Archiv der Kategorie: EPFH – Tipps

Drei einfache Topologien für Split-Rail-Stromversorgungen

Eine einfache Methode ist in Bild 1 dargestellt. Hier wurden eine Ladungspumpe und ein Aufwärtswandler integriert. Während der Aufwärtswandler eine geregelte positive Ausgangsspannung bereitstellt, erzeugt die Ladungspumpe die negative Spannung. Wenn der MOSFET Q1 abschaltet, lädt sich der Kondensator C4 über D4 auf eine Spannung auf, die um einen Dioden-Spannungsabfall über der Ausgangsspannung liegt. Sobald Q1 einschaltet, entlädt sich C4 über D3 an den Ausgangskondensator C3. D1 und D2 fügen einen Dioden-Spannungsabfall zur Spannung an C4 hinzu, um die Spannungs-abfälle an D3 und D4 in der Ladungspumpe zu kompensieren.

Lässt man D1 weg, ist die Ausgangsspannung von –12 V vom Betrag her um einen Dioden-Spannungsabfall geringer als die Ausgangsspannung von +12 V. Bei dieser Schaltung muss die Belastung des positiven Ausgangs größer oder gleich der des negativen Ausgangs sein, da sonst am negativen Ausgang eine übermäßige Welligkeit zu beobachten ist.

Wird beispielsweise die Last am positiven Ausgang ganz entfernt, stellt die Stromversorgung das Schalten ein und die Spannung am Ausgangskondensator des negativen Ausgangs fällt bis zum nächsten Schaltzyklus langsam ab.

Auf-/Abwärtswandler-Schaltung mit Buck Controller

 Bild 2: Mithilfe einer gekoppelten Induktivität liefert dieser Abwärts-/Aufwärts-Wandler zwei Ausgangsspannungen (Bild: TI) Bild 2: Mithilfe einer gekoppelten Induktivität liefert dieser Abwärts-/Aufwärts-Wandler zwei Ausgangsspannungen (Bild: TI)

Ein alternativer Ansatz mit einer gekoppelten Induktivität ist in Bild 2 zu sehen. Die Schaltung kann über einen weiten Ein- und Ausgangsspannungsbereich eingesetzt werden. Sie setzt außerdem nicht zwingend voraus, dass die Ausgangsspannung größer als die Eingangsspannung ist.

In einer Auf-/Abwärtswandler-Schaltung kommt hier ein Buck-Controller mit integriertem FET zum Einsatz. Dieser Controller ist auf die negative Ausgangsspannung bezogen, läuft aber über die Ausgangsdiode D2 an. Sobald sich in der Primärwicklung des Leistungsübertragers ein Strom aufbaut, wird die negative Spannung reduziert.

Geregelt wird in dieser Schaltung die Summe aus der positiven und der negativen Ausgangsspannung. Verglichen mit der Regelung nur einer Spannung sorgt dies für verbesserte Regeleigenschaften. Regelt man nur eine Spannung, kann bei dieser eine hohe Regelgenauigkeit erzielt werden. Bei der anderen Spannung dagegen können Schwankungen um ±10 % auftreten. Das hier gewählte Regeln der Summe beider Spannungen bewirkt bei beiden eine Schwankungsbreite von ±5 %.

Die Rückleitung des Reglers über den negativen Ausgang hat sowohl Vor- als auch Nachteile. Einerseits kann hierdurch der Differenzverstärker entfallen, der notwendig wäre, wenn die Rückleitung mit der Masse verbunden wäre. Andererseits macht dies eine Pegelumsetzung an Signalen wie Power Good und Enable sowie den Takten erforderlich.

Entschieden werden muss beim Design dieser Schaltung ebenfalls, ob sie stets mit einem kontinuierlichen (nicht lückenden) Strom in der Induktivität arbeiten soll.

Für den nicht lückenden Betrieb wird D2 sowie möglicherweise auch D1 häufig durch MOSFETs ersetzt, wodurch der Strom während des 1-D-Off-Intervalls in umgekehrter Richtung fließen kann. Wird D1 nicht durch einen FET ersetzt und beträgt das Windungsverhältnis des Übertragers 1:1, ist die positive Ausgangsspannung vom Betrag her um ungefähr einen Dioden-Spannungsabfall geringer als die negative.

Während der höhere Wirkungsgrad und die besseren Kreuzregelungs-Eigenschaften klar für den nicht lückenden Betrieb sprechen, schlagen die höhere Komplexität und die Mehrkosten bei dieser Betriebsart negativ zu Buche.

Design einer isolierten, bipolaren Stromversorgung

 Bild 3: Diese Flybuck-Schaltung mit einer gekoppelten Induktivität stellt einen nicht isolierten Ausgang und zwei isolierte Ausgänge bereit. (Bild: TI) Bild 3: Diese Flybuck-Schaltung mit einer gekoppelten Induktivität stellt einen nicht isolierten Ausgang und zwei isolierte Ausgänge bereit. (Bild: TI)

Das in Bild 3 dargestellte, einfache Design einer isolierten bipolaren Stromversorgung wird als Flybuck-Wandler bezeichnet. Im vorliegenden Fall wird eine primärseitig geregelte Ausgangsspannung von 12 V erzeugt, von der sekundärseitig Ausgangsspannungen von ±15 V abgeleitet werden.

Ein synchroner Betrieb ist die Voraussetzung für das Aufrechterhalten der Regelung, wenn am 12-V-Ausgang keine Last liegt, während die sekundärseitigen Ausgänge belastet sind. Im synchronen Betrieb kann der Strom in der Primärwicklung das Vorzeichen wechseln, um die Ansammlung von Ladung im Ausgangskondensator zu verhindern und ein Peaking zu vermeiden.

Die Regelung auf der Primärseite bleibt ununterbrochen bestehen, während die sekundärseitige Regelung den 1-D-Abschnitt der Schaltperiode nutzt. Während dieser Zeit wird die Spannung an der Primärwicklung auf 12 V geklemmt und die sekundärseitigen Spannungen werden anhand des Windungsverhältnisses bestimmt. Die Schaltung kommt über einen weiten Lastbereich hinweg auf eine sekundärseitige Regelgenauigkeit von ±10 %.

Auswahl der richtigen Topologie

 Tabelle 1: Die Anforderungen in Sachen VIN/VO und Isolation können als Auswahlkriterien bei der Ermittlung der richtigen Topologie dienen (Bild: VBM-Archiv) Tabelle 1: Die Anforderungen in Sachen VIN/VO und Isolation können als Auswahlkriterien bei der Ermittlung der richtigen Topologie dienen (Bild: TI)

Tabelle 1 gibt eine Übersicht über die Kriterien zur Auswahl der richtigen Topologie. In vielen Fällen kommt die Ladungspumpe als kostengünstigste Option in Frage. Werden jedoch über einen großen Lastbereich gute Regeleigen-schaften gewünscht, sollten die beiden anderen Verfahren in Erwägung gezogen werden. Da es sich bei der Flybuck-Schaltung im Prinzip um einen Abwärtswandler mit gekoppelter Induktivität handelt, ist das Verhältnis zwischen der Eingangsspannung und der Haupt-Ausgangsspannung stets größer als 1.

Ergänzt man diese Topologie durch eine zusätzliche Wicklung, sind verschiedene Spannungsverhältnisse realisierbar, und auch eine galvanische Isolation ist möglich. Die größte Flexibilität hinsichtlich des Verhältnisses zwischen Ein- und Ausgangsspannungen bietet insgesamt jedoch der Abwärts-/Aufwärts-Wandler.

Achten Sie bei Aufwärtswandlern auf das Umwandlungsverhältnis

Kostenaufwand und Platzbedarf mögen triftige Gründe liefern, die Schaltfrequenz des Wandlers so hoch wie möglich zu wählen. Dennoch können der Wirkungsgrad und mit dem Controller-Baustein zusammenhängende Aspekte der Frequenz eine gewisse Obergrenze auferlegen.

 Gleichung 1 Gleichung 1

Ebenso wie es bei Abwärtswandlern ein bestimmtes minimal kontrollierbares On-Intervall gibt, sind bei Aufwärtswandlern gewisse minimal kontrollierbare Off-Intervalle zu beachten. Aufwärtswandler mit großen Umwandlungsverhältnissen können Probleme bereiten, wenn diese Grenzen missachtet werden. Der im nicht-lückenden Betrieb arbeitende Aufwärtswandler in Bild 1 soll diese Aussagen verdeutlichen. Sein Tastverhältnis berechnet sich nach Gleichung 1.

 Gleichung 2 Gleichung 2

Wenn man einige Einsetzungen vornimmt und nach der maximalen Schaltfrequenz auflöst (bezogen auf das minimal steuerbare Off-Intervall), erhält man Gleichung 2. Zum Beispiel benötigt ein Aufwärtswandler, der 24 V in 140 V wandeln soll, ein Tastverhältnis von 83 % und muss somit 17 % der Schaltperiode abgeschaltet sein.

Der hier zum Einsatz kommende Boost-Controller LM5122 hat ein minimal steuerbares Off-Intervall von 750 ns, zu dem sicherheitshalber weitere 250 ns hinzugerechnet werden sollten. Hieraus ergibt sich eine Obergrenze für die Schaltfrequenz von 170 kHz.

 Gleichung 3 Gleichung 3

 

 

Bild 2 zeigt den Schaltplan eines Aufwärtswandlers, der gebaut wurde, um aus einer Eingangsspannung von 24 V einen Ausgang mit 140 V und 2 A bereitzustellen. Die Schaltung basiert auf dem Interleaved-Prinzip, besteht also aus zwei um 180° phasenversetzt arbeitenden Leistungsstufen. Für die Aufteilung des Stroms auf die beiden Stufen sorgen Schaltungen im oberen Controller (Master). Diese stellen den Eingangsstrom jeder Stufe mithilfe einer resistiven Abtastung des Drosselstroms ein. Der Master-Controller reguliert außerdem Phase und Frequenz des Takts für beide Stufen und behandelt Softstarts und Fehler.

 Bild 2: Ein Aufwärtswandler nach dem Interleaved-Prinzip kommt auf eine höhere Leistung. Bild 2: Ein Aufwärtswandler nach dem Interleaved-Prinzip kommt auf eine höhere Leistung.

Der um 180° phasenversetzte Betrieb zweier Aufwärtswandler-Stufen bringt gleich mehrere Vorteile mit sich. Zum Beispiel beträgt die Verlustleistung bei einer Ausgangsleistung von 280 W und einem Wirkungsgrad von über 90% nur 18 W. Die Verwendung zweier Phasen bietet außerdem die Gelegenheit, die Ströme präzise zu regeln und damit auch die Verlustleistungen in den Halbleitern und Drosseln genau unter Kontrolle zu behalten.

Die bessere Wärmeverteilung erleichtert die Kühlung, und der gegenphasige Betrieb sorgt dafür, dass sich die eingangs- und ausgangsseitigen Welligkeitsströme gegenseitig ausgleichen, sodass die maximalen und effektiven Welligkeitsströme in den Kondensatoren geringer sind. Wegen der 180° betragenden Phasendifferenz zwischen den Drosselströmen hat der resultierende Welligkeitsstrom die doppelte Frequenz der einzelnen Phasenströme. Im Prinzip verdoppelt man auf diese Weise die effektive Schaltfrequenz des Wandlers, ohne dass sich nachteilige Auswirkungen auf den Wirkungsgrad einstellen.

 Bild 3: Der Aufwärtswandler aus Bild mit 24 V Eingangsspannung und einem Ausgang von 240 V/2 A zeichnet sich durch einen hohen Wirkungsgrad aus. Bild 3: Der Aufwärtswandler aus Bild mit 24-V- Eingangsspannung und einem Ausgang von 240 V/2 A zeichnet sich durch einen hohen Wirkungsgrad aus.

Wie der Wirkungsgrad dieses Wandlers von seinem Laststrom abhängt, zeigt Bild 3. Die Kurve lässt sich in drei Bereiche unterteilen. Im unteren Bereich wird der Wirkungsgrad von den unvermeidlichen Verlusten der Regelung und der Gate-Ansteuerung dominiert. Je mehr der Strom zunimmt, umso mehr treten diese Verluste jedoch in den Hintergrund, während die Schaltverluste deutlicher hervortreten. Bei höheren Ausgangsströmen schließlich fällt der Wirkungsgrad infolge der zunehmenden Leitungsverluste in den FETs und Drosseln wieder ab. Das Wirkungsgradmaximum lässt sich übrigens weiter nach rechts verlagern, indem man Bauelemente mit niedrigeren Widerständen verwendet.

Aufwärtswandler eignen sich nur für ein bestimmtes Verhältnis zwischen Ein- und Ausgangsspannung, da der Controller ein bestimmtes Off-Intervall nicht unterschreiten kann. Diese Untergrenze muss unbedingt beachtet werden, da es sonst zum Überspringen von Impulsen (Pulse Skipping), vermehrter Welligkeit am Ausgang mit niederfrequenten Komponenten und einem fehlerhaften Betrieb des Wandlers kommen kann. Die Verwendung zweier gegenphasig arbeitender Wandlerstufen bietet sich als Möglichkeit an, die effektive Schaltfrequenz anzuheben. Hiermit sind sehr große Spannungsverhältnisse erzielbar. Im Beispiel aus diesem Beitrag betrug das Verhältnis beispielsweise 6:1.

Abschätzen des transienten Temperaturanstiegs in einem Hot-Swap-MOSFET, Teil 1

Eine Hot-Swap-Schaltung dient zum Begrenzen der Stromspitze, zu der es kommt, wenn ein Bauelement mit kapazitivem Eingang an eine anliegende Busspannung angeschlossen wird. Diese Spitzenstrombegrenzung soll ein Einbrechen (Drooping) der Busspannung und Betriebsstörungen anderer angeschlossener Komponenten verhindern.

Zu diesem Zweck verlängert die Hot-Swap-Funktion mit Hilfe eines seriellen Bauelements die Zeit, in der sich eine zusätzlich angeschlossene kapazitive Last auflädt. Dieses serielle Bauelement setzt während des Ladevorgangs folglich eine beträchtliche Verlustleistung um und erwärmt sich dabei.

Die meisten Hersteller von Hot-Swap-Komponenten empfehlen, anhand der Diagramme für den sicheren Betriebsbereich (Safe Operating Area, SOA) die Bauelemente so zu dimensionieren, dass sie nicht überlastet werden. Die SOA-Kurven in Bild 1 geben die akzeptablen Energie- und Verlustleistungsbereiche für ein Bauelement an, bei denen es sich in der Regel um sehr vorsichtige Schätzungen handelt.

Bei einem MOSFET ist vor allem darauf zu achten, dass die Sperrschichttemperatur den maximal zulässigen Wert nicht überschreitet. Die Kurven zeigen in grafischer Form, dass der MOSFET aufgrund seiner thermischen Kapazität kurzzeitig hohen Verlustleistungen standhält. Dieser Umstand kann hilfreich bei der Entwicklung eines exakten thermischen Modells für eine weniger vorsichtigere, dafür aber realistischere Abschätzung des sicheren Betriebsbereichs sein.

Im Power-Tipp 9 wurde ein elektrisches Ersatzschaltbild für die Abschätzung des thermischen Verhaltens eines Systems erläutert. Darin wurde aufgezeigt, dass eine Analogie zwischen Wärme und Strom, zwischen Temperatur und Spannung und zwischen dem thermischen und dem elektrischen Widerstand besteht. In diesem Power-Tipp wollen wir das Ersatzschaltbild um eine Analogie zwischen der thermischen und der elektrischen Kapazität erweitern.

Wird einer Materialmasse Wärme zugeführt, so kann ihr Temperaturanstieg als Funktion der Energie (Q), der Masse (m) und der spezifischen Wärme (c) berechnet werden:

Formel 1_${18071544}

 

Darin ist die Energie einfach das Integral der Leistung über der Zeit:

Formel 2_${18071551}

 

Setzt man die untere Gleichung in die obere ein, so ergibt sich die zur elektrischen Kapazität analoge thermische Größe (m*c):

Formel 3_${18071559}

 

 Tabelle 1: Physikalische Eigenschaften einiger gängiger Werkstoffe Tabelle 1: Physikalische Eigenschaften einiger gängiger Werkstoffe

Tabelle 1 enthält eine Liste der spezifischen Wärmewerte und Dichten einiger gängiger Werkstoffe. Diese Kenngrößen können beim Entwurf eines Modells für die thermischen Kapazitäten innerhalb einer Hot-Swap-Komponente von Nutzen sein.

Die thermische Kapazität lässt sich ermitteln, indem man einfach die physische Größe der verschiedenen Komponenten des Systems abschätzt, das mit dem Modell beschrieben werden soll. Die thermische Kapazität ist dann gleich dem Produkt aus dem Volumen, der Dichte und der spezifischen Wärme der Komponente. Daraus lässt sich das in Bild 2 gezeigte Modell ableiten.

 Bild 2: Das um thermische Kapazitäten erweiterte elektrische DC-Ersatzschaltbild Bild 2: Das um thermische Kapazitäten erweiterte elektrische DC-Ersatzschaltbild

Ausgangspunkt des Models ist eine Stromquelle (links oben), welche die analoge Größe zu der Wärme darstellt, die dem System zugeführt wird. Der Strom fließt sowohl in die thermische Kapazität des Chips als auch in dessen thermischen Widerstand. Vom Chip aus strömt Wärme in den Chipträger sowie in die Gehäuse-Vergussmasse. Die Wärme, die in den Chipträger strömt, gelangt anschließend in die Schnittstelle zwischen dem Gehäuse und der Wärmeableitfläche. Von der Wärmeableitfläche wird sie dann an die Umgebung abgegeben. Die Spannungen im hier dargestellten Schaltungsnetzwerk repräsentieren den Anstieg der Temperatur über das Umgebungsniveau.

Die thermischen Widerstände und Kapazitäten in diesem Netzwerk sind lediglich grobe Schätzwerte. Dennoch eignet sich dieses Modell zum Simulieren sowohl von Transienten als auch von DC-Größen. Es kann sicherlich dazu beitragen, von den vorsichtigen Schätzungen in den SOA-Kurven der Hersteller zu etwas realitätsnäheren Aussagen zu gelangen. Ich hoffe, Sie sind auch nächstes Mal wieder dabei, wenn wir die hier angefangene Diskussion mit einer Betrachtung von Durchgangselementen (Pass-Elementen) für Hot-Swap-Komponenten fortsetzen wollen. Wir werden dann auf einige der thermischen Zeitkonstanten in unserem Ersatzschaltbild eingehen.

Von: Robert Kollmann

Aufbau von Parallelstromversorgungen nach dem Droop-Verfahren

Einige der wichtigsten Aspekte, die es beim Parallelschalten von Stromversorgungen zu berücksichtigen gilt, lauten wie folgt:

1) Durch die Droop-Schaltung dürfen keine zusätzlichen einzelnen Ausfallpunkte (Single Points-of-Failures) entstehen.

2) Als logische Folgerung aus Bedingung 1 darf die Schaltung nicht im Master-Slave-Betrieb arbeiten.

3) Die Zahl der Verbindungen zwischen den Teilschaltungen muss auf ein Minimum begrenzt werden.

4) Der Wirkungsgrad darf nicht beeinträchtigt werden.

5) Es muss eine gute Spannungsregelung erzielt werden.

6) Am dynamischen Lastverhalten darf sich nichts ändern.

Viele dieser Anforderungen lassen sich auf einfache Weise nach dem Droop-Verfahren erfüllen. Es basiert auf dem Prinzip, dass man ein Abfallen der Regler-Ausgangsspannung als Funktion des Laststroms innerhalb gewisser Grenzen zulässt.

 Bild 1: Das Absenken der Stromversorgungs-Ausgangsspannung ermöglicht eine Stromverteilung Bild 1: Das Absenken der Stromversorgungs-Ausgangsspannung ermöglicht eine Stromverteilung

Wie Bild 1 zeigt, tendieren parallelgeschaltete Stromversorgungen wegen dieser Lastlinie dazu, ihre Ausgangsströme untereinander auszugleichen. In diesem Diagramm ist die Ausgangsspannung gegenüber den Lastcharakteristiken von drei Stromversorgungen dargestellt. Wegen der Bauelementetoleranzen unterscheiden sich die drei Stromversorgungen in ihren Spannungs-Strom-Charakteristiken geringfügig voneinander.

In der Abbildung gibt eine horizontale Linie für einen gegebenen Lastzustand die Ausgangsspannung an, wenn alle drei Stromversorgungen parallelgeschaltet sind. Die Schnittpunkte der horizontalen Linie mit den Lastlinien geben die Ausgangsströme der einzelnen Stromversorgungen an. Bei diesem Verfahren verschlechtert sich offensichtlich die Systemspannungsregelung.

Man muss in diesem Fall einen Kompromiss zwischen der Balance der Einzelströme und der Qualität der Spannungsregelung schließen. Der erste Schritt besteht darin, die Toleranz des Schaltreglers zu bestimmen, d. h. diejenige Abweichung von den Nenngrößen, die sich im ungünstigsten Fall einstellt. Die hierfür maßgeblichen Einflussgrößen sind die Genauigkeit der Spannungsreferenz über der Temperatur und die Spannungsteilertoleranz (siehe Power-Tipp 18).

Während man durch die Wahl der Widerstände (die die Genauigkeit beeinflussen) die Ausgangsspannung an die gewünschte Nennspannung annähern kann, hat dies jedoch keinen Einfluss auf die Stromverteilung. Als nächstes kann man entweder die Neigung der U-I-Kennlinie oder die zulässige Abweichung vorgeben und die andere Größe berechnen. Wenn man davon ausgeht, dass die Neigung relativ konstant ist, lautet der Zusammenhang zwischen den Variablen wie folgt:

Formel Darin sind: SPA = Sollwertgenauigkeit in Prozent; D = Spannungsabfall (Droop) vom Leerlauf- bis zum Volllastbetrieb in Prozent und LE = Lastextremwert oder Betrag der maximalen Lastabweichung in Prozent.

Bei den Berechnungen wird klar, wo die Unzulänglichkeit dieses Verfahrens liegt: Man muss schon die Ausgangsspannung extrem genau einstellen und einen beträchtlichen Spannungsabfall in Kauf nehmen, wenn man eine akzeptable Stromverteilung erzielen will. Beispielsweise kann in dem in Bild 1 gezeigten Fall, der die Verhältnisse bei Toleranzen von 3,5 und 20 % Spannungsabfall wiedergibt, das Ungleichgewicht zwischen den Strömen 35 % betragen. Dieser hohe Droop-Betrag mag in Systemen mit hohen Betriebsspannungen noch akzeptabel sein, in Low-Voltage-Stromversorgungen aber nicht.

Um einen Spannungsabfall zu implementieren, würde es sich auf den ersten Blick anbieten, einfach einen großen Widerstand in Reihe mit der Ausgangsspannung zu schalten, doch die Toleranzbetrachtungen und die resultierenden Verluste sprechen klar dagegen. So würden im obigen Beispiel über 20 % der Ausgangsleistung in diesem Widerstand verlorengehen.

 Bild 2: Bei stromgesteuertem Betrieb ist ein Spannungsabfall leicht zu implementieren Bild 2: Bei stromgesteuertem Betrieb ist ein Spannungsabfall leicht zu implementieren

Eine Alternative wäre es, den Ausgangsstrom der Stromversorgung zu messen und diese Messgröße nach Verstärkung als Offsetgröße für die Ausgangsspannungs-Einstellschaltung zu verwenden. Dies funktioniert bei spannungsgeregeltem Betrieb, doch im Fall der Stromregelung gibt es ein weitaus einfacheres Verfahren. Begrenzt man nämlich die DC-Verstärkung der Regelschleife, so wirkt dies wie ein künstlicher Widerstand.

Anhang 1 zeigt, wie sich die Ausgangsimpedanz (basierend auf Bild 2) auf einfache Weise berechnen lässt. Das Ergebnis lautet, dass die Ausgangsimpedanz dieses Systems gleich dem negativen Kehrwert des Produkts aus der Kompensatorverstärkung und der Verstärkung der Leistungsstufe ist. Die meisten Stromversorgungen enthalten einen Integrator in der Kompensationsschaltung, was in einer sehr großen DC-Kompensatorverstärkung resultiert. Durch Einstellen der DC-Verstärkung auf einen bestimmten Wert lässt sich ein gewünschter Spannungsabfall realisieren. Dies ist gewöhnlich recht einfach zu implementieren, indem man den Fehlerverstärker einfach mit einem zusätzlichen Widerstand belastet.

Von Robert Kollman, Texas Instruments.

 Anhang 1: Ableitung des Ausgangsspannungsabfalls (Droop) im stromgesteuerten BetriebDie meisten Stromversorgungen enthalten einen Integrator in der Kompensationsschaltung, was in einer sehr großen DC-Kompensatorverstärkung resultiert. Durch Einstellen der DC-Verstärkung auf einen bestimmten Wert lässt sich ein gewünschter Spannungsabfall realisieren. Dies ist gewöhnlich recht einfach zu implementieren, indem man den Fehlerverstärker einfach mit einem zusätzlichen Widerstand belastet. Anhang 1: Ableitung des Ausgangsspannungsabfalls (Droop) im stromgesteuerten BetriebDie meisten Stromversorgungen enthalten einen Integrator in der Kompensationsschaltung, was in einer sehr großen DC-Kompensatorverstärkung resultiert. Durch Einstellen der DC-Verstärkung auf einen bestimmten Wert lässt sich ein gewünschter Spannungsabfall realisieren. Dies ist gewöhnlich recht einfach zu implementieren, indem man den Fehlerverstärker einfach mit einem zusätzlichen Widerstand belastet.

 

 

Verbesserung des Ansprechverhaltens bei einem Lastsprung – Teil 2

Um der Diskussion zu folgen, müssen Sie eventuell auf den Power-Tipp 23 zurückgreifen. Die Leistungsstufe ist ein stromgesteuerter Sperrwandler mit einem einpoligen Kondensator-Ausgangsfilter.

 Bild 1: Das stark vereinfachte Blockschaltbild zeigt zwei Regelschleifen Bild 1: Das stark vereinfachte Blockschaltbild zeigt zwei Regelschleifen

Bild 1 zeigt das Blockschaltbild der Regelschleife in stark vereinfachter Form. Im linken Block ist der Fehlerverstärker durch einen Integrator dargestellt, dessen Frequenzgang eine Polstelle im Ursprung aufweist. Im rechten Block wurden die Verstärkung des Optokopplers und die Stromsteuerschleife zu einer einfachen Verstärkung von K2 und einer Polstelle zusammengefasst, deren Lage durch den Lastwiderstand R und den Ausgangskondensator C gegeben ist.

Das Blockschaltbild enthält zwei Rückkopplungspfade. Einer davon verläuft durch einen Integrator, in welchem das Ausgangssignal mit einem Referenzsignal verglichen wird, während der zweite das Ausgangssignal des Integrators mit der Ausgangsspannung vergleicht.

 Bild 2: Der Einsatz eines Typ-1-Integrators als Fehlerverstärker begrenzt die Bandbreite Bild 2: Der Einsatz eines Typ-1-Integrators als Fehlerverstärker begrenzt die Bandbreite

Die Frequenzgänge der beiden Blocks sind in Bild 2 angegeben. Die blaue Kurve zeigt den Frequenzgang der Leistungsstufe, der sich nur in begrenztem Umfang ändern lässt. Der Lastwiderstand ist durch die Ausgangsspannung und den Ausgangsstrom gegeben, während der Filterkondensator durch Anforderungen bezüglich des Rauschverhaltens, durch die Schaltfrequenz sowie durch Anforderungen an das Lastansprechverhalten gegeben ist.

In gewissen Grenzen kann man die Verstärkung sowohl im Fotokopplerteil als auch im Stromsteuerungsteil der Stromversorgung beeinflussen. Die rote Kurve ist der Frequenzgang des Abschnitts von der Ausgangsspannung zum Eingang der Leistungsstufe. Mit nur einem Integrator für die Kompensation ist man beim Kompensieren der Stromversorgung etwas eingeschränkt. Bei hohen Frequenzen hat die Verstärkung von Vout zum Eingang der Leistungsstufe den Wert 1. Wählbar ist nur der Punkt, an dem sie den Wert Null hat. Dieser Punkt ist durch die Frequenz festgelegt, bei welcher der Integrator die Verstärkung 1 hat.

Im Bild 2 fällt die Kompensation für Null mit dem Pol der Leistungsstufe bei einer insgesamt einpoligen Tiefpass-Filtercharakteristik zusammen. Zu beachten ist, dass wegen der Kompensationsverstärkung von 1 die Übergangsfrequenz der Stromversorgung durch den 0-dB-Durchgang der Leistungsstufe selbst gegeben ist.

In vielen Fällen liefert ein Integrator nicht genügend Bandbreite für das geforderte Ansprechverhalten. Eine einfache Verbesserungsmöglichkeit besteht darin, statt einer Fehlerverstärkeranordnung vom Typ 1 eine vom Typ 2 zu verwenden. Ein Verstärker vom Typ 2 wird durch einen Widerstand in Serie mit dem Integrationskondensator erweitert, sowie einen parallelgeschalteten HF-Kondensator, so dass sich die Charakteristik eines Filters mit zwei Polen und einer Nullstelle ergibt.

 Bild 3: Eine Typ-2-Kompensation erhöht die Bandbreite Bild 3: Eine Typ-2-Kompensation erhöht die Bandbreite

Bild 3 zeigt den Frequenzgang bei einem Typ-2-Verstärker. In diesem Fall müssen wir uns nicht auf eine Verstärkung von 0 dB an der ersten Nullstelle beschränken, sondern können dort 10 dB festlegen. Auf diese Weise lässt sich die Übergangsfrequenz (bei der sich beide Kurven zu 0 dB addieren) von 2 kHz auf 6 kHz erhöhen.

Zu beachten sind auch die Verhältnisse bei höheren Frequenzen: Wir haben eine Polstelle oberhalb der Übergangsfrequenz gewählt, um so die Störanfälligkeit der Stromversorgung zu verringern. Wie beim einfachen Integrator sinkt die Verstärkung durch den Kompensationsteil niemals unter 0 dB. Die durch den Fehlerverstärker vom Typ 2 möglich gewordene höhere Übergangsfrequenz verbessert das Ansprechverhalten bei Laständerungen.

 Bild 4: Durch die Verwendung eines Typ-2-Fehlerverstärkers verbessert sich das Ansprechverhalten bei Laständerungen im Verhältnis 3:1 Bild 4: Durch die Verwendung eines Typ-2-Fehlerverstärkers verbessert sich das Ansprechverhalten bei Laständerungen im Verhältnis 3:1

Bild 4 zeigt die Verbesserung, die durch zwei Schaltungen mit den in den Bildern 2 und 3 gezeigten Frequenzgängen erzielt werden kann. Die Schaltungen wurden in P-Spice simuliert und mit jeweils gleichen, stufenförmigen Laständerungen beaufschlagt.

Wie zu erwarten, schlägt sich eine Bandbreitenerhöhung im Verhältnis 3:1 in einer Verringerung der Ausgangsspannungsänderung nieder, die ebenfalls ein Verhältnis von 3:1 aufweist.

Von Robert Kollman, Texas Instruments.

Verbesserung des Ansprechverhaltens unter Last – Teil 1

 Bild 1: Die Verbindung zum Optokoppler über R8 verbessert das Ansprechverhalten Bild 1: Die Verbindung zum Optokoppler über R8 verbessert das Ansprechverhalten

Es wird eine Methode vorgestellt, nach der die Bandbreite der Stromversorgungs-Regelschleife vergrößert werden kann, um so das Ansprechverhalten unter Last zu verbessern. Bild 1 zeigt ein typisches Schaltbild eines Offline-Sperrwandlers mit galvanischer Trennung. Die Ausgangsspannung wird von einem Spannungsteiler heruntergesetzt und mit einer 2,5-Volt-Referenzspannungsquelle im TL431 verglichen. Ist die Ausgangsspannung zu groß, fließt Strom durch die Katode des TL431.

Ein Teil dieses Stromes fließt durch die Optokopplerdiode (U2) und wird im Optokoppler-Fototransistor gespiegelt. Der gespiegelte Strom erhöht die Spannung über R16, was wiederum den Spitzenstrom im Leistungs-MOSFET reduziert und bewirkt, dass die Ausgangsspannung der Stromversorgung abnimmt.

Interessanterweise sind dem Optokoppler zwei Rückkopplungspfade zugeordnet: Einer führt über den TL431, während ein zweiter über R8 zur Ausgangsspannung führt. Der TL431-Pfad ist insofern recht offensichtlich, als ein Abbild der Ausgangsspannung mit einer Referenz verglichen, verstärkt und zum Ansteuern des Optokopplers verwendet wird.

Auch die R8-Verbindung ist leicht zu erkennen, wobei der Strom durch R8 der Differenz zwischen der Ausgangsspannung und der Spannung an der Katode des TL431 entspricht. Der Strom durch R8 ändert sich proportional zur Ausgangsspannung und unabhängig von der TL431-Katodenspannung.

Wenn die Ausgangsspannung zu steigen versucht, erhöht sich der Strom durch den Widerstand und die Optokopplerdiode, was tendenziell eine Senkung der Ausgangsspannung bewirkt.

 Bild 2: Die Verbindung über R8 schafft zwei Rückkopplungspfade Bild 2: Die Verbindung über R8 schafft zwei Rückkopplungspfade

Ein vereinfachtes Blockschaltbild der Regelschleife für die Stromversorgung ist in Bild 2 dargestellt. Das System besteht aus zwei Subtrahierern, auf die jeweils ein Verstärkungsblock folgt. Im ersten Subtrahierer wird die Ausgangsspannung mit der Referenz verglichen und das Fehlersignal vom TL431 verstärkt. Anschließend wird die Ausgangsspannung von der verstärkten Fehlerspannung subtrahiert.

Diese Differenzspannung durchläuft anschließend den übrigen Verstärkungsteil des Systems – einschließlich der Spannungs-Strom-Konversion (R8), der stromgesteuerten Stromquelle (Optokoppler), der Strom -Spannungs-Konversion (R16) – und den restlichen Teil der Stromversorgung bis zum Ausgang.

Das Blockschaltbild weist mehrere Besonderheiten auf. Zunächst einmal enthält es zwei Regelschleifen, wo die meisten Spezialisten nur eine Schleife erwarten würden. Nun könnte man mit Recht einwenden, dass diese Schaltung sogar mehr als zwei Regelschleifen enthält, da die Kompensation um den Fehlerverstärker herum eine Schleife bildet und die stromgesteuert arbeitende Leistungsstufe eine weitere Schleife aufweisen könnte.

Dies ist hier nur vereinfacht dargestellt. Der zweite interessante Umstand ist, dass in der Rückkopplungsschleife keine Aufbereitung der Ausgangsspannung – etwa durch Widerstands-Spannungsteiler – stattfindet.

Bei der Regelschleife rechts ist genau das der Fall, da die Ausgangsspannung des TL431 direkt mit der Ausgangsspannung durch R8 verglichen wird. Im Fall links ist dies nicht ganz so klar. Die Ausgangsspannung wird geteilt, bevor sie mit einer Referenz verglichen wird. Wie jedoch schon im letzten Power-Tipp erwähnt wurde, gelangt diese Teilung nicht bis in den arithmetischen Ausdruck für die Verstärkung.

Warum also das Design durch eine zweite Regelschleife verkomplizieren? Die Antwort lautet: Um das Ansprechverhalten des Systems zu verbessern.

In einer Schaltung mit einer einzelnen Regelschleife muss jede Störung den Fehlerverstärker durchlaufen, bevor der Rest des Systems auf sie wirkt. Bei diesem Ansatz mit zwei Regelschleifen wird der Fehlerverstärker im oberen Frequenzbereich effektiv umgangen und in kürzester Zeit ein Fehlersignal für den Rest des Systems erzeugt.

Das Eliminieren dieser „inneren“ Schleife wird dadurch bewerkstelligt, dass das obere Ende von R8 mit einem Linearregler verbunden ist. Dies kann das Stabilisieren der Regelschleife vereinfachen, allerdings um den Preis zusätzlicher Bauelemente, höherer Kosten und einer langsameren Regelschleife.

Von Robert Kollman, Texas Instruments.

Unbeabsichtigte Resonanzerscheinungen beim Einschalten und Hot-Swapping

Ähnliche Probleme können auch auftreten, wenn Sie einen Strom, der durch induktive Bauelemente fließt, plötzlich unterbrechen. Typischerweise kommt es zu solchen Problemen beim Umgang mit Hot-Swap- oder Hot-Plug-Baugruppen oder beim Versuch, den Eingang zu einem Funkentstörfilter zu öffnen.

 Bild 1: Das Ansprechverhalten eines Filters kann Überspannungen verursachen, die nachgelagerte Elektronikbaugruppen beschädigen können Bild 1: Das Ansprechverhalten eines Filters kann Überspannungen verursachen, die nachgelagerte Elektronikbaugruppen beschädigen können

Bild 1 zeigt das vereinfachte Schaltbild eines Filters mit geschaltetem Eingang. Die Induktivität in dieser Schaltung kann bewusst dort angeordnet sein; sie kann aber auch unbeabsichtigt wirksam werden, etwa in Form von langen Zuleitungen in einem Power-over-Ethernet-System (PoE-System).

Ebenfalls abgebildet ist der Verlauf der Eingangsspannung, die eingeschaltet wird, sowie der resultierenden Ausgangsspannungen für den Fall, dass der Dämpfungsfaktor kleiner als 1 ist (Dämpfungsfaktoren über 1 bewirken kein Überschwingen). Die zum niedrigeren Dämpfungsfaktor gehörende Funktion hat die in Gleichung 1 beschriebene Form:

Gleichung 1    (Gl. 1)

Darin sind: ζ der Dämpfungsgrad, der auch gleich 1/(2*Q) ist, ωn die durch die Induktivität und die Kapazität gegebene Eigenfrequenz und ϕ der Arcuskosinus von ζ.

Für den hier gezeigten Serienresonanzkreis lässt sich die Güte Q leicht ermitteln. Sie ist gleich dem Wellenwiderstand, dividiert durch den Serienwiderstand wie in Gleichung 2 beschrieben.

 

Gleichung 2

(Gl. 2)

 

 

Ein System mit einer hohen Güte Q (d.h. mit geringer Dämpfung) ist ungedämpft, wodurch sich die Filterausgangsspannung bis auf das Doppelte der Eingangsspannung (Uin) aufschwingen kann. In einem System mit einem niedrigeren Q wird die maximale Nachschwingspannung niedrig gehalten.

Bild 2 zeigt das prozentuale Überschwingen als Funktion des Dämpfungsgrades. Mit einem Dämpfungsgrad von 0,4 (einem Q von 1,25) lässt sich die Nachschwingspannung auf 130% der Eingangsspannung begrenzen. Dies ist unter Umständen keine praxisgerechte Lösung, da zusätzliche Verluste im Dämpfungswiderstand oder die Filterungsverluste aufgrund einer Widerstands-Kondensator-Serienschaltung inakzeptabel sein können. Wenn diese Verluste in dem jeweiligen Design nicht zu tolerieren sind, müssen möglicherweise weitere Bauelemente hinzugefügt werden.

 Bild 2: Eine Erhöhung des Dämpfungsgrades (also eine Verringerung der Güte Q) setzt das Überschwingen herab Bild 2: Eine Erhöhung des Dämpfungsgrades (also eine Verringerung der Güte Q) setzt das Überschwingen herab

So kann die Schaltung beispielsweise zusätzlich mit einem Serienwiderstand und einem Kondensator gedämpft werden, die parallel zum Filterkondensator (C1) geschaltet werden. Sie können auch eine Hot-Swap-Schaltung einsetzen, um Spitzenströme im Filter zu begrenzen, oder Sie können eine Diode parallel zur Induktivität schalten, so dass der Kondensator über eine niedrige Impedanz geladen wird.

So ungünstig wie die Verhältnisse erscheinen, sind sie allerdings meistens nicht, denn der Strom durch die Induktivität führt zu deren magnetischer Sättigung und das Laden des Kondensators lässt sich auch mit einer Serieninduktivität bewerkstelligen, die weitaus kleiner als erwartet ist. Kommt es zur magnetischen Sättigung, dann sinkt der Wellenwiderstand des Filters und mit ihm Q, wodurch sich das Überschwingen reduziert.

Um zu ermitteln, ob dies in einem System mit hohem Q der Fall ist, berechnen Sie den Spitzenstrom, indem Sie den Spannungssprung durch den Wellenwiderstand des Systems dividieren. Dem Datenblatt zur Induktivität können Sie anschließend entnehmen, ob diese durch den Strom in Sättigung gerät.

Zusammenfassend lässt sich sagen, dass das Nachschwingen eines Filters beim Einschalten der Eingangsspannung zu Überspannungen führen kann, die nachgelagerte Elektronikbaugruppen zerstören können. Dies ist insbesondere in Systemen wie z.B. PoE-Systemen ein Problem, die tendenziell eine hohe Güte aufweisen, da sie mit verlustarmen Keramikkondensatoren und Induktivitäten, die nicht in Sättigung geraten, bestückt sind.

Wenn die Spannung ein inakzeptabel hohes Niveau erreicht, benötigt man bei diesen Systemen eine zusätzliche Dämpfung, eine Strombegrenzung oder ein anderes Begrenzungsverfahren.

Nach der folgenden simplen Methode können Sie ermitteln, ob mit Problemen zu rechnen ist:

Aufzählung Power-Tipp, Teil 20

 

 

 

 

 

Von Robert Kollman, Texas Instruments.

 

Mehrere negative Ausgangsspannungen erzeugen

Im Zusammenhang mit der VoIP (Voice over Internet Protocol)-Telefonie entstand ein Bedarf an passenden Schaltungen, die mehrere hohe negative Ausgangsspannungen erzeugen können. Diese Spannungen dienen zum Ansteuern der Telefonleitungen. Allgemein liefert eine –24-V-Ausgangsspannung den Schleifenstrom, wenn sich die Leitung im Sprechmodus befindet.

Daneben sind gewöhnlich ein oder zwei weitere negative Ausgänge vorhanden, die den Rufstromgeber ansteuern. Interessanterweise schließen sich die an eine Telefonleitung angeschlossenen Lasten gegenseitig aus, d. h. eine gleichzeitige Übermittlung von Rufstrom und Sprachinformationen ist nicht möglich. In einem System können allerdings viele Telefonleitungen vorhanden sein, was zu zahlreichen Lastszenarien führt.

Diese Systeme werden häufig an einer 12-V-Spannungsquelle betrieben, die bereits von der Eingangsspannung galvanisch getrennt ist, so dass eine zweite Isolationsstufe in der Regel nicht benötigt wird. Die Leistungen, mit denen in diesem Bereich gearbeitet wird, liegen meist unter 25 W, und die Anforderungen an die Regelung bewegen sich allgemein in der Größenordnung von 3 bis 10%

Für diesen Anwendungsfall bietet sich die Sperrwandler-Topologie an. So ist bei diesem Wandlertyp das Leistungsniveau gleichbleibend, mehrere höhere Ausgangsspannungen lassen sich leicht herstellen, und die Wirkungsweise des Sperrwandlers ist gut bekannt.

Beim Sperrwandler sind aber auch einige Schwierigkeiten zu meistern: Zur Topologie gehören unter anderem Leistungsschalter-Spannungen, die nicht begrenzt werden und entsprechend starkes Nachschwingen verursachen. Es wird normalerweise ein zweistufiges Ausgangsfilter benötigt, und die gegenseitige Beeinflussung der Ausgänge (Kreuzregelung) wird über den gesamten Bereich von Null bis Volllast nicht bei 3% liegen.

 Bild 1: Diese Sperrwandler-Topologie (Cuk) zeichnet sich durch eine sehr gute Kreuzregelung aus. Bild 1: Diese Sperrwandler-Topologie (Cuk) zeichnet sich durch eine sehr gute Kreuzregelung aus.

Bild 1 zeigt ein alternatives Konzept. Kommt Ihnen die Topologie bekannt vor? Betrachten wir einige der vorteilhaften Merkmale dieser Topologie unter der Annahme, dass die gesamte Last nur am –27-V-Ausgang anliegt.

Beim Ausschalten des Schalters begrenzt C16 den Leistungsschalter (Q1). Der Ausgangsgleichrichter (D2) wird über C16 begrenzt, wenn der Leistungsschalter den Zustand „Ein“ hat. Daher ist das für den Sperrwandler typische Nachschwingen hier nicht vorhanden.

Außerdem können der Eingangs- und der Ausgangsstrom durch die gekoppelte Induktivität kontinuierlich fließen, was sowohl das Eingangs- als auch das Ausgangsfilter wesentlich vereinfacht.

Diese Topologie ist als Cuk-Wandler bekannt. Die Herausforderung bei der Implementierung dieser Topologie besteht darin, dass der typische Entwickler mit ihrer Funktionsweise nicht besonders gut vertraut ist. Das liegt in erster Linie daran, dass das Cuk-Wandlerprinzip nur gelegentlich angewandt oder vom Entwickler meist gar nicht erst in Betracht gezogen wird.

Eine Stromversorgung für ein VoIP-Telefon ist außerordentlich kostensensibel, reagiert empfindlich auf Stromausfälle und muss eine ausreichende Kreuzregelung (besser als 5 %) bieten. Solche Systeme werden in großen Stückzahlen hergestellt und unterliegen einem hohen Preisdruck. Sie arbeiten typisch akkugepuffert, so dass jedes Watt kostbar ist. Jeder Ausgang muss unter dem Aspekt ungleichmäßiger Belastungen (Cross-Loading) und zum Schutz nachgelagerter Verstärker gut geregelt sein.

Diese Anforderungskombination ist für einen Sperrwandler aufgrund des Nachschwingens eine echte Herausforderung und macht entweder vorgeschaltete Lasten oder zusätzliche Schaltungen zur Leistungsregelung erforderlich. Der Cuk-Wandler eignet sich für diese Anwendung bestens, wie Tabelle 1 zeigt.

 Tabelle: Die Genauigkeit der Ausgangsspannung ist beim Cuk-Wandler für alle Lastkombinationen besser als 5% Tabelle: Die Genauigkeit der Ausgangsspannung ist beim Cuk-Wandler für alle Lastkombinationen besser als 5%

In dieser Tabelle sind die Ergebnisse für die Kreuzregelung bei extremen Belastungen und unter ungünstigsten Bedingungen zusammengestellt. In unserem Beispiel werden die Ausgangsspannungen mit den gewichteten Strömen durch R17, R18 und R20 gleichmäßig geregelt. Hierdurch konnten die Fehler zentriert und eine Kreuzregelung von besser als 5% unter den Extrembedingungen erzielt werden, ohne dass Grundlasten oder zusätzliche Regelungsschaltungen eingesetzt werden müssen. Darüber hinaus konnte die Regelung eines Ausgangs verbessert werden, indem seine Gewichtung erhöht wurde, auch wenn dadurch die Regelung des anderen Ausgangs beeinträchtigt wird.

Der Wirkungsgrad lag um 2% über dem eines Sperrwandlers, und das selbst unter der Annahme, dass bei diesem keine vorgeschaltete Last vorhanden war. Möglich wurde dies durch die Verwendung von Schaltern und Dioden mit niedrigeren Nennspannungen, die wegen des nicht vorhandenen Nachschwingens in der Schaltung gewählt werden konnten.

Als Fazit lässt sich festhalten, dass der sonst eher selten in Betracht gezogene Cuk-Wandler eine ausgezeichnete Wahl in diesem Anwendungsfall ist, bei dem die Anforderungen wie folgt lauten: 1) keine galvanische Trennung, 2) Umwandlung von positiven Spannungen in negative Spannungen, 3) mehrere Ausgänge, 4) gute Kreuzregelung, 5) hoher Wirkungsgrad, 6) niedrige Kosten und minimale Zahl von Bauelementen.

Von Robert Kollman, Texas Instruments.

Ihr Spannungsregler arbeitet vielleicht genauer als Sie denken

Selbst wenn Sie gezwungen sind, in Ihren Neuentwicklungen Widerstände mit Toleranzen von einem Prozent oder mehr einzusetzen, lassen sich sehr präzise Ausgangsspannungen erzeugen.

 Bild 1: Typischer Regelung für eine Stromversorgung. Die Genauigkeit der Ausgangsspannung hängt vom Spannungsteilerverhältnis, von der Genauigkeit der Referenzspannung und vom Offset des Differenzverstärkers ab Bild 1: Typischer Regelung für eine Stromversorgung. Die Genauigkeit der Ausgangsspannung hängt vom Spannungsteilerverhältnis, von der Genauigkeit der Referenzspannung und vom Offset des Differenzverstärkers ab

Bild 1 zeigt eine typische Regelungsschaltung für eine Stromversorgung. Die Ausgangsspannung wird geteilt und mit einer Referenzspannung verglichen. Die Differenz wird verstärkt und als Eingangsgröße für den Regelkreis verwendet.

Auf den ersten Blick könnte man meinen, dass sich die Genauigkeit dieser Anordnung lediglich aus den beiden Widerstandstoleranzen zusammensetzt. Glücklicherweise stimmt das aber nicht, denn die Genauigkeit hängt auch stark vom Verhältnis zwischen der Ausgangs- und der Referenzspannung ab.

Für dieses Verhältnis kann man sich recht einfach drei unterschiedliche Szenarien vorstellen. Das erste Szenario besteht darin, dass überhaupt keine Spannungsteilung erfolgt. Anders gesagt: In diesem Fall ist die Ausgangsspannung gleich der Referenzspannung. Dann verursachen die Spannungsteiler-Widerstände offensichtlich auch keinen Fehler.

Im zweiten Fall ist die Ausgangsspannung wesentlich größer als die Referenzspannung, d. h. R1 ist sehr groß gegenüber R2. Der Fehler des Spannungsteilers ist gleich der doppelten Widerstandstoleranz für den Fall, dass der Wert von R1 in eine Richtung und derjenige von R2 in die andere Richtung abweicht.

Eine dritte Situation, die man sich leicht vorstellen kann, liegt vor, wenn die Ausgangsspannung doppelt so hoch ist wie die Referenzspannung. In diesem Fall sind die Nennwerte der Widerstände gleich groß. Weichen also die Widerstandswerte in entgegengesetzte Richtungen vom Nennwert ab, dann verschiebt sich der Zähler der Spannungsteilergleichung um den Toleranzwert, während die Verschiebung des Nenners Null beträgt.

 Bild 2: Die Genauigkeit der Ausgangsspannung errechnet sich einfach zu (1-Uref/Uout)*2*Toleranz (die Darstellung gilt für 1%-Widerstände) Bild 2: Die Genauigkeit der Ausgangsspannung errechnet sich einfach zu (1-Uref/Uout)*2*Toleranz (die Darstellung gilt für 1%-Widerstände)

Bild 2 zeigt, wie die Genauigkeit der Ausgangsspannung vom Verhältnis der Referenzspannung zur Ausgangsspannung abhängt (genaue Ableitung siehe Anhang). Vereinfacht formuliert lässt sich sagen, dass die Genauigkeit des Spannungsteilers (1 – Uref/Uout)*2*Toleranz lautet, was auch den drei Datenpunkten entspricht, die wir durch Betrachtung der drei genannten Szenarien ermittelt haben. Diese Gleichung gibt die Verhältnisse zwar etwas vereinfacht wieder, dürfte aber für die meisten Widerstandstoleranzen hinreichend genaue Ergebnisse liefern.

Interessanterweise ergibt sich aus diesem Zusammenhang eine höhere Genauigkeit bei niedrigeren Ausgangsspannungen. Viele IC-Referenzen liegen im Bereich von 0,6 bis 1,25 V, was Genauigkeiten von einem Prozent oder darunter ermöglicht, weil auch die Ausgangsspannungen in dieser Größenordnung liegen.

 Tabelle 1: Widerstandstoleranzen können sich addieren Tabelle 1: Widerstandstoleranzen können sich addieren

In Tabelle 1 sind einige Informationen zusammengestellt, die für Elektronikentwickler eher unerfreulich sein dürften. Dabei handelt es sich um Widerstands-Fehlerterme, wie sie in einem typischen Widerstands-Datenblatt zu finden sind. Gleichwohl ist diese Liste in einem Design unter Umständen schwierig umzusetzen. Die meisten Entwickler beschränken sich auf die Berücksichtigung der Anfangstoleranzen; allerdings finden sich in der Liste auch Fehlerterme, die man lieber nicht ignorieren sollte. Jedes dieser Elemente hat nämlich ganz eigene Auswirkungen. So ist beispielsweise kein Bereich für den Temperaturkoeffizienten angegeben.

In der Praxis werden die Widerstandswerte aber wahrscheinlich mit der Temperatur in dieselbe Richtung abweichen, d.h. die Abweichungen werden nicht an entgegengesetzten Enden der Extremwerte liegen.

Eine Schnellumfrage bei mehreren erfahrenen Ingenieuren ergab, dass bei einem Widerstand mit einem Prozent Toleranz die Annahme einer Genauigkeit von 2,5 % zu einem brauchbaren Kompromiss zwischen dem ungünstigsten Fall und den akzeptablen Kosten führt.

 Anhang: Genaue Ableitung Anhang: Genaue Ableitung

Zusammenfassend lässt sich sagen, dass die Realisierung von Ausgangsspannungen mit brauchbarer Genauigkeit keine unüberwindbare Aufgabe ist, da Spannungsteiler mit niedrigen Teilerverhältnissen schon von Haus aus exakt arbeiten.

Im nächsten Power-Tipp befassen wir uns mit einer interessanten Stromversorgungs-Topologie zur Erzeugung negativer Betriebsspannungen.

Von Robert Kollman, Texas Instruments.

Durchflusswandler mit Snubbern beschalten

 Bild 1: Die Streuinduktivität verlangsamt das Abschalten von D2 Bild 1: Die Streuinduktivität verlangsamt das Abschalten von D2

Bild 1 zeigt die Leistungsstufe eines Durchflusswandlers. Dieser Wandler arbeitet mit einem Transformator, der die Eingangsspannung in den Sekundärkreis induziert, wo sie gleichgerichtet und gefiltert wird. Ein Snubberglied wird häufig benötigt, wenn D2 gezwungen wird, durch einen Kreis mit niedriger Induktivität, der aus der reflektierten Primärspannung und der Streuinduktivität des Transformators gebildet wird, in den Aus-Zustand umzuschalten.

D2 kann beispielsweise eine p-n-Siliziumdiode mit einer Sperrverzögerungsladung sein, die abgebaut werden muss, bevor die Diode abschaltet. Hierdurch baut sich ein Überstrom in der Streuinduktivität auf, der zu hochfrequentem Nachschwingen und einer Spannungsüberhöhung an der Diode führt. Eine ähnliche Situation ergibt sich bei Schottky-Dioden wegen ihrer größeren Sperrschichtkapazität und selbst bei Synchrongleichrichtern wegen ihrer Abschaltverzögerungszeiten.

 Bild 2: D2 verursacht übermäßiges Nachschwingen beim Abschalten Bild 2: D2 verursacht übermäßiges Nachschwingen beim Abschalten

Bild 2 zeigt einige Signalverläufe in der Schaltung. Die obere Kurve ist die Drain-Spannung von Q1, die mittlere ist die Spannung an der Verbindung von D1 und D2, und die untere ist der Strom durch D1. In der oberen Kurve ist zu sehen, dass beim Einschalten von Q1 die Drain-Spannung unter die Eingangsspannung sinkt, so dass der Strom durch die Diode D1 steigt.

Wenn in D2 keine Sperrverzögerungsladung vorhanden wäre, würde die Sperrschichtspannung steigen, sobald der Strom durch D1 ebenso groß wie der Ausgangsstrom ist. Da sie aber eine Sperrverzögerungsladung hat, steigt der Strom durch D1 weiter und beginnt mit dem Abbauen der Ladung.

Ist die Ladung abgebaut, so schaltet die Diode aus und bewirkt, dass die erhöhte Sperrschichtspannung steigt. Zu beachten ist, dass der Strom so lange zunimmt, bis die Sperrschichtspannung ebenso groß wie die reflektierte Eingangsspannung ist, weil über der Streuinduktivität eine positive Spannung liegt. Während sie steigt, lädt dieser Strom parasitäre Kapazitäten auf, was zu weiterem Nachschwingen und zusätzlichen Verlusten in der Schaltung führt.

 Gleichung 1 Gleichung 1

Diese Nachschwingsignale sind in vielen Fällen inakzeptabel, da sie ein Störungen hervorrufen oder die Diode mit inakzeptablen Überspannungen beaufschlagen können. Ein RC-Snubberglied über D2 kann dieses Nachschwingen wesentlich dämpfen, ohne dass der Wirkungsgrad nennenswert darunter leidet. Die Nachschwingfrequenz lässt sich mit Hilfe von Gleichung 1 ermitteln.

Woher aber bekommen Sie die Werte von L und C in Ihrer Schaltung? Der Trick besteht darin, die Nachschwingfrequenz durch Hinzufügen einer bekannten Kapazität über D2 zu senken – dann haben Sie zwei Gleichungen und zwei Unbekannte. Sie können sich das Leben sogar noch leichter machen, wenn Sie die zusätzliche Kapazität nur gerade so groß machen, dass sich die Nachschwingfrequenz halbiert. Bei der halben Frequenz benötigen Sie eine Gesamtkapazität, die gleich dem Vierfachen der parasitären Anfangskapazität ist. Anschließend brauchen Sie nur die zusätzliche Kapazität durch 3 zu dividieren, um die parasitäre Kapazität zu bestimmen.

 Bild 3: Ein Verdoppeln der Nachschwingfrequenz ermöglicht die Berechnung der parasitären Elemente Bild 3: Ein Verdoppeln der Nachschwingfrequenz ermöglicht die Berechnung der parasitären Elemente

Bild 3 zeigt nochmals die Signalverläufe, nun jedoch mit 470 pF über D2 und bei der Hälfte der ursprünglichen Nachschwingfrequenz. Somit beträgt die parasitäre Kapazität der Schaltung etwa 150 pF. Das bloße Hinzufügen einer Kapazität hat auf die Nachschwingamplitude wenig Einfluss.

Die Schaltung erfordert vielmehr einen bestimmten Widerstand um das Nachschwingen zu dämpfen. Auch deshalb ist der Faktor 3 beim Kondensator für den Anfang ein guter Wert. Bei richtiger Wahl des Widerstandwertes stellt sich ein gutes Dämpfungsverhalten mit minimalen Einbußen beim Wirkungsgrad ein. Der optimale Wert für den Dämpfungswiderstand ist fast gleich dem Wellenwiderstand der parasitären Elemente (Gleichung 2).

 

 Gleichung 2 Gleichung 2

Unter Rückgriff auf Gleichung 1 errechnet sich bei einer Nachschwingfrequenz von 35 MHz und einer parasitären Kapazität von 150 pF die Streuinduktivität zu 150 nH. Setzt man 150 nH in Gleichung 2 ein, ergibt sich für den Widerstand des Snubberglieds ein Wert von ca. 30 Ohm.

 

 Bild 4: Durch geeignete Wahl des Dämpfungswiderstands lässt sich das Nachschwingen praktisch eliminieren Bild 4: Durch geeignete Wahl des Dämpfungswiderstands lässt sich das Nachschwingen praktisch eliminieren

Bild 4 veranschaulicht, wie sich die Hinzunahme des Dämpfungswiderstands auswirkt. Das Nachschwingen ist praktisch eliminiert, und die Überspannung hat sich von 60 auf 40 V verringert. Somit kann eine Diode mit niedrigerer Nennspannung gewählt werden, was die Effizienz verbessert. Der letzte Schritt dieses Prozesses besteht in der Berechnung der Verluste im Dämpfungswiderstand.

 

 

 

 Gleichung 3 Gleichung 3

Dies erfolgt durch Auflösen von Gleichung 3, in der f die Betriebsfrequenz ist.Nach der Berechnung müssen Sie noch entscheiden, ob die Schaltung die Verluste in der Snubber-Beschaltung verkraftet. Wenn nicht, geht es darum, einen Kompromiss zwischen dem Nachschwingen und den Snubber-Verlusten zu finden. Wie Sie den optimalen Dämpfungswiderstand ermitteln, haben wir bereits im Power-Tipp Nr. 4 (siehe dort Bild 3) erörtert.

Zusammengefasst ist die Beschaltung eines Durchflusswandlers mit einem Snubberglied ein simpler Vorgang:

1) Hinzufügen der Kapazität, die eine Halbierung der Nachschwingfrequenz bewirkt.

2) Berechnen der parasitären Kapazität und Induktivität.

3) Berechnen des Dämpfungswiderstands.

4) Ermitteln, ob die in der Schaltung entstehenden Verluste akzeptabel sind.

Der nächste Tipp beschäftigt sich mit weiteren Snubber-Bauelementen für Stromversorgungen.

Literatur

[1] Middlebrook, R. D.; Cuk, S.: „Advances in Switched-Mode Power Conversion“, Bd. I und II, 2. Auflage, TESLAco, 1983, 533 Seiten. Erhältlich bei TESLAco, 10 Mauchly, Irvine, CA 92718, Tel. +1 (714) 727-1960. (Erste Auflage C 1981.)

Von Robert Kollman, Texas Instruments.