals. Das Bauteil kann in HF-Empfänger- und Transmitter-Signalketten von 450 MHz bis 6 GHz mit Hüllkurvenbandbreiten über 10 MHz verwendet werden. Über die Peak-Hold-Funktion lassen sich mit A/D-Wandlern mit relativ niedrigen Abtastraten kurze Signalspitzen in der Hüllkurve erfassen. Die Stromaufnahme beträgt 3 mA bei 3 V.

Der ADA4891-4 ist ein schneller, vierkanaliger CMOS-Verstärker mit hoher Leistungsfähigkeit zu einem attraktiven Preis. Die Stromaufnahme des Bauteils beträgt 4,4 mA/Verstärker an 3 V. Der Verstärker weist die Fähigkeiten einer echten unipolaren Spannungsversorgung auf und bietet einen Eingangsspannungsbereich, der 300 mV unter der negativen Versorgungsspannung liegt.

Aufgrund der Rail-to-Rail-Ausgangsstufe erstreckt sich die Ausgangsspannung von 50 mV über der negativen Versorgungsspannung bis 50 mV unter der positiven Versorgungsspannung. Dies gewährleistet einen maximalen Dynamikbereich. Geringe Verzerrungen und kurze Einschwingzeiten prädestinieren den ADA4891-4 für diese Anwendung.

Der AD7266 ist ein schneller, zweikanaliger 12-Bit-SAR-A/D-Wandler mit geringem Stromverbrauch. Das Bauteil arbeitet an einer unipolaren Spannung von 2,7 bis 5,25 V und erreicht Abtastraten bis 2 MSample/s. Den beiden ADCs im AD7266 sind ein dreikanaliger Multiplexer sowie ein rauscharmer, breitbandiger Track-&-Hold-Verstärker nachgeschaltet, der mit Eingangsfrequenzen über 30MHz zurechtkommt. Die Stromaufnahme beträgt 3 mA bei 3 V. Ebenfalls im AD7266 enthalten ist eine 2,5-V-Referenz.

Unipolare Versorgungsspannung

Die Schaltung arbeitet an einer unipolaren Spannung von +3,3 V. Geliefert wird diese vom ADP121. Der ADP121 ist ein Linearregler mit geringem „Dropout“ und niedrigem Ruhestrom. Er arbeitet an 2,3 bis 5,5 V und bietet einen Ausgangsstrom bis zu 150 mA. Die Dropout-Spannung von 135 mV bei 150 mA Last erhöht die Effizienz und erlaubt den Betrieb über einen großen Eingangsspannungsbereich. Der Ruhestrom von 30 μA bei Volllast prädestiniert den ADP121 für batteriegespeiste, tragbare Geräte.

Den ADP121 gibt es mit Ausgangsspannungen von 1,2 bis 3,3 V. Das Bauteil ist für den stabilen Betrieb mit kleinen 1-μF-Keramikkondensatoren am Ausgang optimiert. Der ADP121 bietet ein gutes Transientenverhalten bei minimaler Grundfläche. Schutzschaltungen gegen Kurzschluss und Übertemperatur verhindern eine Beschädigung des Bauteils im Fehlerfall. Angeboten wird der ADP121 im winzigen 5-poligen TSOT-Gehäuse sowie im WLCSP-Gehäuse (Rasterabstand 0,4 mm). Aufgrund seiner sehr geringen Grundfläche eignet sich der ADP121 für viele tragbare Anwendungen.

Schaltungsbeschreibung

Das gemessene HF-Signal wird an den ADL5502 angelegt. Ein Abschlusswiderstand mit 75 Ω am HF-Eingang parallel zur Eingangsimpedanz des ADL5502 ermöglicht eine Breitbandanpassung von 50 Ω. Genauere Ohm’sche oder reaktive Anpassungen können für schmalere Frequenzbänder angewendet werden (siehe Abschnitt HF-Eingangsschnittstelle im Datenblatt des ADL5502).

Der interne Filterkondensator des ADL5502 ermöglicht Mittelwertbildung im quadratischen Bereich, belässt jedoch einen AC-Anteil am Ausgang. Signale mit hohen Spitze/Mittelwert-Verhältnissen wie zum Beispiel W-CDMA oder CDMA2000 können AC-Restspannungen am DC-Effektivwertausgang des ADL5502 produzieren. Um die Effekte dieser niederfrequenten Komponenten in den Signalverläufen zu reduzieren, ist eine zusätzliche Filterung erforderlich. Die interne Filterkapazität des ADL5502 im quadratischen Bereich kann mit einem Kondensator zwischen Pin 1 (FLTR) und Pin 2 (VPOS) erhöht werden.

Die AC-Restspannung lässt sich weiter reduzieren, indem man einen Kondensator an den Ausgang für den Effektivwert der Spannung schaltet. Die Kombination des internen 100-Ω-Ausgangswiderstands und der zusätzlichen Ausgangskapazität bildet ein Tiefpassfilter, das Ausgangs-Ripple des URMS-Ausgangs verringert (mehr Informationen im Abschnitt „Selecting the Square-Domain Filter and Output Low-Pass Filter“ im Datenblatt des ADL5502).

Spitzenwert messen

Um den Spitzenwert eines Signalverlaufs zu messen, muss die Steuerleitung (CNTL) temporär auf den Logikpegel „High“ (Reset Mode für >1 μs) gesetzt und dann auf den Logikpegel „Low“ zurückgesetzt werden. So lässt sich der ADL5502 auf einen bekannten Zustand initialisieren. Beim Einstellen des Bauteils zur Messung von Spitzenwerten sollte der Peak-Hold-Modus für eine Periode getoggelt werden, in welcher sich der Effektivwert der Eingangsleistung und der Crest-Faktor nicht ändern.

Falls sich der ADL5502 im Peak-Hold-Modus befindet und sich der Crest-Faktor von „High“ auf „Low“ ändert oder die Eingangsleistung von „High“ auf „Low“ wechselt, wird eine fehlerhafte Spitzenmessung signalisiert. Der ADL5502 meldet einfach den höchsten Spitzenwert der aufgetreten ist, als der Peak-Hold-Modus aktiviert war und die Eingangsleistung oder der Crest-Faktor „High“-Pegel hatten. Es sei denn CNTL ist zurückgesetzt, dann gibt der PEAK-Ausgang nicht den neuen Spitzenwert im Signal wieder.

Der ADL5502 kann einen effektiven Ausgangsstrom von etwa 3 mA liefern. Der Ausgangsstrom fließt durch den auf dem Chip integrierten Serienwiderstand von 100 Ω. Somit bildet jeder Lastwiderstand mit diesem On-Chip-Widerstand einen Spannungsteiler. Es wird empfohlen, den URMS-Ausgang des ADL5502 eine hohe Ohm’sche Last treiben zu lassen, damit der Ausgangsspannungshub erhalten bleibt. Falls bei einer Anwendung eine Last mit niedrigem Widerstand getrieben werden soll (sowie in Fällen, in denen eine Erhöhung des nominalen Wandlungsgewinns wünschenswert ist), ist eine Pufferschaltung erforderlich.

Der PEAK-Ausgang ist zum Treiben von 2-pF-Lasten ausgelegt. Es wird empfohlen, dass der PEAK-Ausgang des ADL5502 niedrige kapazitive Lasten treibt, um eine volle Ausgangsreaktionszeit zu erzielen. Die Effekte größerer kapazitiver Lasten sind speziell sichtbar beim Tracking von Hüllkurven während der fallenden Signalübergänge.

Befindet sich die Hüllkurve in einem fallenden Signalübergang, entlädt sich der Lastkondensator über den chipinternen Widerstand von 1,9 kΩ. Falls sich die größere kapazitive Last nicht vermeiden lässt, kann der zusätzlichen Kapazität entgegengewirkt werden, indem man einen Shunt-Widerstand zwischen Masse und den PEAK-Ausgang legt, um eine schnellere Entladung zu erreichen. Ein solcher Shunt-Widerstand erhöht den Strom des ADL5502 und sollte nicht niedriger als 500 Ω sein.

Einschaltzeit und Impulsverlauf

Bild 6: Verlauf des Ausgangspegels bei verschiedenen HF-Eingangspulsen, Versorgungsspannung 3 V, Frequenz 900 MHz, Square-Domain-Filter offen, Ausgangsfilter 0,1 µF Bild 6: Verlauf des Ausgangspegels bei verschiedenen HF-Eingangspulsen, Versorgungsspannung 3 V, Frequenz 900 MHz, Square-Domain-Filter offen, Ausgangsfilter 0,1 µF

Die Einschaltzeit und der Impulsverlauf sind stark von der Größe des Square-Domain-Filters (CFLTR) und dem an den URMS-Ausgang angeschlossenen Ausgangs-Shunt-Kondensator abhängig. Bild 6 (aus dem Datenblatt des ADL5502) zeigt den Verlauf des Ausgangssignals bei verschiedenen am RFIN-Pin angelegten HF-Impulen mit einem Ausgangsfilterkondensator von 0,1 μF und ohne Square-Domain-Filterkondensator (CFLTR). Die fallende Flanke wird speziell von der Kapazität des Ausgangs-Shunts bestimmt.

Um die fallende Flanke der Enable- und Pulsreaktionen zu verbessern, kann parallel zum Ausgangs-Shunt-Kondensator ein Widerstand geschaltet werden. Der zusätzliche Widerstand trägt dazu bei, den Filter-Kondensator am Ausgang zu entladen. Obwohl diese Methode die Abschaltzeit verkürzt, dämpft der zusätzliche Lastwiderstand auch den Ausgang (siehe Abschnitt „Output Drive Capability and Buffering“ im Datenblatt des ADL5502). Bild 7 (aus dem Datenblatt des ADL5502) zeigt die Verbesserung, die durch den zusätzlichen parallelen 1-kΩ-Widerstand erreicht wurde.

Bild 7: Ausgangsverhalten bei verschiedenen HF-Eingangspulsen, Versorgungsspannung 3 V, Frequenz 900 MHz, Square-Domain-Filter offen, Ausgangsfilter 0,1 µF mit Widerstand 1 kO parallel Bild 7: Ausgangsverhalten bei verschiedenen HF-Eingangspulsen, Versorgungsspannung 3 V, Frequenz 900 MHz, Square-Domain-Filter offen, Ausgangsfilter 0,1 µF mit Widerstand 1 kO parallel

Die RMS- und PEAK-Ausgänge des ADL5502 durchlaufen Puffer mit Einsverstärkung, die zur Wandlung der massebezogenen Ausgänge in differentielle Signale Stufen mit Cross-Kopplung treiben. Die interne 2,5-V-Referenz des AD7266 (über die DCAPA- und DCAPB-Pins) durchläuft einen weiteren Puffer mit Einsverstärkung und einen Spannungsteiler.

Dies setzt die Gleichtaktspannung des Netzwerks auf +1,25 V. Der AD7266 erzielt simultane Samples der RMS- und PEAK-Ausgänge und überträgt die Daten innerhalb einer Reaktionszeit von 1 μs. Die Daten werden auf einer seriellen Datenleitung bereitgestellt. Da Steigung und Achsenabschnitt (Intercept) von Bauteil zu Bauteil variieren, muss für hohe Genauigkeit eine Kalibrierung auf Boardebene durchgeführt werden.

In der Regel erfolgt die Kalibrierung, indem man zwei Eingangsleistungspegel an den ADL5502 anlegt und die zugehörigen Ausgangsspannungen misst. Die Kalibrierungspunkte werden normalerweise so gewählt, dass sie im linearen Arbeitsbereich des Bauteils liegen. Die am besten geeignete Gerade findet man, indem man den Wandlungsgewinn (oder die Steigung) und den Achsenabschnitt mithilfe der Gleichungen 1 und 2 berechnet:

Verstärkung = (UURMS2 − UURMS1)/(UIN2 − UIN1) (Gleichung 1)

Achsenabschnitt = URMS1 − (Verstärkung . UIN1) (Gleichung 2)

Darin sind UIN der Effektivwert der Eingangsspannung an RFIN und UURMS die Ausgangsspannung an VRMS.

Sobald Verstärkung und Achsenabschnitt berechnet sind, kann Gleichung 3 herangezogen werden, welche die Berechnung einer (unbekannten) Eingangsleistung, basierend auf der gemessenen Ausgangsspannung, erlaubt.

UIN = (UURMS − Achsenabschnitt) / Verstärkung (Gleichung 3)

Linearitätsfehler

Für eine ideale (bekannte) Eingangsleistung kann der Linearitätsfehler der gemessenen Daten nach Gleichung 4 berechnet werden:

Fehler (dB) = 20 log (UURMS, gemessen – Achsenabschnitt) / (Verstärkung  UIN, ideal) (Gl. 4)

Bild 8: VRMS-Linearitätsfehler in Abhängigkeit vom Eingangspegel, 450 MHz, 900 MHz, 1900 MHz, 2350 MHz, 2600 MHz, Versorgungsspannung +3,3 V Bild 8: URMS-Linearitätsfehler in Abhängigkeit vom Eingangspegel, 450 MHz, 900 MHz, 1900 MHz, 2350 MHz, 2600 MHz, Versorgungsspannung +3,3 V
Bild 9: PEAK-Linearitätsfehler in Abhängigkeit vom Eingangspegel, 450 MHz, 900 MHz, 1900 MHz, 2350 MHz, 2600 MHz, Versorgungsspannung +3,3 V Bild 9: PEAK-Linearitätsfehler in Abhängigkeit vom Eingangspegel, 450 MHz, 900 MHz, 1900 MHz, 2350 MHz, 2600 MHz, Versorgungsspannung +3,3 V

Die Bilder 8 und 9 zeigen den Verlauf des Ueff– und PEAK-Fehlers bei 25°C. Dies ist die Temperatur, bei welcher der ADL5502 kalibriert wird.

Zu beachten ist, dass der Fehler nicht Null beträgt. Dies ergibt sich aus der Tatsache, dass der ADL5502 selbst in seinem Betriebsbereich nicht optimal der idealen linearen Gleichung folgt. Der Fehler an den Kalibrierungspunkten ist jedoch laut Definition gleich Null.

Wenn die Charakteristika (Steigung und Achsenabschnitt) der VRMS- und PEAK-Ausgänge bekannt sind, ist die Kalibrierung für die Crest-Faktor-Berechnung vollständig. Ein dreistufiger Prozess muss verwendet werden, um den Crest-Faktor eines beliebigen Signalverlaufs zu messen und zu berechnen. Zunächst muss das unbekannte Signal an den HF-Eingang angelegt werden. Dann wird der zugehörige URMS-Pegel gemessen.

Bild 10: Wie man den Crest-Faktor berechnet Bild 10: Wie man den Crest-Faktor berechnet

Dieser Pegel ist in Bild 10 als VVRMS-UNKNOWN dargestellt. Der HF-Eingang, UIN, wird mit VVRMS-UNKNOWN und Gleichung 3 ermittelt.

Anschließend wird der CW-Referenzpegel von PEAK, UPEAK-CW, laut Gleichung 5 berechnet. Dazu wird UIN (dies ist die Ausgangsspannung, die die Schaltung „sehen” würde, wenn das eintreffende Signal ein CW-Signal wäre) verwendet.

UPEAK-CW = (UIN GainPEAK) + InterceptPEAK (Gleichung 5)

Abschließend wird der tatsächliche Pegel von PEAK, UPEAK-UNKNOWN, gemessen. Der Crest-Faktor CF lässt sich dann nach Gleichung 6 berechnen:

CF = 20 log 10 (UPEAK-UNKNOWN / UPEAK-CW) (Gleichung 6)

Bild 11: Crest-Faktoren verschiedener Signalverläufe Bild 11: Crest-Faktoren verschiedener Signalverläufe

Dabei dient UPEAK-CW als Referenzpunkt zum Vergleichen von UPEAK-UNKNOWN. Falls beide UPEAK-Werte gleich sind, beträgt der Crest-Faktor 0 dB. Dies zeigt Bild 11 mit dem CW-Signal (aus dem Datenblatt des ADL5502). Über den Dynamikbereich bewegt sich der Crest-Faktor um die 0-dB-Linie. Auch bei komplexen Signalverläufen mit Scheitelwerten von 3, 6 und 9 dB liegen die zugehörigen CF-Werte in diesen Bereichen.

Leiterplattenlayout entscheidet über die Leistungsfähigkeit

Die Leistungsfähigkeit dieser oder anderer schneller Schaltungen hängt stark vom Leiterplattenlayout ab. Dies beinhaltet unter anderem den Bypass der Stromversorgung, kontrollierte Impedanzleitungen (wo erforderlich), Bauteileplatzierung, Signal-Leitungsführung (Routing) und Power- sowie Masse-Flächen. (Siehe MT-031 Tutorial, MT-101 Tutorial, und Artikel “A Practical Guide to High-Speed Printed-Circuit-Board Layout” für mehr Informationen bezüglich Leiterplattenlayout).

Gemeinsame Abweichungen

Für Anwendungen, bei denen ein kleinerer HF-Erkennungsbereich erforderlich ist, kann der Effektivwert-Detektor AD8363 verwendet werden. Der AD8363 hat einen Erkennungsbereich von 50 dB und arbeitet bei Frequenzen bis 6 GHz. Für Anwendungen, bei denen der Effektivwert nicht erkannt werden muss, können die Bauteile AD8317/AD8318/AD8319 oder ADL5513 verwendet werden. Diese Bauteile bieten unterschiedliche Erkennungsbereiche und weisen verschiedene Eingangsfrequenzbereiche bis 10 GHz auf (siehe CN-0150 für weitere Informationen).

Schaltungsevaluierung und Test

Bei dieser Schaltung kommen das Schaltungsboard EVAL-CN0187-SDPZ und das Systemdemonstrationsplattform (SDP) Evaluation-Board EVAL-SDP-CB1Z zum Einsatz. Beide Boards verfügen über 120-polige Anschlüsse und ermöglichen einen schnellen Aufbau sowie die schnelle Überprüfung der Leistungsfähigkeit der Schaltung.

Die Platine EVAL-CN0187-SDPZ enthält die zu evaluierende Schaltung, wie hier beschrieben. Das SDP-Evaluation-Board wird in Verbindung mit der CN0187 Evaluierungssoftware verwendet, um die Daten vom EVAL-CN0187-SDPZ Schaltungsboard zu erfassen.

Erforderliche Geräte

  • PC mit USB-Port und Windows XP, Windows Vista (32 Bit) oder Windows 7 (32 Bit)
  • Schaltungs-Evaluierungsboard EVAL-CN0187-SDPZ
  • Evaluierungsboard EVAL-SDP-CB1Z SDP
  • Evaluierungssoftware CN0187
  • Versorgungsspannung: +6 V oder 6-V-Steckernetzteil
  • HF-Signalquelle
  • Koaxial-HF-Kabel mit SMA-Steckern

Erste Schritte

Laden der Evaluierungssoftware. Dazu wird die CD mit der Evaluierungssoftware in das PC-Laufwerk eingelegt und die Read-me-Datei, in der die Installation und die Verwendung der Evaluierungssoftware beschrieben sind, geöffnet.

Blockdiagramm mit den Funktionen

Bild 1 und die pdf-Datei EVAL-CN0187-SDPZ-SCH zeigen das Blockdiagramm. Die pdf-Datei befindet sich im Design Support Package CN0187.

Aufbau

Zunächst wird der 120-polige Stecker am EVAL-CN0187-SDPZ Schaltungsboard mit dem mit „CON A” gekennzeichneten Anschluss des EVAL-SDP-CB1Z Evaluation (SDP) Boards verbunden. Um die beiden Boards gut zu sichern, sollte Nylon-Hardware verwendet werden. Dazu dienen die Bohrungen an den Enden des 120-poligen Steckers. Mit einem geeigneten HF-Kabel und dem SMA HF-Eingangsstecker wird die HF-Signalquelle an das EVAL-CN0187-SDPZ Board angeschlossen.

Bei ausgeschalteter Stromversorgung wird eine 6-V-Spannung an die mit „+6 V” und „GND” bezeichneten Pins am Board angeschlossen. Falls verfügbar kann ein 6-V-Steckernetzteil an die Buchse für Hohlstecker am Board angeschlossen und statt der 6-V-Versorgungsspannung verwendet werden. Jetzt wird das im Lieferumfang des SDP-Boards enthaltene USB-Kabel an den USB-Port des PCs gesteckt. Zu beachten ist, dass das USB-Kabel zu diesem Zeitpunkt nicht an den Mini-USB-Stecker am SDP-Board angeschlossen wird.

Test

Jetzt wird die am EVAL-CN0187-SDPZ Schaltungsboard angeschlossene 6-V-Stromversorgung (oder das Steckernetzteil) eingeschaltet. Anschließend wird die Evaluierungssoftware gestartet und der PC über das USB-Kabel an den USB Mini-Stecker des SDP-Boards angeschlossen. Die Software kann mit dem SDP-Board kommunizieren, falls der Treiber für die Analog Devices Systementwicklungsplattform im Device Manager gelistet ist. Sobald die USB-Kommunikation aufgebaut ist, lassen sich mit dem SDP-Board serielle Daten vom EVAL-CN0187-SDPZ Board senden, empfangen und erfassen.

Die Daten in diesem Beitrag wurden mit der Signalquelle SMT-03 RF von Rohde & Schwarz und der Stromversorgung E3631A von Agilent erzeugt. Die Signalquelle war auf den in den Kurven angegebenen Frequenzen eingestellt. Die Eingangsleistung wurde in Stufen durchlaufen und die Daten in 1-dB-Inkrementen aufgezeichnet.

Informationen und Einzelheiten über die Nutzung der Evaluierungssoftware zur Datenerfassung befinden sich in der ReadMe-Datei der CN0187 Evaluierungssoftware. Informationen über das SDP-Board enthält der SDP User Guide.

Der Autor:  James Fitzgerald, Analog Devices.

Microsoft SQL Server 2012

Datenbankdateien verkleinern Sie entweder im Management Studio oder über eine T-SQL-Abfrage. Gehen Sie dazu folgendermaßen vor:

  1. Erweitern Sie Datenbanken, und klicken Sie mit der rechten Maustaste auf die Datenbank, die Sie verkleinern wollen.
  2. Wählen Sie Tasks/Verkleinern/Dateien.
  3. Es öffnet sich eine Liste der Dateien der Datenbank. Im Fenster können Sie verschiedene Optionen auswählen, um einzelne Dateien zu verkleinern.

 Alternativ können Sie auch eine T-SQL-Abfrage durchführen und den Befehl DBCC SHRINKFILE nutzen. Auf der Seite http://msdn.microsoft.com/de-de/library/ms189493.aspx  finden Sie eine umfassende Erläuterung zum Befehl.

Neben einer kompletten Datenbank, können Sie auch einzelne Datenbankdateien löschen. Dazu rufen Sie die Eigenschaften der Datenbank auf und wechseln zur Seite Dateien. Eine Datei muss komplett leer sein, ansonsten können Sie diese nicht löschen. Wie Sie eine Datei verkleinern und dabei leeren, lesen Sie im vorangegangen Abschnitt. Um eine Datei zu löschen, gehen Sie folgendermaßen vor:

  1. Rufen Sie die Eigenschaften der Datenbank im Management Studio auf und wechseln Sie zur Seite Dateien.
  2. Wählen Sie die zu löschende Datei aus und klicken Sie auf Entfernen. Die Datei verschwindet zwar im Fenster, ist aber noch nicht gelöscht. Klicken Sie auf Abbrechen, bleibt die Datei erhalten
  3. Klicken Sie auf OK, um die Datei zu löschen.

Dateien können Sie auch über T-SQL-Abfragen löschen. Dazu verwenden Sie die folgenden Befehle:

USE master;
ALTER DATABASE <Name der Datenbank>
REMOVE FILE <Logischer Name der Datei> ;

Microsoft Enterprise Mobility Suite

Die Suite besteht im Grunde genommen aus drei Säulen: Windows Intune in der neuen Version, Azure Active Directory Premium und Azure Active Directory Rights Management. Bei EMS handelt es sich um einen vollständig in die Cloud ausgelagerten Dienst. Unternehmen benötigen keine eigenen Server mit EMS und es ist auch keine Installation oder Verwaltung des Dienstes notwendig. Die Konfiguration erfolgt komplett über die Weboberfläche.

Um EMS zu lizenzieren, benötigen Sie für die Anwender oder Geräte eine aktive Software Assurance für CoreCAL, ECAL, oder BridgeCAL für Microsoft Office 365. Sie müssen immer die komplette Suite buchen, es ist nicht möglich EMS zu einem bereits existierenden Abonnement für Azure AD Premium hinzu zu buchen. Wenn Sie bereits Windows Intune oder Azure Active Directory-Rechteverwaltung einsetzen, gibt es Möglichkeiten, die Lizenzen auf EMS auszuweiten, also Azure Active Directory zusätzlich zu erhalten. Hierzu sollten Sie einfach bei Ihrem Lizenzhändler nachfragen.  Seit dem 01.07.2014 können Unternehmen die auf Office 365 E3 oder E4 setzen, die Azure Active Directory-Rechteverwaltung auch mit externen Diensten, außerhalb von Office 365 nutzen.

Gebloggt: Standards für 64Bit-ARM-Hardware in Rechenzentren

Mit dem Programm ARM Partner Early Access will der einflussreichste Open-Source-Anbieter Standards für den Einsatz von 64-Bit-ARM-Hardware in Rechenzentren voran bringen. Das Programm adressiert gleichermaßen unabhängige Hardware-Hersteller (IHVs), original equipment manufacturers (OEMs) und original design manufacturers (ODMs). Bisher sind bereits führende Hersteller des ARM-Ökosystems wie AMD, American Megatrends, AppliedMicro, Broadcom, Cavium, Dell, HP, Linaro und ARM Holdings im Boot.

ARM Partner Early Access

Zu einem der primären Ziele des Programms gehört es laut Ankündigung von Red Hat, Hardware-Partnern möglichst frühzeitig Zugriff auf neueste Red-Red-Entwicklungen für 64-Bit-ARM-Software zu gewähren. Das Programm soll aber auch allgemein die Zusammenarbeit bei der Definition einer Entwicklungsplattform für standardisierte Rechencenter-Software für die angestrebte Hardwarelösung angeregt werden.

Die Zeit ist reif

Im Verlauf der Evolution des ARM-Ökosystems hat Red Hat nach eigener Angabe kontinuierlich daran gearbeitet, einen Open-Source- und Industrie-Standard als integrale Komponente dieser Architektur zu etablieren. Mit fortschreitender Reife der ARMv8-A-64-Architektur sieht Red Hat nun auch im Server-Segment die Zeit für einen Wechsel von Intel-basierter Hardware auf die deutlich energieeffizientere ARM-Plattform für gekommen. Daher unterstützt Red Hat auch seit Anfang diesen Jahres ARMs Server Base System Architecture (SBSA). Damit findet sich Red Hat in illustrer Gesellschaft von Microsoft, Canonical, Suse, Citrix, Linaro, AMD, Dell und HP, die ebenfalls SBSA-Förderer sind. So orientiert sich beispielsweise AMDs Opteron A1100, ein 64-Bit Server-ARM-SoC, von dem erst gestern ein erstes Entwicklerkit veröffentlicht wurde, an der SBSA. Das lässt sich mit Red Hats zeitgleich angekündigtem Fedora für ARM 64-Bit als Betriebssystem verwenden, sodass Entwicklern vom Start weg die gängigen GNU-Werkzeuge, der Apache-Webserver, die Datenbank MySQL, PHP, sowie Java 7 und Java 8 zur Verfügung stehen.

Größere Flexiblität für Chip-Hersteller

Die AMD-Plattform bietet zwar gegenüber Intel momentan Vorteile in der Energie-Effizienz, doch hier wird Intel absehbar nachziehen. Für die ARM-Plattform spricht aber mittelfristig die größere Flexibilität. So können Chip-Hersteller CPU-Kerne beispielsweise flexibler mit den gewünschten Komponenten kombinieren. Server-OEMs erhalten damit eine größere Gestaltungsfreiheit bei der Entwicklung von Micro-Servern für Rechenzentren. Da diese Gestaltungsfreiheit aber ein Nachteil für Softwarehersteller ist, die ihren Produkte im Nachhinein für verschiedene Hardware-Designs anpassen müssen, will Red Hat mit seinem neuen Programm und seinen Partner für die notwendige Standardisierung sorgen. Dazu gehören z.B. auch angepassten Werkzeugen und Dokumentationen.