Archiv der Kategorie: EPAP – Schaltungstipps

Einfache, kostengünstige Schaltung für ein USB-Ladegerät

Die in Bild 1 beschriebene Schaltung nutzt eine USB-Schnittstelle um einen Verbraucher, der nur wenig Strom benötigt, zu versorgen und einen Lithium-Ion-Akku zu laden. Fällt die Stromversorgung aus dem USB-Anschluss aus, wird der Verbraucher auf Batterieversorgung umgeschaltet.

Bild 1: Gespeist aus einem USB-Port, versorgt die Schaltung einen kleinen Verbraucher und lädt einen als Pufferbatterie dienenden Li-Ion-Akku. Der Eingang von U1 verkraftet Spannungen bis zu 28 V. (Bild: Maxim Integrated)
Bild 1: Gespeist aus einem USB-Port, versorgt die Schaltung einen kleinen Verbraucher und lädt einen als Pufferbatterie dienenden Li-Ion-Akku. Der Eingang von U1 verkraftet Spannungen bis zu 28 V.

Um eine Tiefentladung zu vermeiden, unterbricht ein Trennschalter die Verbindung zum Akku, sobald dessen Spannung auf einen vom Anwender vorgegebenen Wert sinkt. Das Füllstands-Management gehört nicht zum Funktionsumfang dieser Schaltung. Dieser Entwurf lässt sich für mobile Geräte mit geringer Leistungsaufnahme einsetzen, so z.B. für Systeme, die periodisch Datenpakete per Funk übertragen.

Die aus wenigen ICs und externen Bauelementen bestehende Schaltung stellt eine integrierte Lösung dar. Es gibt zwar zahlreiche Lösungen, die sowohl das Schalten des Laststroms als auch das Laden des Akkus unterstützen, aber dieses Design weist eine Reihe von Vorteilen auf: Es handelt sich um eine einfach implementierbare, analog basierte und eigenständige Lösung, die ohne Mikrocontroller auskommt. Darüber hinaus ist die Schaltung flexibel und kostengünstig.

Mit kleinen Abmessungen ist sie für Anwendungen mit beengten Platzverhältnissen geeignet. Ein weiterer Vorzug besteht in seiner Unempfindlichkeit gegenüber schwankenden Eingangsspannungen und Spannungsspitzen.

Die meisten USB-Ladegeräte akzeptieren ausschließlich Spannungen von 4 bis 7 V und können Schaden nehmen, wenn am Eingang mehr als 7 V anliegen. Die Schaltung funktioniert nur, wenn die Eingangsspannung weniger als 7 V beträgt. Sie verkraftet aber Eingangsspannungen bis 28 V.

Die Schaltung enthält einen linearen 1-Zellen-Lader, der aus einer Gleichstromquelle eine einzelne Lithium-Ion-Akkuzelle lädt. Diese Stromquelle liefert den Laststrom und lädt den 1-Zellen-Akku. Der Strom wird hierzu aufgeteilt. Der verfügbare Strom wird mithilfe von RSET festgelegt und dient zur Versorgung des Verbrauchers.

Solange dieser Verbraucher nicht den maximalen Strom von 400 mA aufnimmt, kann der nicht benötigte Strom zum Laden des Akkus genutzt werden. Steht die Gleichstromquelle nicht zur Verfügung und fällt die Zellenspannung unter einen vom Anwender vorgegebenen Wert, aktiviert ein Spannungswächter einen niederohmigen Schalter, um die Akkuzelle vom Verbraucher zu trennen. Damit wird eine Tiefentladung des Akkus verhindert.

Der U1 (MAX8814) ist ein linearer Lithium-Ion-Akkulader, der mit seinem Eingangsspannungsbereich von 4,25 bis 7 V den gesamten USB-Bereich abdeckt. Während der Eingang von U1 Spannungen bis zu 28 V verkraftet, wird sein Ausgang deaktiviert, sobald die Gleichspannung an seinem Eingang die Grenze von 7 V übersteigt.

Die Ladespannung von U1 ist werksseitig fest auf 4,2 V eingestellt. Vom Anwender festgelegt werden kann dagegen der maximale Ladestrom ICHARGE: er beträgt 1,596 V / RSET. Bei einem RSET-Wert von 2,8 kΩ ergibt sich somit ein maximaler Ladestrom von 570 mA.

Bei U2 (MAX9646) handelt es sich um einen stromsparenden Komparator, dessen interne Referenzspannung von 0,2 V mit dem nicht-invertierenden Eingang verbunden ist. Der zur Überwachung der Zellenspannung dienende Komparator besitzt einen Gegentakt-Ausgang. UTRIP beträgt 0,2 V × (R1 + R2)/R2. Die Auslösespannung ist 3,5 V bei R1 = 82,5 kΩ und R2 = 5 kΩ.

Wenn die Zellenspannung auf 3,5 V fällt, schaltet der Ausgang von U2 das IC U3 (MAX14680), einen Batterieschalter mit einem Widerstand von 0,01 Ω, ab. Die Akkuzelle wird so vom Verbraucher getrennt.

Einfaches RC-Netzwerk reduziert das LDO-Rauschen

Das Thema Rauschen ist für Entwickler leistungsstarker Analogschaltungen besonders wichtig. Speziell wenn es um die Realisierung schneller Taktschaltkreise, A/D-Wandler, D/A-Wandler, VCOs und PLLs geht.

Mit einem Low-Dropout Regler (LDO) lassen sich die genannten Schaltungen versorgen. Das Rauschen von LDOs lässt sich verringern, indem man auf eine Rauschverstärkung in der Nähe von Eins achtet.

Bild 1 zeigt die vereinfachte Blockschaltung eines typischen LDOs mit einstellbarer Ausgangsspannug. Die Spannung UOUT ergibt sich aus dem Produkt der Referenzspannung UR und der Verstärkung des Fehlerverstärkers (1+R1/R2) bei offenem Regelkreis: UOUT = UR × (1+R1/R2). Die Rauschverstärkung entspricht der DC-Verstärkung bei geschlossenem Regelkreis. Durch eine Verringerung der Rauschverstärkung lässt sich das Ausgangsrauschen von LDOs mit einstellbarer Ausgangsspannung reduzieren, wo der Rückkopplungsknoten (Feedback-Knoten) zugänglich ist.

Indem man die Schaltung um ein einfaches RC-Netzwerk erweitert, lässt sich das Ausgangsrauschen reduzieren. Zugleich werden Störungen auf der Spannungsversorgung besser unterdrückt sowie das Verhalten bei Lasttransienten verbessert. Das aus R3 und C1 bestehende Netzwerk reduziert die AC-Verstärkung des Fehlerverstärkers.

Um bei LDOs, die eine geringe Phasenreserve aufweisen oder nicht bei Verstärkung Eins stabil sind, Stabilität sicherzustellen, wählt man R3 so, dass sich beim Verstärker eine HF-Verstärkung von etwa 1,1 ergibt. Zur Reduzierung des Rauschens in der 1/f-Region wählt man C1 so, dass sich eine Frequenz von unter 10 Hz ergibt. Mit dem Netzwerk zur Reduzierung des Rauschens erhält man für den größten Teil der Bandbreite eine AC-Verstärkung in der Nähe des Verstärkungsfaktors Eins. Damit werden Referenzrauschen und das Rauschen des Fehlerverstärkers weniger verstärkt.

Bei diesem Netzwerk zeigt das Rauschverhalten eine wesentliche Verbesserung zwischen 20 Hz und 2 kHz. Über der durch R1 und C1 erzeugten „Null“ sind die Rauscheigenschaften mit dem Rauschreduzierungsnetzwerk fast so wie bei einem Verstärkungsfaktor Eins. Über 20 kHz treffen sich die Verstärkung des Fehlerverstärkers bei geschlossenem Regelkreis und die Verstärkung bei offenem Regelkreis. Damit ist keine weitere Reduzierung der Rauschverstärkung möglich.

Der Versorgungsspannungsdurchgriff (PSRR) über diesen Frequenzbereich lässt sich ebenfalls reduzieren. Die Verbesserung (in dB) beträgt etwa 20×log(1+R1/R3) für Frequenzen unter dem Punkt, an dem die Verstärkungen bei geschlossenem und bei offenem Regelkreis „verschmelzen“. Der gesamte PSRR-Wert steigt um etwa 17 dB von 100 Hz bis 1 kHz. Er sinkt bis etwa 20 kHz, wo die Verstärkungen bei offenem und geschlossenem Regelkreis „verschmelzen“.

Das Rauschreduzierungsnetzwerk verbessert auch das Verhalten des LDOs bei Lasttransienten. Mit dem Rauschreduzierungsnetzwerk kann der LDO innerhalb von 50 μs auf Lasttransienten reagieren (500 μs ohne das Netzwerk).

Ein Nachteil des Rauschreduzierungsnetzwerks ist, dass sich bei C1 = 10 nF die Anlaufzeit von etwa 600 μs auf 6 ms bzw. bei C1 = 1 µF auf 600 ms verlängert. Dies sollte jedoch bei Applikationen, die den LDO nicht ein- und ausschalten, unproblematisch sein, sobald die Schaltung komplett eingeschaltet ist.

Diese Technik eignet sich für LDOs mit Architekturen, die der in Bild 1 gezeigten ähneln. Dort werden Referenzspannungsrauschen und das Rauschen des Fehlerverstärkers von der DC-Verstärkung der geschlossenen Regelschleife verstärkt. LDOs wie die Modelle ADP125, ADP171, ADP1741, ADP1753, ADP1755, ADP7102, ADP7104 und ADP7105 weisen diese Architektur auf und profitieren erheblich vom Einsatz eines Rauschreduzierungsnetzwerks.

Neuere LDOs mit sehr geringem Rauschen wie etwa das Modell ADM7151 profitieren vom Rauschreduzierungsnetzwerk nicht, da die Architektur den LDO-Fehlerverstärker bei Eins-Verstärkung nutzt. Damit sind Referenzspannung und Ausgangsspannung gleich.

Darüber hinaus weist der interne Referenzfilter eine Polstelle unter 1 Hz auf. Das filtert die Referenzspannung und eliminiert praktisch alle Faktoren, die zum Referenzrauschen beitragen.

Stromversorgung für DDR-Speicher

Die Verlustleistung in CMOS-Logiksystemen steht hauptsächlich mit der Taktfrequenz, der Eingangskapazität der verschiedenen Gatter innerhalb des Systems und der Versorgungsspannung in Zusammenhang. Da die Größe der integrierten Transistoren und damit die Versorgungsspannung reduziert wurden, ließen sich bei der Senkung der Verlustleistung auf Gatterebene signifikante Steigerungen erreichen. Durch diese reduzierten Verlustleistungen und schnelleren Betrieb der integrierten Transistoren mit niedrigerer Spannung konnten die Taktfrequenzen in den Gigahertzbereich angehoben werden.

Bei diesen sehr hohen Taktfrequenzen sorgen geregelte Widerstände, korrekt terminierte Busse und minimale Kreuzkopplung für ein präzises Taktsignal. Ursprünglich waren Logiksysteme so gestaltet, dass Daten nur auf einer Flanke des Taktsignals getaktet wurden, während beim DDR-Speicher mit doppelter Datenrate auf der aufsteigenden und abfallenden Flanke des Taktsignals Daten getaktet werden. Dadurch wird der Datendurchsatz verdoppelt und die Verlustleistung des Systems leicht angehoben.

Die erhöhten Datenraten machen es erforderlich, dass das Taktverteilungsnetzwerk sorgfältig gestaltet wird, um Überschwingen und Reflektionen zu minimieren, wodurch Logikschaltungen versehentlich getaktet werden können.

Bild 1: VTT Terminierungsspannungen reduzieren die Terminierungsleistung um die Hälfte. Bild 1: Mögliche Busterminierungen. UTT-Terminierungsspannungen reduzieren die Terminierungsleistung um die Hälfte.

In Bild 1 werden zwei mögliche Busterminierungsschaltungen vorgestellt. Im ersten Schaltplan (A) sind die Busterminierungswiderstände am Ende des Verteilungsnetzwerks positioniert und mit der Masse verbunden. Wenn sich der Bustreiber im Low-Zustand befindet, weisen die Widerstände einen Verlust von null auf. Im High-Zustand haben die Widerstände eine Verlustleistung, die der Versorgungsspannung (UDD) im Quadrat geteilt durch den Buswiderstand (Quellimpedanz plus Terminierungswiderstand) entspricht. Der durchschnittliche Verlust entspricht dem Quadrat der Versorgungsspannung geteilt durch den zweifachen Buswiderstand.

Im zweiten Schaltplan (B) ist der Terminierungswiderstand an eine Versorgungsspannung (UTT) angeschlossen, die der Hälfte der Spannung UDD entspricht. Die Verlustleistung im Widerstand ist dann unabhängig von der Versorgungsspannung konstant und entspricht dem Quadrat von UTT (oder [Udd/2]) geteilt durch den Terminierungswiderstand. Dies führt im Vergleich zum ersten Ansatz zu Energieeinsparungen von 50 Prozent.

Allerdings wird ein zusätzliches Netzteil benötigt. Die Anforderungen an dieses Netzteil sind jedoch etwas spezifisch. Erstens muss dessen Ausgang der Hälfte der Treiberspannung (UDD) entsprechen. Zweitens muss es sowohl Stromquelle als auch Stromsenke sein. Wenn die Treiberausgangsspannung niedrig ist, fließt Strom vom UTT-Netzteil. Wenn die Treiberspannung jedoch hoch ist, fließt Strom in das Netzteil. Schließlich muss das Netzteil mit Änderung der Systemdaten in verschiedene Modi übergehen können und eine geringe Quellimpedanz bis zu fast der Taktrate des Systems besitzen.

Die Spitzenleistung ist relativ einfach zu bestimmen aus den Terminierungswiderständen, der Taktfrequenz und der Kapazitäten innerhalb des Systems. Die Durchschnittsleistung ist schwerer zu schätzen und kann um ein Vielfaches geringer als ein Zehntel der Spitzenleistung sein. Sie müssen diese Dinge berücksichtigen, da das System dynamisch ist und keine feste Taktrate hat. Daten werden nicht in jedem Zyklus getaktet und es gibt Schaltelemente mit drei Zuständen (Tri-State). Der Durchschnittsstrom ist eine wichtige Zahl, die mit Systemmessungen zu überprüfen ist, da sie für die Festlegung der geeigneten Netzteil-Topologie wichtig sein kann. Sie wägen z.B. zwischen der geringen Verlustleistung eines Schaltnetzteils mit den geringen Kosten und der geringen Größe eines linearen Reglers ab.

Tabelle 1: Der lineare Ansatz ist platzsparender und kostengünstiger, ist jedoch nicht so effizient wie ein Schaltregler. Tabelle 1: Vergleich eines Schaltreglers mit einem linearen Regler. Der lineare Ansatz ist platzsparender und kostengünstiger, ist jedoch nicht so effizient wie ein Schaltregler.

Tabelle 1 zeigt den Vergleich von Komponentenanzahl, Flächenbedarf, Verlustleistung und Kosten für einen Schaltregler und einen linearen Regler. Dies gilt für Regler mit einem Ausgang eines Spitzenstroms von 3 A. Interessant ist, dass die Verlustleistung schwer zu handhaben ist, wenn der Spitzenstrom die gesamte Zeit vorliegt. Die Ermittlung des Gleichspannungsstroms beeinflusst die Wahl. In allen anderen Aspekten weist der lineare Regler eindeutige Vorteile auf.

Eine wichtige Herausforderung bei einem Netzteil für DDR-Speicher ist die Regelung der Ausgangsspannung bei extremen Laständerungen. Wie in Tabelle 1 gezeigt ist, verfügt der lineare Ansatz über eine viel breitere Regelbandbreite als der Schaltregler. Daher verwendet er viel kleinere Kondensatoren zur Regelung des Ausgangswiderstands.

Zur Regelung des Ausgangs auf einen Bereich von 40 mV bei einer Last von 3 A muss der Ausgangswiderstand bei der Durchtrittsfrequenz z.B. unter 0,013 Ω liegen, was etwa einer Kapazität von 10 uF entspricht. Ein Schaltregler mit einem linearen Regelkreis, der bei 50 kHz geschlossen wird, benötigt eine Kapazität von über 200 µF , was zu weiteren Kosten und mehr Platzbedarf auf der Platine führt (siehe Power-Tipp, Teil 10).

Fazit

Zusammenfassend lässt sich sagen, dass DDR-Speicher die Systemgeschwindigkeit verbessern, indem Daten auf beiden Flanken des Taktsignals getaktet werden, was zu einem erhöhten Durchsatz führt. Es werden Terminierungswiderstände benötigt, um Spannungsreflektionen aufgrund des Hochfrequenzbetriebs zu reduzieren. Verluste bei der Terminierung können minimiert werden, indem ein Ende an eine Spannung angeschlossen wird, die der Hälfte der Versorgungsspannung entspricht. Diese Spannungsversorgung muss Stromquelle und -senke sein können und eine hohe Durchtrittsfrequenz besitzen, damit die Kondensatoranforderungen minimiert werden. Ein linearer Regler zur Terminierung des Netzteils kann Geld und Platz sparen, wenn die erhöhte Verlustleistung akzeptabel ist.

Dynamische Leistungssteuerung minimiert den Leistungsverlust

Von D/A-Wandlern in Industriesystemen wird erwartet, dass sie ein breites Spektrum an Lasten treiben. Bei der Versorgung von D/A-Wandlern mit einer festen Spannung kann auf dem Chip jedoch eine beachtliche elektrische Energie umgesetzt werden.

Dies gilt speziell bei kleinen Lasten oder bei einem Kurzschluss gegenüber Masse. Aufgrund der aufgenommenen Leistung kann die Temperatur eines DACs über die empfohlenen Grenzen der Betriebstemperatur hinaus ansteigen. Bei Systemen mit hoher Kanaldichte oder für den Einsatz bei hohen Umgebungstemperaturen ist dies unter Umständen problematisch.

Ein Beispiel: Ein D/A-Wandler soll in eine Last mit 100 Ω bis 1 kΩ bis zu 20 mA liefern. In diesem Fall muss die minimale Versorgungsspannung 20 V betragen. Die maximal vom DAC zur Verfügung gestellte Leistung beträgt U × I = 20 V × 20 mA = 0,4 W. Bei einer Last von 1 kΩ wird die gesamte Leistung von der Last aufgenommen und es geht keine Energie verloren. Eine 100-Ω-Last nimmt nur 0,04 W auf. Somit werden 0,36 W verbraucht oder auf dem Chip in Wärme umgesetzt. In manchen Fällen ist eine 0-Ω-Last eine gültige Situation und sorgt dafür, dass die gesamte Leistung auf dem Chip umgesetzt wird.

In einem 64-poligen LFCSP-Gehäuse darf die maximale Umgebungstemperatur 125°C nicht übersteigen. Bei vier Kanälen mit je 0,4 W beträgt die gesamte umgesetzte Leistung 1,6 W. Die thermische Impedanz eines 64-poligen LFCSP beträgt 28°C/W. Im vorigen Beispiel beträgt der Temperaturanstieg PD × θJA = 1,6 W × 28°C/W = 44,8°C. Deshalb darf die Umgebungstemperatur für einen sicheren Betrieb nur maximal 80,2°C betragen. Mit Kühlkörpern lässt sich diese Problematik zwar lösen, doch können sie aus Platz- und Kostengründen nicht immer eingesetzt werden.

Die dynamische Leistungssteuerung (DPC) adressiert diese Problematik direkt. Ein DC/DC-Wandler macht aus einer Eingangsspannung von 5 V eine Ausgangsspannung von 7,5 bis 29,5 V. Diese Ausgangsspannung versorgt den D/A-Wandler mit Stromausgang, der die für die Last erforderliche Leistung zur Verfügung stellt. Bei einer 0-Ω-Last beträgt die Spannung am Ausgang des DC/DC-Wandlers 7,5 V; der niedrigste Wert. Die maximal im DAC umgesetzte Leistung beträgt 7,5 V × 20 mA = 0,15 W. Dies spart 0,25 W.

Mit DPC beträgt die maximale Leistung, die in vier Kanälen umgesetzt wird (jeder Kanal gegen Masse kurzgeschlossen), 0,6 W. Der Temperaturanstieg beträgt PD × θJA = 0,6 W × 28°C/W = 16,8°C. Damit erhöht sich das Temperaturlimit für einen sicheren Betrieb auf 108,2°C. DPC bietet die größten Vorteile in Systemen mit großem, nicht definierten Lastbereich, hoher Kanaldichte und hohen Temperaturen, die nur wenig Verlustleistung umsetzen dürfen.

Der vierkanalige 16 Bit D/A-Wandler AD5755 verfügt über Spannungs- und Stromausgänge SPS, DCS und andere industrielle Prozesssteuerungsapplikationen. Die DPC regelt die Spannung am Ausgangstreiber, minimiert die Verlustleistung bei Widerständen mit niedrigen Werten und vereinfacht das Wärmemanagement. Jeder Kanal kann so konfiguriert werden, dass er folgendes bietet: Spannungsausgang mit 0 bis 5 V, 0 bis 10 V, ±5 V oder ±10 V Vollausschlag und ±0,04% TUE (Total Unadjusted Error); Stromausgang mit 0 bis 20 mA, 4 bis 20 mA oder 0 bis 24 mA Vollausschlag und ±0,05% TUE.

Bild 1: AD5755 mit dynamischer Leistungssteuerung (Bild: ADI)
Bild 1: AD5755 mit dynamischer Leistungssteuerung (Bild: ADI)

Offset und Verstärkung lassen sich für jeden Kanal programmieren. Die Bauteile können mit der integrierten 5-V-Referenz mit ±5 ppm/°C oder mit einer externen Referenz verwendet werden. Bild 1 zeigt die Schaltung des Stromausgangs, den DC/DC-Wandler und den Leistungs-Controller. Bei aktiviertem Stromausgang wird UDS des Ausgangs-FET gemessen. Diese Spannung steuert den MOSFET im Leistungssteuerblock, um UBOOST zu regeln. Dies wiederum steuert UDS wie durch die Anforderungen für den Ausgangsstrom festgelegt. Bei eingeschaltetem MOSFET lädt die Induktivität auf einen Wert, der durch die Differenz des tatsächlichen Wertes von UDS und dem erforderlichen Wert bestimmt wird. Im ausgeschalteten Zustand entlädt sich die Spule in den Kondensator und UBOOST-Pin. Dieser Prozess wiederholt sich bei jedem Taktzyklus.

18-Bit-Datenerfassungssystem mit geringer Leistungsaufnahme

Bei der Schaltung in Bild 1 handelt es sich um ein komplettes, rauscharmes Datenerfassungssystem (5 MSample/s; 18 Bit), das 122 mW aufnimmt und eine hohe Genauigkeit bietet. Referenz, Referenzpuffer, Treiberverstärker und A/D-Wandler bilden eine optimierte Lösung mit einem Störabstand von 99 dB und einer harmonischen Verzerrung (THD) von −117 dB. Wegen ihrer geringen Leistungsaufnahme und ihrer kleinen Grundfläche eignet sich die Schaltung für portable Anwendungen.

Bild 1: Signalkette mit 5 MSample/s, 18 Bit (nicht alle Verbindungen sind dargestellt). (Bild: Analog Devices) Bild 1: Signalkette mit 5 MSample/s, 18 Bit (nicht alle Verbindungen sind dargestellt).

Der Verstärker ADA4897-1 mit Rail-to-Rail-Ausgang eignet sich als Treiber für den hochgenauen, SAR-A/D-Wandler AD7960 (5 MSample/s; 18 Bit). Das rauscharme Bauteil (1 nV/√Hz typ.) mit einer Stromaufnahme von 3 mA bietet eine Bandbreite von 230 MHz und eine Spannungsanstiegsgeschwindigkeit von 120 V/μs. Er schwingt in 45 ns auf 0,1% ein.

Die Eingangssignale für die Operationsverstärker des ADA4897-1 werden mit einem RC-Glied (820 Ω / 100 pF) gefiltert. Dieses bietet eine Bandbreite von 2 MHz. Für eine zusätzliche Filterung am Eingang des A/D-Wandlers AD7960 sorgt der RC-Filter mit 33 Ω / 56 pF. Dieser hat eine Bandbreite von 86 MHz. Dieses Filter reduziert die Rückwirkungen vom kapazitiven DAC-Eingang des AD7960 und begrenzt das Rauschen an den Eingängen des AD7960.

Die Schaltung nutzt Versorgungsspannungen von +7 V und −2,5 V für die Eingangstreiber des ADA4897-1, um den Energieverbrauch zu minimieren und eine optimale, niedrige Systemverzerrung zu erreichen. Die Ausgangsstufe des ADA4897-1 zeigt Rail-to-Rail-Verhalten und schwingt um 150 mV über/unter der jeweiligen Versorgungsspannung. Aus der zusätzlichen Reserve, die sich mit den Versorgungsspannungen von +7 V und −2,5 V ergibt, resultiert ein gutes Verzerrungsverhalten.

Der differenzielle Eingangsbereich des AD7960 wird mit einer externen Referenzspannung von 5 oder 4,096 V eingestellt. In Bild 1 wird die 5-V-Referenzspannung vom ADR4550 bereitgestellt. Beim ADR4550 handelt es sich um eine hochgenaue, rauscharme Referenz mit geringer Stromaufnahme (950 μA max.) und einem Anfangsfehler von maximal ±0,02%. Die Referenz bietet ferner eine gute Temperaturstabilität sowie ein niedriges Ausgangsrauschen.

Der AD8031 wird zur Pufferung der externen Referenz und der Gleichtaktausgangsspannung des AD7960 verwendet. Der AD8031 ist für viele Anwendungen geeignet. Angefangen bei batteriegespeisten Systemen mit großer Bandbreite bis hin zu sehr schnellen Systemen, bei denen aufgrund der Komponentendichte ein geringer Energieverbrauch erforderlich ist. Der AD8031 arbeitet stabil bei großen kapazitiven Lasten und kann die Entkopplungskondensatoren treiben, die erforderlich sind, um Spannungsspitzen als Folge von Stromtransienten zu minimieren.

Digitalschnittstelle und A/D-Wandler

Die Digitalschnittstelle des AD7960 nutzt den LVDS-Standard (Low Voltage Differential Signaling) für hohe Datenübertragungsraten. Ein LVDS-Signal CLK+/CLK− muss an den AD7960 angelegt werden, um Daten zum digitalen Host zu übertragen.

Der 5 MSample/s schnelle 18-Bit-Wandler AD7960 bietet ±0,8 LSB INL, ±0,5 LSB DNL sowie einen Dynamikbereich von 100 dB und nimmt 46,5 mW auf. Versorgt wird der AD7960 mit +5 V (UDD1) und +1,8 V (UDD2 und UIO), Bild 1. Die erforderlichen Versorgungsspannungen von 5 und 1,8 V können mit LDOs wie zum Beispiel den Modellen ADP7104 und ADP124 erzeugt werden.

Bild 2: Typische integrale Nichtlinearität (INL) des AD7960 in Abhängigkeit vom Ausgangscode mit REF = 5 V. Bild 2: Typische integrale Nichtlinearität (INL) des AD7960 in Abhängigkeit vom Ausgangscode mit REF = 5 V.

Der AD7960 wandelt die differenzielle Spannung der gegenphasigen Analogeingänge (IN+ und IN−) in ein digitales Ausgangssignal. Die Analogeingänge IN+ und IN− benötigen eine Gleichtaktspannung in Höhe der halben Referenzspannung. Der rauscharme Verstärker AD8031 puffert die +5-V-Referenzspannung der rausch- und driftarmen Referenz ADR4550 sowie die Gleichtaktausgangsspannung (UCM) der Digitalschnittstelle AD7960.

Der ADA4897-1 ist als Spannungsfolger konfiguriert und treibt die Eingänge des AD7960 mit einem differenziellen gegenphasigen 0- bis 5-V-Signal (180° Phasenversatz). Bild 2 zeigt die typische integrale Nichtlinearität (INL) als Funktion des Ausgangscodes des AD7960. Sie liegt mit einer externen Referenz von 5 V innerhalb der Spezifikationen von ±0,8 LSB.

Histogramm und FFT-Leistungsfähigkeit

Bild 3: Typisches Histogramm bei REF = 5 V Bild 3: Typisches Histogramm bei REF = 5 V

Die Genauigkeit der Schaltung ist aus dem Histogramm in Bild 3 und der FFT-Kurve in Bild 4 mit einer externen Referenz von 5 V ersichtlich. Die Daten wurden mit Hilfe des Evaluation-Boards EVAL-AD7960FMCZ und dem Audio Precision SYS-2702 als Signalquelle aufgenommen.

Blockschaltbild und Leiterplattenlayout findet man im Design Support Package CN-0277 unter www.analog.com/CN0277-DesignSupport.

 

 

 

Bild 4: 1 kHz, -0,5 dBFS Eingangssignla-FFT, REF = 5 V Bild 4: 1 kHz, -0,5 dBFS Eingangssignla-FFT, REF = 5 V

 

Häufige Varianten

Der AD7961 ist ein 5 MSample/s schneller differenzieller 16-Bit-A/D-Wandler aus der PulSAR-Familie. Er ist anschlusskompatibel zum AD7960. Somit kann er in der Schaltung in Bild 1 statt des AD7960 verwendet werden wenn lediglich eine Auflösung von 16 Bit erforderlich ist. Die Serie AD7960 unterstützt externe Referenzen mit 4,096 oder 5 V. Das EVAL-AD7960FMCZ ermöglicht über einen Jumper die Auswahl des ADR4540 (4,096 V) oder des ADR4550 (5 V) als Referenz.

Die verschiedenen Möglichkeiten zum Anschluss der Referenzspannung werden über die Enable EN[0:3] Pins des AD7960 vorgenommen (siehe Datenblatt des AD7960). Falls ein Eingangsbereich von 0 bis 5 V erforderlich ist, kann die Referenz ADR4550 in Verbindung mit dem Referenzpuffer AD8031 verwendet werden. Dies erfolgt, indem man die Enable Pins des AD7960 als EN[0:3] = ‚X001’ oder ‚X101’ einstellt.

Die einkanaligen Operationsverstärker ADA4897-1 und AD8031 können durch die zweikanaligen Versionen (ADA4897-2 und AD8032) ersetzt werden.

Für optimiertes Rausch- und Verzerrungsverhalten kann statt des ADA4897-1 der ADA4899-1 (15 mA) verwendet werden. Der ADA4899-1 ist eine als Spannungsfolger konfigurierter stabiler, schneller Operationsverstärker, welcher eine sehr geringe Verzerrung und ein niedriges Spannungsrauschen von 1 nV/√Hz aufweist.

Schaltungsevaluierung und Test

Das Evaluation Board EVAL-AD7960FMCZ wurde entwickelt, um den A/D-Wandler AD7960 zu evaluieren und zu testen. Zum Testen der Schaltung in Bild 1 wurden zwei Operationsverstärker des Typs ADA4897-1 zum Treiben des AD7960 verwendet.

Ein Blockschaltbild und Benutzerhinweise befinden sich im Benutzerhandbuch UG-490 für das Board EVAL-AD7960FMCZ. Die Dokumentation beschreibt, wie die beschriebenen AC/DC-Tests durchzuführen sind.

Bild 5: Blockschaltbild des Testaufbaus Bild 5: Blockschaltbild des Testaufbaus

Der Anwender hat die Option eine externe Versorgungsspannungen von +7 und −2,5 V für die Eingangsverstärker auf dem Board EVAL-AD7960FMCZ zu verwenden.

Bild 5 zeigt die Blockschaltung des Testaufbaus, Bild 6 ein Foto des Evaluation Boards.

Erforderliche Ausrüstung

Zum Testen der Schaltung ist folgende Ausrüstung erforderlich:

• Das Evaluation Board EVAL-AD7960FMCZ und Software

• Das System-Demonstration-Plattform Board (EVAL-SDP-CH1Z)

• Ein verzerrungsarmer Signalgenerator wie zum Beispiel das Modell 81150A von Agilent oder SYS2702 von Audio Precision

• Ein PC mit USB-2.0-Schnittstelel, mit Windows XP, Windows Vista oder Windows 7 (32 oder 64 Bit)

• Ein 12 V DC-Netzteil (im Lieferumfang des EVAL-SDP-CH1Z Boards enthalten)

• USB-Schnittstellenkabel (1) und SMA-Kabel (1)

Bild 6: Das Board EVAL-AD7960FMCZ, angeschlossen an das Board EVAL-SDP-CH1Z Bild 6: Das Board EVAL-AD7960FMCZ, angeschlossen an das Board EVAL-SDP-CH1Z

Gleichtaktströme in nicht isolierten Netzteilen

In Hochspannungsnetzteilen, die z. B. in einer LED-Lampe vorkommen, ist dies unter Umständen nicht möglich. Bei näherer Betrachtung unterscheiden sie sich nicht wirklich von einem isolierten Netzteil. Es kommt zu Streukapazitäten von Schaltknotenpunkten zur Masse, die Gleichtaktströme verursachen.


Bild 1: Nur 100 fF Kapazität vom Schaltknotenpunkt können ein Problem mit elektromagnetischen Störungen verursachen.

Bild 1 stellt einen Schaltplan eines LED-Netzteils dar, in dem die parasitäre Kapazität gezeigt wird, die die Hauptursache für Gleichtaktströme in diesem Abwärtsregler darstellt. Es ist die Kapazität vom Schaltknotenpunkt zur Erde. Es überrascht, dass diese Kapazität so gering sein und trotzdem ein Problem darstellen kann.

Der Grenzwert für leitungsgeführte Störaussendung gemäß CISPR Klasse B (für den Wohnbereich) erlaubt ein Signal von 46 dBuV (200 uV) in eine Quellimpedanz von 50 Ohm bei 1 MHz. Dies bedeutet einen zulässigen Strom von nur 4 uA. Wenn der Wandler mit einem Rechtecksignal von 200 V Spitze-zu-Spitze den Drainanschluß von Q2 bei 100 kHz schaltet, liegt die Grundschwingung bei einer Spitzenspannung von 120 Volt.

Da die Oberschwingungen im Verhältnis zur Frequenz abnehmen, beträgt die Effektivspannung bei 1 MHz etwa 9 Vrms. Dies kann zur Berechnung einer zulässigen Kapazität zur Masse von etwa 0,1pF oder 100 fF (oder einem Widerstand von 2 Megaohm bei 1 MHz) verwendet werden. Dabei handelt es sich um eine plausible Kapazität von diesem Knotenpunkt. Es gibt außerdem Kapazitäten vom Rest des Schaltkreises zur Erde, die einen Rückpfad für Gleichtaktströme darstellt. Dies wird als C_Stray2 in Bild 1 dargestellt.


Bild 2: 100 fF können dazu führen, dass Sie die Grenzwerte für elektromagnetische Störungen überschreiten.

Bei einer LED-Lampe gibt es keine Chassisverbindung, es stehen nur der spannungsführende und der neutrale Anschluss zur Verfügung. Daher ist die Gleichtakt-EMV-Filterung problematisch. Dies liegt daran, dass es sich um einen hochohmigen Schaltkreis handelt. Er kann mit einer Spannungsquelle von 9 Vrms in Reihe mit einer kapazitiven Reaktanz von 2 Megaohm, wie in Bild 2 gezeigt, dargestellt werden.

Es gibt keine Möglichkeit, den Widerstand zu erhöhen, um den Strom zu reduzieren. Um die Störaussendungen bei 1 MHz zu reduzieren, müssen Sie die Spannung oder die Streukapazität reduzieren. Zwei Möglichkeiten zur Reduzierung der Spannung sind das Dithering und die Regelung der Anstiegszeit. Durch Dithering wird die Betriebsfrequenz eines Netzteils variiert, um das Spektrum auszuweiten.

Mehr Effizienz im Synchronbetrieb

Dies kann zu schlechtem Einschwingverhalten führen und einen starken Ausgangsfilterkondensator erforderlich machen. Ein einfacherer Ansatz ist, das Netzteil bei allen Lasten mit kontinuierlichem Strom zu betreiben.


Bild 1: Ein einfacher Abwärtsregler wurde verwendet, um das Einschwingverhalten darzustellen.

Bild 1 stellt einen einfachen synchronen Abwärtswandler dar. Er wurde verwendet, um das Einschwingverhalten der Last bei kontinuierlichem und diskontinuierlichem Strom in der Ausgangsdrossel darzustellen. Der Strom in der Ausgangsdrossel bleibt kontinuierlich, bis keine Last vorhanden ist, da der Synchrongleichrichter den Strom der Drossel bei leichten Lasten in die umgekehrte Richtung fließen lässt. Der Stromkreis wurde diskontinuierlich gestaltet, indem der untere FET (Q2) durch eine Diode ersetzt wurde. Obwohl dieser Artikel die Unterschiede in einer Abwärtsregler-Topologie zeigt, werden Sie ähnliche Reaktionen bei allen Netzteil-Topologien feststellen


Bild 2a: Synchronbetrieb (links) liefert das beste Einschwingverhalten.

Die Bilder 2a und 2b zeigen zwei Lasteinschwingverhalten bei einer Änderung des Ausgangsstroms um einen Schritt von 700 mA. Der Stromverlauf auf der linken Seite steht für den kontinuierlichen Fall und der Stromverlauf auf der rechten Seite für den diskontinuierlichen Fall.


Bild 2b: Synchronbetrieb (links) liefert das beste Einschwingverhalten.

Im diskontinuierlichen Fall war das Einschwingverhalten dreifach schlechter als im kontinuierlichen Fall. Ein synchroner FET wurde verwendet, um einen kontinuierlichen Betrieb zu erzwingen. Es gibt jedoch auch alternative Möglichkeiten, um ein gutes Einschwingverhalten zu erreichen, einschließlich der Beschaltung mit einer Grundlast oder der Verwendung von Drosseln, die stromabhängig sind. Bei diesen stromabhängigen Drosseln handelt es sich um eine Drossel, deren Induktivität bei niedrigem Strom steigt. Dies wird vor allem durch die Verwendung von zwei Kernmaterialien erreicht: einem starken Ferritkern, der bei niedrigem Strom gesättigt ist; und einem Eisenpulverkern, der nicht gesättigt wird. Der Grund für das beeinträchtigte Einschwingverhalten bei diskontinuierlichem Betrieb liegt in den sich stark ändernden Eigenschaften des Regelkreises.


Bild 3: Bei diskontinuierlichem Betrieb geht eine signifikante Regelkreisverstärkung verloren.

Dies wird in Bild 3 und 4 dargestellt. Die Kurve auf dem Bild 3 zeigt die Verstärkung des Regelkreises bei kontinuierlichem Betrieb. Der Regelkreis hat eine Bandbreite von 50 kHz und tritt mit einer Phasenreserve von 60 Grad durch. Die Kurve im Bild 4 zeigt das Verhalten, wenn die Leistungsstufe in den diskontinuierlichen Betrieb wechselt. Die Leistungsstufe wechselt von einem Paar komplexer Pole während des kontinuierlichen Betriebs zu einem einzelnen reellen Niedrigfrequenz-Pol bei diskontinuierlichem Betrieb.


Bild 4:

Die Frequenz dieses Pols wird durch den Ausgangskondensator und den Lastwiderstand festgelegt. Sie können sehen, wie sich die Phase bei einer niedrigeren Frequenz im Vergleich zum kontinuierlichen Fall in Richtung Niedrigfrequenz-Pol verschiebt. Das Amplitudenverhältnis fällt signifikant bei niedrigeren Frequenzen, da der Pol zu einer viel geringeren Durchtrittsfrequenz führt, wodurch das Einschwingverhalten beeinträchtigt wird.

Zusammenfassend lässt sich sagen, dass die Synchrongleichrichtung die Effizienz verbessert und wesentlich zur transienten Lastregelung beiträgt. Dies stellt eine sehr effiziente Alternative zum Beschalten der Stromversorgung mit einer Grundlast dar. Außerdem bietet diese Methode im Vergleich zur Verwendung von stromabhängigen Drosseln konsistentere Regelkreiseigenschaften. Die Dynamik eines herkömmlichen Abwärtsreglers sowie aller Topologien, bei denen Synchrongleichrichtung genutzt werden kann, wird verbessert.

Einfache Schutzschaltung für Netzteile

Es handelt sich quasi um die Nachbildung eines Thyristors, welcher mit diskreten Bauteilen realisiert wird. Die beiden Transistoren sind normalerweise ausgeschaltet. Um die Sicherung durchzuschalten wird entweder an die Basis des PNP Transistors Masse gelegt oder aber positives Potential an die Basis des NPN Transistors – solange, bis einer der beiden Transistoren durchschaltet. Der dabei fließende Kollektorstrom schaltet den jeweils anderen Transistor durch, dies wiederum hält den zuvor eingeschalteten Transistor eingeschaltet. Die Schutzschaltung ist nun selbstgesteuert. Der Strom wird nur durch den Innenwiderstand der Quelle und die jeweiligen Eigenschaften des Transistors begrenzt, sodass der Schaltkreis einen Kondensator mit hoher Geschwindigkeit entladen kann.


Bild 1: Ein Thyristor mit gesteuertem Haltestrom wird mit diskreten Bauteilen realisiert

Eine interessante Eigenschaft dieser Schaltung ist, dass Sie den Haltestrom des Thyristors durch Wahl der Widerstandswerte einstellen können. Damit die Schaltung nach seiner Auslösung aktiv bleibt, muss die Spannung an den zwei Basis-Emitter-Übergängen wenigstens so hoch sein (~0,7 V), dass sie auch eingeschaltet bleiben. Dies bedeutet, dass die Schaltung sperrt, wenn diese mit einem Strom von mindestens Vbe/R1 + Vbe/R2 gespeist wird. Ist die Schaltung parallel zu einem Kondensator, welcher nur mit einem kleinen Strom gespeist wird, entlädt die Schutzschaltung den Kondensator. Sobald nun der Strom unterhalb des Haltestrom abfällt, schaltet sich die elektronische Sicherung selbst aus.

Bild 2 zeigt einen Bereich innerhalb der Rückkopplung, in dem diese Schaltung sinnvoll eingesetzt werden kann. Es handelt sich um einen netzgespeisten 48V-Sperrwandler, welcher die Thyristorersatzschaltung im Falle eines Fehlers innerhalb der Regelschleife zur Überspannungs-Schutzabschaltung nutzt.

Sobald eine Eingangsspannung angelegt wird, lädt der Strom durch R3 und R4 den Pufferkondensator C3 auf. Wenn die Spannung an C3 ausreichend hoch ist, wird der PWM-Baustein aktiv, taktet den Leistungs-FET Q3 und überträgt Energie zum Ausgang der Stromversorgung. Die Ausgangsspannung wird durch Steuerung des Stroms im Optokoppler U1 geregelt, der die durch den Transformator übertragene Energie steuert.


Bild 2: Der Thyristor-Ersatzschaltung kann sperrend oder nicht sperrend dimensioniert werden.

Die Schaltung mit Optokoppler U3 wiederum generiert eine isolierte Überspannungsschutzabschaltung. Die Zenerdioden D5 und D6 sind so gewählt, dass sie im normalen Betrieb nicht leitend sind. Im Fall einer Überspannung gehen sie in den leitenden Zustand über und zwingen damit einen Strom durch den Optokoppler U3, der die Sicherung, bestehend aus Q4 und Q5, auslöst. Die Schutzschaltung entlädt den Pufferkondensator C3 und U2 schaltet ab, sobald die VDD-Spannung die Unterspannungsschwelle des PWM’s U2 erreicht.

Die Schutzschaltung setzt das Entladen des Pufferkondensators so lange fort, bis die Spannung nahe bei 1 Volt liegt. An diesem Punkt kommt es auf die Dimensionierung von R3, R4, R14 und R16 an. R3 und R4 begrenzen den Strom, der von der Eingangsseite zur Verfügung steht, und R14 und R16 bestimmen den Haltestrom welcher für die Sicherung, benötigt wird. Wenn R14 und R16 kleine Werte aufweisen, schaltet sich die Sicherungsschaltung wieder aus, der Pufferkondensator wird wieder aufgeladen und das Netzteil versucht erneut hochzufahren.

Bei dieser Dimensionierung setzen im Fehlerfall kontinuierliche Startversuche ein. Wenn die Widerstände ausreichend hohe Werte aufweisen, bleibt die Sicherungsschaltung beständig eingeschaltet und die Stromversorgung muss manuell aus- und wieder eingeschaltet werden, um diese zurückzusetzen. In diesem Fall finden also keine kontinuierlichen Startversuche statt. Eine weitere wichtige Komponente in diesem Schaltkreis ist Vorwiderstand R5, der die Hilfsversorgungsspannung nach dem Auslösen der Schutzschaltung begrenzt. Normalerweise dient dieser Widerstand dazu, den Pufferkondensator C3 nicht auf Spannungsspitzen aufzuladen.

Diese Schaltung kann auf mehrere Arten eingesetzt werden, insbesondere, da eine steigende oder fallende Flanke zu ihrer Auslösung verwendet werden kann. Der Überspannungsschutz kann beispielsweise auch auf der Primärseite implementiert werden, indem eine Zenerdiode zwischen die Hilfsspannung und die Basis von Q5 geschaltet wird. Sie können einen Temperatursensor mit einem High-Low-Übergang zur Ansteuerung der Basis von Q4 verwenden. Oder Sie verwenden einen Komparator auf der Sekundärseite, um eine sehr exakte Überstromschutzabschaltung mit Hilfe eines Optokopplers zu erzielen, ähnlich wie in Bild 2.

Zusammenfassend lässt sich sagen, dass dieses Schutzschaltung, bestehend aus Transistoren im Wert von 2 bis 3 Cent, sehr vielseitig ist. Diese kann entweder durch High-Low- oder Low-High-Übergänge ausgelöst werden und kann auch kontinuierlich sperrend oder nicht sperrend arbeiten, je nachdem, welche Widerstandswerte Sie wählen. Lesen Sie auch die nächste Ausgabe, in der wir uns mit dem Sprungantworten von unstetigen und stetigen Netzteilen beschäftigen und zeigen, dass Effizienz nicht den einzigen Grund für die Verwendung von Synchrongleichrichtern darstellt.

Sensoren abhängig vom A/D-Wandler auswählen – oder umgekehrt?

Dieser Tipp zeigt einen Vorschlag, wie man 24-Bit-A/D-Wandler dazu verwenden kann, um Verstärkerstufen zu eliminieren und damit auch deren Offset-, Drift- und Rauschbeiträge. Die Lösung ist einfach, die Gesamtleistung höher und die Kosten geringer.

Steht man vor der Aufgabe, ein A/D-Wandler-System zu entwickeln, wird man vermutlich als Erstes prüfen, welche Auflösung benötigt wird, und dann nach einem A/D-Wandler suchen, der diese Auflösung bietet. Um die geforderte Genauigkeit zu erreichen, ergänzt man anschließend das System um die nötigen Verstärkerstufen, so dass der interessierende analoge Bereich den Dynamikbereich des A/D-Wandlers abdeckt.

Aber es gibt eine Alternative. So kann man einen 24-Bit-Wandler verwenden, um Verstärkerstufen überflüssig zu machen und damit auch deren Offset-, Drift- und Rauschbeiträge zu beseitigen, die in einem System mit 12 bis 16 Bit Auflösung anfallen. Der 24-Bit-Wandler ermöglicht somit eine einfachere Lösung. Zudem ist die erreichbare Gesamtleistung höher, und das bei gleichen oder sogar niedrigeren Kosten.

Unter dem Strich würde dabei eine Schaltung entstehen, in der nur ein Teil des Dynamikbereichs des 24-Bit-A/D-Wandlers genutzt wird. Man würde einfach auf einige Bits verzichten! Trotzdem würde man noch immer die Auflösung und Genauigkeit des ursprünglichen 12- oder 16-Bit-Systems erreichen oder sogar übertreffen. Der 24-Bit-Wandler bewirkt gegenüber einem 12-Bit-A/D-Wandler eine unmittelbare Verbesserung der Systemverstärkung um 4096 und bietet zusätzlich die Funktion eines Verstärkers mit programmierbarer Verstärkung (Programmable Gain Amplifier, PGA). Der interne PGA im Delta-Sigma-Wandler kann die Verstärkung um einen weiteren Faktor von 64 bis 128 (produktspezifischer Wert) erhöhen.

Der erste Schritt bei der Schaltungsentwicklung besteht oft darin, den Sensor auszuwählen, der in der Schaltung zum Einsatz kommen soll, und sich dann dessen Ausgangssignalbereich anzusehen. Diesen Bereich passt man dann an den Eingangssignalbereich des A/D-Wandlers an. Bei diesem Ansatz wird für die Anpassung des Sensorsignals an den ADC-Eingangssignalbereich eine Analogverstärkerstufe benötigt. Man kann natürlich auch blindlings einen A/D-Wandler aussuchen, dessen Eingangssignalbereich genau dem Ausgangssignalbereich des Sensors entspricht. Bei beiden Strategien ist jedoch Vorsicht geboten. Da die tatsächliche Systemauflösung und -genauigkeit die entscheidenden Spezifikationen sind, sollte man sich ausführlicher mit dem vom System beigesteuerten Rauschen befassen.

Beispielsweise entspricht bei einem 12-Bit-System mit einem Bereich von 5 V und einem analogen Verstärkungsfaktor von 250 V/V das System-LSB (Least Significant Bit) einem Wert von 5 V / 250 / 212 oder 4,88 mV. Bild 1a veranschaulicht ein solches System.

Im zweiten Fall wird das Sensorsignal einem 24-Bit-Wandler ohne Verstärkung zugeführt (Bild 1b). Dies ist möglich, weil der LSB-Betrag des 24-Bit-Systems einer analogen Verstärkung von 4096 entspricht. Verfolgt man diese Schaltungsstrategie, kann man die Effekte einer analogen Potentialverschiebung eliminieren, wenn man die Differenzeingänge des A/D-Wandlers verwendet. Auf diese Weise kann man eine Spannung an den ADC-Minuseingang und zugleich das Ausgangssignal des Sensors an den ADC-Pluseingang anlegen. Der 24-Bit-A/D-Wandler ist zwar über seinen gesamten Eingangsspannungsbereich hinweg funktionsfähig, aber das Sensorausgangssignal bewirkt nur die Ausgabe eines Teils der ADC-Ausgangscodes. Die gezielte Auswahl dieses ADC-Teilbereichs hat zur Folge, dass nur der optimale Abschnitt des Signalbereichs genutzt wird. Setzt man einen 24-Bit-ADC mit einer effektiven Auflösung von 23 Bit ein, so ist dies dasselbe, als hätte man 2048 einzelne 12-Bit-Wandler über den Dynamikbereich des Wandlers verteilt.

Autorin: Bonnie C. Baker arbeitet als Senior Application Engineer bei Texas Instruments in Tucson/USA.

Einfache Schaltung misst Effektivwert einer Wechselnetzspannung

Wir stellen eine Schaltung vor, die den echten Effektivwert eines Eingangssignals misst und ein entsprechendes Ausgangssignal liefert.

Der Effektivwert eines Wechselspannungssignals (AC) vergleicht den Wärmewert eines unbekannten AC-Signals mit dem eines bekannten Gleichspannungssignals (DC) über identische Lasten. Er ist gleich der Höhe des DC-Signals, die erforderlich ist, um in der Last eine identische Wärmemenge zu erzeugen. Wenn die in den Lasten umgesetzte Energie gleich ist, ist die bekannte DC-Spannung gleich dem Effektivwert des unbekannten Wechselspannungssignals.

Gleichung 1
Gleichung 1

Falls man zum Beispiel eine Wechselspannung von 1 Veff. an ein Ohm‘sches Heizelement anlegt, würde dieses exakt die gleiche Wärmemenge erzeugen wie bei einer angelegten Gleichspannung von 1 V. Mathematisch ist der Effektivwert einer Spannung gemäß Gleichung 1 definiert.

Die Gleichung repräsentiert die Standardabweichung eines statistischen Zero-Average Signals.

Gleichung 2
Gleichung 2
Gleichung 3
Gleichung 3
Gleichung 4
Gleichung 4

Einfachere Beziehungen sind in den Gleichungen 2 bis 4 aufgeführt. Zur Messung von Effektivwerten ist normalerweise ein Effektivwert/DC-Wandler erforderlich. Dieser liefert ein DC-Ausgangssignal, das dem Effektivwert eines beliebigen Eingangssignals entspricht. Leider kann der Bereich von AC-Signalen, die gemessen werden müssen, sehr groß sein. Hingegen beträgt der Eingangsbereich eines typischen Effektivwert/DC-Wandlers nur wenige Volt. Damit sie für Effektivwert/DC-Wandler verwendet werden können, müssen die großen Eingangsspannungen herunterskaliert werden. Die Messung des Effektivwerts der Spannungsversorgung in einem Privathaushalt erfordert zum Beispiel eine zusätzliche Schaltung, welche die Wechselspannung auf einen für den Eingang des Effektivwert/DC-Wandlers geeigneten Wert dämpft. Diese Applikation löst das Problem von Effektivwertmessungen größerer AC-Signale wie etwa solche auf der Netzspannung.

Bild 1: Einfache Schaltung zur Messung des Effektivwertes der Netzspannung (Bild: Analog Devices)
Bild 1: Einfache Schaltung zur Messung des Effektivwertes der Netzspannung (Bild: Analog Devices)

In Bild 1 skaliert der auf eine Verstärkung von 1/25 eingestellte differenzielle Verstärker AD628 mit programmierbarer Verstärkung die Netzspannung, bevor sie am Effektivwert/DC-Wandler AD8436 angelegt wird. Denn der AD8436 eignet sich nur für Spannungen von ±0,7 V der Versorgungsspannung.

Der differenzielle Verstärker weist einen Gleichtakteingangs- und Differential-Mode Bereich von ±120 V auf und eignet sich somit gut zum Herunterteilen der Netzspannung. Das genaue DC-Äquivalent des Effektivwertes der Wechselspannung steht am Ausgang RMS OUT zur Verfügung. Bild 2 zeigt die ACss-Netzversorgung von 330 V mit 60 Hz, den skalierten Ausgang des differenziellen Verstärkers und den DC-Ausgang des Effektivwert/DC-Wandlers.

Bild 2: Eingangs-, Zwischen- und Ausgangssignalverläufe  (Bild: Analog Devices)
Bild 2: Eingangs-, Zwischen- und Ausgangssignalverläufe (Bild: Analog Devices)

Die komplette Schaltung nimmt 2 mA auf und eignet sich damit für Low-Power-Applikationen. Der externe Eingangswiderstand (150 kΩ) lässt sich für Signale mit Spitzenspannungen über 400 Vss entsprechend vergrößern. Das Gerät wird nicht beschädigt, wenn das Eingangssignal die Netzspannung übersteigt. Somit kann das Eingangssignal auch bei fehlender Versorgungsspannung anliegen. Darüber hinaus arbeitet das gegen Kurzschluss geschützte System an bipolaren Spannungen bis ±18 V.

Diese Schaltung berechnet den echten Effektivwert eines komplexen AC- (oder AC plus DC) Eingangssignals und liefert ein entsprechendes DC-Ausgangssignal. Der echte Effektivwert eines Signals ist eine nützlichere Angabe als der gleichgerichtete Mittelwert, da er auf der Messung der Energie im Signal basiert. Der Effektivwert eines Signals mit AC-Kopplung ist auch seine Standardabweichung.

 Autoren: Chau Tran und David Karpaty arbeiten als Applikationsingenieure bei Analog Devices in Norwood, USA.