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Wie man Maximalwerte und Wärmewiderstände richtig interpretiert

Wenn elektronische Bausteine nicht richtig funktionieren, ist dies für den Anwender oft frustrierend. Zweifellos führen viele Wege zu einer gelungenen Schaltung, noch zahlreicher sind die Fälle, bei denen man scheitern kann. Faktum ist, dass 90% der Probleme und Fehler, mit denen Anwender konfrontiert sind, auf oberflächliches oder falsches Lesen des Datenblatts zurückzuführen sind und somit eigentlich vermeidbar wären. Der folgende Beitrag beantwortet eine Reihe häufig gestellter Fragen über absolute Maximalwerte und Wärmewiderstände am Beispiel eines Operationsverstärkers.

Darf man einen Verstärker geringfügig über seinen absoluten Maximalwerten betreiben?

Auf gar keinen Fall! Die im Datenblatt angegebenen absoluten Maximalwerte sind unter allen Umständen einzuhalten, wenn man nicht Gefahr laufen will, das Bauelement dauerhaft zu beschädigen. Die absoluten Maximalwerte geben die Obergrenzen an, die ein Baustein zwar verträgt, bei denen er aber keinesfalls betrieben werden soll. Wenn beispielsweise die Eingangsspannung den absoluten Maximalwert übersteigt, kann es zu einem Durchbruch an den differenziellen Transistorpaaren am Eingang kommen, was einen übermäßigen Fehlerstrom zur Folge haben kann.

Dies wiederum resultiert nicht nur in einer Verschiebung der Leistungsparameter, sondern bewirkt auch Elektromigration, durch die das Bauelement langfristig permanent zerstört werden kann. Die absoluten Maximalwerte sind also strikt zu meiden, will man nicht die dauerhafte Beschädigung des Bauelements riskieren.

Was ist zusätzlich über absolute Maximalwerte zu sagen?

 Bild 1: Beispiel für eine Tabelle mit absoluten Maximalwerten
Bild 1: Beispiel für eine Tabelle mit absoluten Maximalwerten

Die Tabelle mit den absoluten Maximalwerten enthält die maximal zulässigen Obergrenzen für Spannung, Temperatur und Strom (Bild 1).

Die maximale Versorgungsspannung, die z.B. an einen Operationsverstärker angelegt werden darf, richtet sich nach dem verwendeten Herstellungsprozess. Die Angabe bezieht sich auf den Momentanwert und nicht auf den Durchschnitts- und Endwert. Bei den Niederspannungs-CMOS-Operationsverstärkern von Analog Devices beträgt die Obergrenze in der Regel 6 V, wohingegen bipolare Hochvolt-Bausteine auf 36 V begrenzt sind.

Die maximale Eingangsspannung hängt ebenfalls von der Architektur der Eingangsstufe und der Versorgungsspannung des Operationsverstärkers ab. Nahezu alle Operationsverstärker sind mit Schutzdioden gegen elektrostatische Entladung (ESD-Dioden) abgesichert. Über die am Eingang befindlichen ESD-Dioden legt man fest, wie weit die Eingangsspannung über die Versorgungsspannung hinausreichen darf. In der Regel kann die Eingangsspannung um einen Dioden-Spannungsabfall (je nach Temperatur zwischen 300 und 700 mV) höher sein als die Versorgungsspannungen.

Liegt die Eingangsspannung außerhalb des zulässigen Bereichs, überschreitet aber noch nicht den absoluten Maximalwert, ändert sich das Betriebsverhalten des Bausteins. Der Operationsverstärker wird dann zwar nicht beschädigt, funktioniert aber unter Umständen nicht mehr richtig. Zum Beispiel kann er phasenverkehrt arbeiten oder sein Eingangs-Biasstrom oder seine Eingangs-Offsetspannung können deutlich ansteigen.

Sobald die Eingangsspannung den absoluten Maximalwert überschreitet, besteht das Risiko, dass der Operationsverstärker dauerhaft beschädigt wird. Das ist beispielsweise der Fall, wenn der Eingang eines Operationsverstärkers, an dem durch eine falsche Hochlaufreihenfolge noch keine Versorgungsspannung anliegt, mit einer Spannung beaufschlagt wird. Der absolute Maximalwert wird überschritten und es tritt eine Überspannung am Eingang auf, die den Baustein zerstören kann.

Monolithische, gegen überhöhte Eingangsspannungen abgesicherte Verstärker

Dies lässt sich einfach abwenden, wenn man einen monolithischen, gegen überhöhte Eingangsspannungen abgesicherten, Verstärker verwendet. Die Hersteller statten diese Bauelemente mit eingebauten Schaltungen zum Schutz vor zu hohen Eingangsspannungen aus und bieten damit eine einfach anzuwendende Alternative zu diskreten analogen Lösungen. Ein Beispiel für einen solchen Baustein ist der Präzisionsverstärker ADA4091-2 mit Überspannungsschutz. Die Eingangsspannung kann hier bis 25 V über und unter der Versorgungsspannung liegen, ohne dass das Bauelement beschädigt wird.

Die maximale differenzielle Eingangsspannung gibt die größte differenzielle Spannung an, die an den Eingangs-Anschlüssen anliegen darf, ohne eine zu große Stromstärke zu verursachen.

 Bild 2: Antiparallel geschaltete Dioden schützen den Eingang vor zu hohen differenziellen Spannungen
Bild 2: Antiparallel geschaltete Dioden schützen den Eingang vor zu hohen differenziellen Spannungen

Einige Operationsverstärker verfügen über eingebaute antiparallel geschaltete Dioden (Bild 2), die einen Durchbruch der Basis-Emitter-Strecke in der Eingangsstufe verhindern. Die Anzahl der Begrenzungsdioden zwischen den Eingangsanschlüssen lässt Rückschlüsse darauf zu, wie hoch die maximale differenzielle Eingangsspannung ist.

Die Tabelle mit den absoluten Maximalwerten enthält oft auch eine Angabe zum maximalen Eingangsstrom, der am Eingang anliegen darf. Ist der höchstzulässige Eingangsstrom nicht angegeben, sollte der Eingangsstrom auf Werte unter 5 mA begrenzt werden. Ist zu erwarten, dass der Eingangsstrom über den absoluten Maximalwert steigt, sollten die Eingangs-Anschlüsse zur Strombegrenzung mit Widerständen versehen werden, wie in Bild 2 gezeigt. Dies verursacht jedoch Rauschen und erhöht die auf den Eingang bezogene Offsetspannung.

Wird ein Baustein sofort unbrauchbar, wenn die absoluten Maximalwerte überschritten werden?

Beim Überschreiten der absoluten Maximalwerte können verschiedene Ausfallmechanismen auftreten. Erstens kann ein Baustein umgehend zerstört werden, sobald ein absoluter Maximalwert überschritten wird. Wenn eine außergewöhnliche hohe Spannung an einen Verstärker gelegt wird (z.B. 30 V Versorgungsspannung an einen für 6 V spezifizierten CMOS-Verstärker), erfolgt beinahe sofort ein Durchbruch der Transistoren, wodurch der Baustein defekt ist.

Zweitens kann ein Bauelement ausfallen, wenn absolute Maximalwerte über längere Zeit überschritten werden. Gelegentlich kommt es vor, dass ein Baustein nicht sofort Schaden nimmt, wenn er einer zu großen Spannung oder einem zu hohen Strom ausgesetzt wird. Langfristig kann die Schaltung jedoch beschädigt werden.

Zum Beispiel lässt sich kurzzeitig eine Spannung von 7 V an einen 6-V-Verstärker anlegen. Bei dauerhafter Überlastung können jedoch die Sperrschichten verringert werden, bis es schließlich zu einem Durchbruch kommt. In diesem Fall wird also die Langzeit-Zuverlässigkeit des Bausteins stark beeinträchtigt.

Drittens kann die Nichteinhaltung der absoluten Maximalwerte eine Verschlechterung der Leistungsfähigkeit bewirken und zum Überhitzen der Sperrschichten führen, was schließlich ebenfalls zum Ausfall des Bausteins führt. Ein zu hoher Eingangsstrom etwa kann das Betriebsverhalten ändern und Elektromigration verursachen. Sammelt sich zu viel Wärme an, werden möglicherweise auch die thermischen Grenzwerte der Sperrschichten überschritten. Auch wenn kein thermischer Durchbruch erfolgt, wird die Lebensdauer des Bauelements durch die höhere Betriebstemperatur gravierend verringert.

Um also jegliche Beschädigung des Verstärkers zu vermeiden, ist ein Überschreiten der absoluten Maximalwerte unbedingt zu vermeiden. Für eine maximale Lebensdauer sollte zudem ein sicherer Abstand zu den absoluten Maximalwerten im Betrieb eingehalten werden.

Was ist der Unterschied zwischen Lager-, Betriebs-, Sperrschicht- und Anschluss-Löttemperaturbereich?

Unter der Lagertemperatur versteht man die Temperatur, bei der der nicht unter Spannung stehende Baustein sicher gelagert werden kann. Das Bauelement aus Bild 1 verkraftet bei der Lagerung beispielsweise Temperaturen von –65 bis 150°C, ohne dass seine Funktionsfähigkeit in einer Schaltung beeinträchtigt wird.

Unter der Betriebstemperatur versteht man die Temperatur der Umgebung oder des Systems, bei der sich das Bauelement im Betrieb befindet. Verstärker sind in der Regel für den Betrieb in dem im Datenblatt angegebenen Betriebstemperaturbereich geprüft und spezifiziert. Die folgenden Betriebstemperaturbereiche sind üblich:

  • Kommerzieller Temperaturbereich: 0 bis 70°C,
  • Industrieller Temperaturbereich: –40 bis 85°C,
  • Erweiterter industrieller Temperaturbereich: –40 bis 105°C,
  • Automotive-Temperaturbereich: –40 bis 125°C,
  • Militärischer Temperaturbereich: –55 bis 125°C.

Die Sperrschichttemperatur ist die Temperatur des unter Spannung stehenden Halbleiterchips im Gehäuse unter Einbeziehung der Verlustleistung. Häufig überwachen Anwender zwar die Betriebstemperatur, um deren absoluten Maximalwert nicht zu überschreiten, lassen dabei aber die Sperrschichttemperatur, die sich mit der Verlustleistung erhöht, außer Acht. Wie man die Sperrschichttemperatur berechnet, wird weiter unten erläutert.

Die Anschluss-Löttemperatur gibt an, welcher Temperatur die Anschlüsse des Bausteins bei der manuellen Lötung ausgesetzt werden dürfen. Bild 1 nennt hier einen maximalen Wert von 300 °C für eine Dauer von 60 s, bevor es zur Beschädigung des Bauelements kommt. Davon abgesehen ist aus Zuverlässigkeitsgründen vom manuellen Löten generell abzuraten.

Analog Devices verwendet für die Anschlüsse seiner Bauelemente eine Zinn-Blei-Legierung und bleifreie Anschlüsse. Seit der Umstellung auf RoHS-konforme Produkte werden alle neu eingeführten Bauelemente ausschließlich mit bleifreien Werkstoffen hergestellt. Die maximale Löttemperatur beim Reflow-Löten ist für beide Werkstoffe unterschiedlich und beträgt 220°C für Zinn-Blei-Anschlüsse bzw. 260°C für bleifreie Anschlüsse.

Weitere Informationen enthält der IPC/JEDEC-Standard „IPC/JEDEC J-STD-020”. Die JEDEC-Standards können von der JEDEC-Website kostenlos heruntergeladen werden.

Unter allen Umständen sollte sichergestellt sein, dass die für ein Bauelement angegebenen Maximaltemperaturen eingehalten werden.

Was versteht man unter dem Wärmewiderstand?

Der absolute Wärmewiderstand oder auch absolute thermische Widerstand ist ein Maß für die Temperaturdifferenz, die entsteht, wenn ein Wärmestrom durch ein Objekt oder Material hindurchtritt. Der Wärmewiderstand gibt also eine Temperaturdifferenz zwischen zwei Medien an (z.B. zwischen einer Transistor-Sperrschicht und der Umgebungsluft), wenn durch ihn eine Wärmeleistung von 1 W geleitet wird. Er wird ausgedrückt durch die Temperaturdifferenz ΔT pro Wärmestrom Qv mit der Einheit [K/W]. Für den Wärmewiderstand ist das Symbol Rth bzw. in der englischen Literatur θ üblich. Mit der Angabe des Wärmewiderstands im Datenblatt lassen sich die thermischen Eigenschaften verschiedener Gehäuse vergleichen.

Analog Devices ermittelt die Wärmewiderstände seiner Bauelemente nach dem JEDEC-Standard und gibt die zugrundegelegten Prüfbedingungen im Datenblatt an. Beträgt der Wärmewiderstand zwischen Sperrschicht und Umgebungsluft bei einem Operationsverstärker beispielsweise 120 K/W, stellt sich bei einer Verlustleistung von 1 W eine Temperaturdifferenz von 120 K zwischen Sperrschicht und Umgebungsluft ein.

Welche Bedeutung haben die Angaben θja und θjc?

Ein Beispiel für eine Tabelle mit Wärmewiderstandsangaben und Informationen zu θja und θjc ist in Bild 3 zu sehen.

 Bild 3: Beispiel einer Wärmewiderstands-Tabelle
Bild 3: Beispiel einer Wärmewiderstands-Tabelle

θjc steht für den Wärmewiderstand zwischen Sperrschicht und Gehäuse (junction to case) und bezeichnet den Widerstand, den der Wärmestrom zwischen Halbleiter-Sperrschicht und Gehäuse (Ober- oder Unterseite) überwinden muss. θjc hängt von der Dicke und Oberfläche des Halbleiters und der spezifischen Wärmeleitfähigkeit der Werkstoffe ab, die der Wärmestrom auf seinem Weg passiert.

Im JEDEC-Prüfstandard basiert die Definition von θjc auf der Annahme, dass die gesamte Wärme über die Gehäuseoberseite an einen Kühlkörper abgeleitet wird. Nach dieser Definition fließt also keinerlei Wärme über die Seitenflächen oder den Boden des Gehäuses ab. θjc ist also nur dann sinnvoll anzuwenden, wenn das Gehäuse direkt auf einen Kühlkörper montiert ist. Je kleiner θjc ist, umso leichter fließt die Wärme an den Kühlkörper ab (Gleichung 1).

θjc = (TJ – TC) / PD                        (Gleichung 1)

Darin sind: TJ die Sperrschichttemperatur, TC die Temperatur an der Oberfläche des Gehäuses und PD die im Gehäuse abfallende Verlustleistung.

θja bezeichnet den thermischen Widerstand zwischen Sperrschicht und Umgebung (junction to ambient). Dieser ist für den Wärmestrom von der Sperrschicht an die umgebende (ruhende) Luft relevant und gibt außerdem an, wie gut die Wärme von der Sperrschicht über alle in Frage kommenden Wege an die umgebende Luft abfließen kann.

In den meisten Fällen wird die Wärme hauptsächlich über die Anschlüsse an die Leiterplatte abließen. Somit ist θja für Gehäuse ohne externen Kühlkörper relevant. In der Praxis wird θja durch die Umgebungsverhältnisse und die Befestigungstechnik bestimmt. Der Wert kann durch mangelhafte Luftzirkulation und die Verwendung von Stecksockeln erheblich ansteigen. Verbessert wird die Wärmeabfuhr dagegen durch die Verwendung eines Lüfters und direktes Auflöten des Bausteins auf eine Leiterplatte mit breiten Leiterbahnen.

Dies verringert den Wärmewiderstand zwischen Sperrschicht und Umgebung und senkt damit die Sperrschichttemperatur (Gleichung 2).

θja = (TJ – TA) / PD               (Gleichung 2)

Darin sind: TA die Umgebungstemperatur, TJ die Sperrschichttemperatur und PD die im Gehäuse abfallende Verlustleistung.

θja wird meist zur Beurteilung von Gehäusen verwendet, sollte aber nicht benutzt werden, um die thermischen Eigenschaften eines Systems vorherzusagen. Dieser Wärmewiderstand dient stattdessen als Kennzahl für den Vergleich der thermischen Eigenschaften verschiedener Gehäuse, die unter identischen Umgebungsbedingungen geprüft werden. Je kleiner θja ist, umso besser sind die thermischen Eigenschaften des betreffenden Bausteins und umso geringer ist das Risiko einer Überhitzung. Größere Bauelemente mit größerer Gehäusefläche können Verlustwärme effektiver abführen und haben deshalb meist kleinere Wärmewiderstände.

Wenn die Umgebungstemperatur und die Verlustleistung bekannt sind, wird θja häufig zur Berechnung der Sperrschichttemperatur herangezogen. Dabei ist jedoch zu beachten, dass sich mit θja nur dann aussagefähige Informationen ermitteln lassen, wenn die Einsatzumgebung des Systems weitgehend identisch mit der definierten Prüfumgebung nach dem JEDEC-Standard ist. θja wird maßgeblich vom Leiterplattendesign (Anzahl der Lagen, weitere Wärme entwickelnde Bauelemente, Zahl der Kupfer-Leiterbahnen usw.) und den Bedingungen der Prüfumgebung bestimmt. θja sollte nur mit großer Vorsicht für Temperaturberechnungen verwendet werden, denn wegen der Abweichungen zwischen realem Umfeld und Prüfumgebung erhält man meist ungenaue Werte.

Wie lässt sich die Sperrschichttemperatur näherungsweise bestimmen, um sicherzustellen, dass der absolute Maximalwert nicht überschritten wird?

Wenn man davon ausgeht, dass die Prüfbedingungen identisch mit den Standardbedingungen sind, kann die Sperrschichttemperatur mit Gleichung 3 berechnet werden.

TJ = TA + θja PD            (Gleichung 3)

TA (Umgebungstemperatur) ist ebenso bekannt wie der Wärmewiderstand θja. Die Verlustleistung im Gehäuse lässt sich mit Gleichung 4 berechnen.

PD = Isy Usy + ILast (Usy – Uout)                 (Gleichung 4)

Isy Usy bezeichnet die Ruhe-Verlustleistung, und ILast (Usy – Uout) gibt die Verlustleistung des Endstufentransistors an.

 Bild 4: Spannungsfolger mit Eins-Verstärkung
Bild 4: Spannungsfolger mit Eins-Verstärkung

Dazu ein Beispiel: Beide Kanäle des Zweifach-Verstärkers AD8622 im SOIC-Gehäuse arbeiten bei der in Bild 4 gezeigten Beschaltung. Der Verstärker ist mit einer Betriebsspannung Usy von 30 V und einem Betriebsstrom Isy von 350 µA spezifiziert. Beschreibt man die Verlustleistung der Endstufe mit dem Quadrat der Eingangsspannung geteilt durch den Lastwiderstand ergibt sich nach Gleichung 5 eine Gesamtverlustleistung von 66 mW.

PD = 2 [350 µA 30 V + (15 V)2/10 kΩ]                        (Gleichung 5)

PD = 66 mW.

Bei einer Umgebungstemperatur von 25 °C lässt sich TJ wie folgt berechnen (der Wärmewiderstand ist aus Bild 3 zu entnehmen):

TJ = 25°C + 120°C/W 66 mW

TJ = 32,92°C.

Wäre stattdessen der Vierfach-Verstärker AD8624 (mit TSSOP-Gehäuse) verwendet worden, hätte sich die Verlustleistung auf 132 mW verdoppelt und die Sperrschichttemperatur wäre auf 39,78°C angestiegen.

PD = 4 [350 µA 30 V + (15 V)2)/10 kΩ]

PD = 132 mW.

TJ = 25°C + 112°C/W 132 mW

TJ = 39,78°C.

Um eine zuverlässige Schaltung zu entwickeln, sollte man eine thermisch effiziente Leiterplatte mit großflächigen Kupfer-Leiterbahnen, die eine gute Wärmeleitfähigkeit garantieren, verwenden. Mehrere Leiterplattenlagen mit einer großen Anzahl Vias helfen ebenfalls, die Wärme vom Gehäuse abzuführen. Sinnvoll ist es auch, ein Gehäuse mit niedrigem Wärmewiderstand zu wählen oder die Verlustleistung zu senken, indem die Last verringert oder die Versorgungsspannung gesenkt wird.

Häufig werden Einfach- statt Zweifachverstärker oder Zweifach- anstelle von Vierfach-Verstärkern verwendet, um die lokale Konzentration der Verlustwärme auf der Leiterplatte zu reduzieren.

Wie muss man vorgehen, wenn ein Gehäuse eine herausgeführte Kühlfläche besitzt?

 Bild 5: LFCSP-Gehäuse mit herausgeführter Wärmeableitfläche
Bild 5: LFCSP-Gehäuse mit herausgeführter Wärmeableitfläche

LFCSP-Gehäuse (Bild 5) sind kleiner und haben an ihrer Unterseite in der Regel eine Metallfläche, die der Wärmeableitung dient. Diese muss mit einer entsprechenden Metallfläche auf der Leiterplatte verlötet werden und stellt der Verlustwärme einen sehr geringen thermischen Widerstand bei der Ableitung an die Umgebung entgegen. Im Datenblatt ist angegeben, ob diese Fläche mit der Masse oder der positiven oder negativen Versorgungsspannung zu verbinden ist. θja wird in vielen Fällen unter der Annahme getestet, dass diese Verbindung besteht. Dementsprechend fällt der tatsächliche thermische Widerstand höher als angegeben aus, wenn diese Verbindung nicht existiert.

Literatur:

[1] AN-892 Application Note, Temperature Measurement Theory and Practical Techniques. Analog Devices

[2] MT-093 Tutorial, Thermal Design Basics. Analog Devices

[3] Zumbahlen, Hank: Basic Linear Design, Analog Devices. Chapter 1. Verfügbar auch als Linear Circuit Design Handbook, Elsevier

[4] MT-036 Tutorial, Op Amp Output Phase Reversal and Input Over-voltage Protection, Analog Devices

[5] Rarely Asked Questions, What’s the big deal about ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS? Analog Devices

[6] Datenblatt ADA4091-2/ADA4091-4 Precision Micropower, OVP, RRIO Operational Amplifier

[7] Datenblatt AD8665 16V, 4MHz, Rail to Rail Output Amplifiers
Die Autorin: Vicky Wong arbeitet als Applikationsingenieurin bei Analog Devices.

Wie geht man mit Signalen mit großen Amplitudenschwankungen um?

Das kleinste Säugetier der Welt ist die Etruskerspitzmaus. Sie ist etwa 3 cm lang (plus Schwanz) und wiegt weniger als 1,5 g. Das größte Säugetier, der Blauwal, kann über 30 m lang werden und über 150 t wiegen – damit ist er 13 Mal so schwer wie ein Elefant. Das ist 1.000 Mal länger und über hundert Millionen Mal schwerer als die Etruskerspitzmaus.

Wie gesagt, Kleines zu messen ist einfach, genauso Großes. Beides gleichzeitig zu bestimmen ist schwierig. Das Verhältnis des kleinsten und des größten Signals mit dem ein System umgehen kann, bezeichnet man als seinen „Dynamikbereich“ – er wird normalerweise in dB ausgedrückt. Ein System, bei dem der höchste Wert für eine Spannung oder einen Strom 1.000 Mal so groß wie der kleinste Wert ist, hat einen Dynamikbereich von 60 dB; bei einem Faktor von einer Million beträgt die Zahl 120 dB.

Man braucht ein digitales System mit 28 Bit, bevor ein LSB weniger als 1/100.000.000 eines MSB ist. Somit muss ein digitales System, das mit solchen Änderungen umgehen kann, entweder eine sehr hohe Auflösung haben oder es ist komplexe Signalverarbeitung erforderlich.

Manche Analogschaltungen beherrschen jedoch sehr große Dynamikbereiche. Diese werden als „logarithmische Verstärker” (Log-Amps) oder etwas richtiger, aber weniger geläufig als “logarithmische Wandler” bezeichnet. Der Ausgang eines Log-Amp ist proportional zum Logarithmus des Eingangs. Einige Log-Amps beherrschen Dynamikbereiche von über 160 dB.

Für Log-Amps gibt es eine Reihe von Architekturen. Einige davon, die die Log-Eigenschaften von Silicium-Sperrschichten nutzen, haben zwar einen sehr großen Dynamikbereich, sind aber langsam. Andere (sukzessive Detection Log-Amps), die kaskadierte Verstärker nutzen, um einen logarithmischen Verlauf zu erzeugen, können mit Bandbreiten von vielen GHz hergestellt werden und haben ein genaues logarithmisches Verhalten über einen Dynamikbereich von 60 bis 90 dB.

Beide Typen sind als IC realisierbar. Beide Architekturen sind einfach in der Handhabung und leicht zu verstehen. Allerdings werden sie in der Literatur nur selten ausführlich beschrieben. Daher werden sie von weniger erfahrenen Analogentwicklern oft übersehen. Wo immer Systeme sehr große analoge Signalbereiche beherrschen müssen, sollten Ingenieure den Einsatz von Log-Amps also in Betracht ziehen. Denn sie sind einfach, erschwinglich und sehr nützlich.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.

Das „Null-Transistor IC“

Antworten auf diese Fragen soll ein kleiner Exkurs in die Welt der realen Operationsverstärker-Anwendungen liefern. Die alte Binsenweisheit, dass jede Kette nur so gut ist wie ihr schwächstes Glied, gilt auch bei Operationsverstärkerschaltungen. Der mythische, ideale Operationsverstärker arbeitet mit unendlicher Verstärkung und einem Temperaturkoeffizienten von Null. In Bild 1 ist ein solcher Operationsverstärker für die nicht-invertierende Verstärkung eines Eingangssignals konfiguriert.

Was entscheidet hier über die Verstärkung der Schaltung oder, anders gefragt: welche Faktoren bestimmen die Verstärkungs-Toleranz und dessen Temperaturkoeffizienten? Ist es der Operationsverstärker selbst, oder wird dies durch die externen Widerstände bestimmt? Wer genau hinschaut, erkennt, dass das Verhältnis der Widerstände den Verstärkungsfaktor bestimmt und die Schaltung schließlich nur so gut sein kann wie diese Widerstände. Damit wird klar, dass Präzisions-Widerstandsarrays die Genauigkeit einer OpAmp-Schaltung erheblich verbessern. Diese Aussage soll nachfolgend am Beispiel einiger Arrays und Operationsverstärker untermauert werden.

Toleranz von Präzisionswiderständen – Produktionsbedingte Aspekte und mögliche Fallstricke

Die gängigen Operationsverstärker bieten unterschiedliche Bandbreiten, aber alle können vom Einsatz präziser Widerstandsarrays profitieren. Die knappen Toleranzen dieser Widerstände werden auf wichtige Parameter des Verstärkersystems übertragen. Zu diesen Parametern gehören die Verstärkungsgenauigkeit (die Abweichung beträgt teils nur 0,035 %) und der geringe Temperaturkoeffizient der Verstärkung (typ. 1 ppm/°C). Mit dem Einsatz der Präzisionswiderstände wird also ein einstmals schwaches Glied der Kette gestärkt.

Betrachten wir hierzu ein einfaches Beispiel, in dem zwei Widerstände mit einer Toleranz von 10 % zum Einsatz kommen. Man könnte gutgläubig annehmen, dass beide Widerstandswerte ungefähr in der Mitte des Toleranzbereichs liegen. Erfahrungsgemäß passiert es aber während der Produktion irgendwann, dass sich die Werte der Widerstände R1 und R2 genau an den entgegengesetzten Enden der Toleranzbänder befinden. Beim Schaltungsentwurf muss dieser ungünstigste Fall berücksichtigt werden, damit das finale komplexe System auf jeden Fall den Spezifikationen entspricht. Zu diesem Zweck sollten Entwickler ein Fehlerbudget abstecken, das die zulässigen Fehler für jeden Schaltungsteil angibt. Werden diese Teilbudgets eingehalten, ist gewährleistet, dass das gesamte System spezifikationskonform ist.

Ein Trick besteht darin, jeden Widerstand aus mehreren parallelgeschalteten Widerständen mit höheren Widerstandswerten zusammenzusetzen. Man nutzt hier die Normalverteilung des Produktionsprozesses aus, um die Toleranzen zu mitteln und die Wahrscheinlichkeit zu erhöhen den richtigen Wert zu erhalten. Selbstverständlich geht diese Rechnung nur auf, wenn tatsächlich eine Normalverteilung vorliegt. Dies ist aber keineswegs sicher, und somit ist diese Annahme recht gewagt, solange der Produktionsprozess nicht der eigenen Kontrolle unterliegt.

 Bild 2: Sortierung (Binning) nach Fertigungstoleranzen
Bild 2: Sortierung (Binning) nach Fertigungstoleranzen

Zum Beispiel ist es denkbar, dass der Widerstandshersteller A seine Widerstände am Rand des Toleranzbereichs produziert oder trimmt – möglicherweise wegen eines Fehlers in der chemischen Zusammensetzung oder weil die zum Trimmen verwendete Maschine an der Grenze ihres Toleranzbereichs arbeitet.

Schlimmer wird die Situation, wenn der Hersteller B zwar Widerstände produziert, deren Toleranzen der Normalverteilung unterliegen, aber seine Bauelemente sortiert. Bild 2 zeigt die Normalverteilung und die Sortierung (Binning). Wie man sieht, existieren mit Ausnahme des 1-%-Bins eigentlich jeweils zwei Bins – eines, bei dem die Widerstände über dem Nennwert liegen und eines, bei dem sie kleiner sind als der nominelle Wert.

Die durchgezogene (schwarze) Kurve mag in einer idealen Welt gut aussehen. In der Realität aber kommt es nur selten zu solch einem Idealfall. Wenn sich die Fertigungstoleranzen verändern, verändert sich die Zahl der Bauelemente in jedem Bin. Die Verteilungskurve könnte sich beispielsweise nach rechts verlagern, wie von der grün gepunkteten Kurve angedeutet, sodass es keine Bauelemente mit 1 % Toleranz mehr gibt. Ebenso ist eine bimodale Verteilung (grau gestrichelte Kurve) denkbar, mit vielen Produkten mit 5 und 10 % Toleranz und nur wenigen Bauelementen, die Toleranzen von 1 und 2 % aufweisen.

Mit dieser Methode scheint gewährleistet, dass im 2-%-Bin ausschließlich Bauelemente mit Toleranzen von –1 % bis –2 % sowie +1 % bis +2 % Toleranz (also keine Produkte mit genau 1 % Toleranz) enthalten sind. Ebenso hat es den Anschein, als kämen im 5-%-Bin keine Bauelemente mit 1 oder 2 % Toleranz vor.

Die Worte ‚scheint‘ und ‚Anschein‘ wurden hier bewusst gewählt, denn es kommen auch der Produktabsatz und der Mensch ins Spiel. Es kann beispielsweise passieren, dass große Mengen 5-%-Widerstände bestellt werden, aber nicht genügend Produkte mit dieser Toleranz verfügbar sind, während es ein Überangebot an solchen mit einer Toleranz von 2 % gibt. Möglicherweise füllt der zuständige Werksleiter dann die Lücke im 5-%-Bin mit 2-%-Widerständen auf – womit er unsere Statistik verändert und die zuvor beschriebene Methode unterläuft.

Es kommen jedoch noch weitere menschliche Faktoren hinzu. Was geschieht beispielsweise, wenn ein Mitarbeiter oder eine Mitarbeiterin beim Entleeren der Bins unterbrochen wird? Ist wirklich gewährleistet, dass die Bauteile nach Wiederaufnahme der Arbeit in den richtigen Behälter gelangen? Ist es sicher, dass daneben geschüttete Bauelemente richtig einsortiert werden oder entscheidet sich der Mitarbeiter für den Behälter, der am nächsten steht? Dies wäre durchaus menschlich und schließlich ist das Risiko, dass ein falsches Einsortieren entdeckt wird, denkbar gering.

Doch auch beim Bestücken der Leiterplatten ‚menschelt‘ es. Angenommen, es wird ein Widerstand mit 2,52 kΩ benötigt. Der Mitarbeiter ist sich unsicher, ob 2,520, 2,533 oder 2,531 auf der richtigen Rolle steht. Ist die nächstgelegene Rolle die richtige? Allzu schnell werden auch Widerstände verwechselt, nachdem sie aus dem Behältnis genommen wurden und beispielsweise auf den Tisch gefallen sind.

Integration von Widerstandsarrays in einem Null-Transistor-IC

Angesichts dieser vielen Fehlermöglichkeiten stellt sich die Frage, wie ein Entwickler sein Projekt vor solchen Fehlern schützen kann. Abhilfe verspricht das Null-Transistor-IC mit einem in einem IC integrierten Präzisions-Widerstandsarray.

In diesem integrierten Array lassen sich die Widerstandswerte hervorragend steuern. Abgesehen von den engen Toleranzen lässt sich das Verhältnis zwischen zwei Widerständen höchst präzise bestimmen. Schließlich ist es genau dieses Widerstandsverhältnis, das über die Verstärkung der Schaltung entscheidet. Desweiteren ist der Temperaturkoeffizient genau bekannt, und die dichte Integration, der auf ein und demselben Chip untergebrachten Widerstände, sorgt für einen ausgezeichneten Gleichlauf.

Die Widerstandsarrays werden überdies gemeinsam auf einem Wafer hergestellt und in der Regel auch zusammen automatisch geprüft und getrimmt. Auch hier könnte es Fehler geben, wenn beispielsweise ein Mitarbeiter ausgesonderte Bauelemente in den Behälter mit den als einwandfrei ermittelten Bauelementen gibt. Um dies möglichst auszuschließen verwendet man automatische Prüfsysteme (Automatic Test Equipment – ATE), wo es üblich ist, dass der Behälter mit den ausgesonderten Produkten mechanisch verriegelt wird. Mit dieser Verfahrensweise wird gewährleistet, dass nur die einwandfreien Bauteile aus dem Prüfbereich entfernt und ins Lager gebracht werden, bevor man die ausgesonderten Produkte freigibt und verschrottet.

Auch beim Bestücken der Leiterplatte wird die Wahrscheinlichkeit von Montagefehlern reduziert, da jetzt mehrere Widerstände durch ein einziges Bauelement ersetzt werden. Ausserdem muss nicht mehr eine ganze Reihe von Bauelementen platziert werden, sondern nur noch ein einziger Baustein.

 Bild 3: Das Präzisions-Widerstandspaar MAX5490
Bild 3: Das Präzisions-Widerstandspaar MAX5490

Werden die in Bild 1 verwendeten diskreten Widerstände durch ein Präzisions-Widerstandspaar ersetzt (Bild 3), bleibt der Schaltplan im Prinzip unverändert. Die Integration der Widerstände in einem Baustein aber bürgt jetzt für eine hervorragende Abstimmung der Widerstandswerte.

Die MAX5490-Widerstandsarrays werden wahlweise mit Toleranzen von 0,035 % (Klasse A), 0,05 % (Klasse B) oder 0,1 % (Klasse C) angeboten, auch die Temperaturdrift der Bausteine ist gering. Die temperaturbedingte Schwankung des Widerstandsverhältnisses (und somit auch der Verstärkung) ist über einen Temperaturbereich von –55 bis 125 °C garantiert kleiner als 1 ppm/°C. Der Komplett-Widerstandswert beträgt 100 kΩ.

Fünf standardisierte und beliebige kundenspezifische Widerstandsverhältnisse zwischen 1:1 und 100:1 sind in SOT23-Gehäusen mit 3 Pins verfügbar. Dabei vertragen die Widerstände eine weit höhere Spannung als üblicherweise bei OpAmps vorkommen, bis zu 80 V an der Summe von R1 und R2. Die Langzeitstabilität beträgt typisch 0,03 % (über 2.000 Stunden bei 70 °C).

 Bild 4: Operationsverstärker mit invertierendem Eingang
Bild 4: Operationsverstärker mit invertierendem Eingang

Das Präzisions-Widerstandspaar MAX5490 erlaubt die Verwendung normaler Anwendungsschaltungen für Operationsverstärker. Die einfachsten gängigen Schaltungen sind in den Bildern 4, 5 und 6 wiedergegeben.

Aus dem Datenblatt zum MAX5490 geht hervor, dass die Bandbreite  1/2π RC beträgt. Dabei ist C = CP3 und R = (R1 R2) / (R1 + R2). Da CP3 3 pF ist, beträgt die Bandbreite 3 MHz. Hierbei wird vorausgesetzt, dass der Operationsverstärker genügend Bandbreite besitzt, um diese Bandbreite zu unterstützen.

In unserem Beispiel verwendeten wir ein Paar 50-kΩ-Widerstände, wodurch die zu erwartenden Ströme niedrig bleiben.

 Bild 5: Abschwächer mit gepuffertem Eingang
Bild 5: Abschwächer mit gepuffertem Eingang

Bei kleineren Widerständen nehmen die Stromstärken zu und die Eigenerwärmung sowie deren Auswirkung über den Temperaturkoeffizienten ist zu berücksichtigen.

Im Datenblatt wird im Detail auf die Berechnungen eingegangen, die zur Bestimmung dieses Effekts angestellt werden müssen.

Man hat die Wahl zwischen unterschiedlichen End-to-End Widerstandswerten, dem MAX5490 mit 100 kΩ, dem MAX5491 mit 30 kΩ und dem MAX5492, dessen End-to-End-Widerstand 10 kΩ beträgt.

Diese Bausteine sind in zahlreichen Standard-Teilverhältnissen und bei größeren Stückzahlen auch in kundenspezifischen Teilverhältnissen lieferbar.

 Bild 6: Abschwächer mit gepuffertem Ausgang
Bild 6: Abschwächer mit gepuffertem Ausgang

Wie dieser Artikel gezeigt hat, ist das Konzept eines Null-Transistor-IC keineswegs so abwegig, wie es zunächst erscheinen mag. Dies gilt insbesondere dann, wenn hierdurch die Produktion von Widerstandsteilern mit extrem guten Toleranzwerten ermöglicht wird. Schließlich sind hervorragende Verstärkerbausteine in der Praxis auf präzise abgestimmte Widerstandsverhältnisse angewiesen.

Von Bill Laumeister, Maxim Integrated.

 

Tipps zur Auswahl des passenden CMOS-Analogschalters, Teil 2

Im ersten Teil dieses Artikels wurden die am Markt verfügbaren Analogschaltertypen erläutert. Auf diesem Gebiet gab es in jüngster Zeit signifikante Fortschritte. Integrierte Analogschalter bieten heute bessere Schaltcharakteristiken und sind sowohl mit kleineren als auch größeren Betriebsspannungen erhältlich.

Daneben gibt es zahlreiche anwendungsspezifische Typen, auf denen der Schwerpunkt des 2. Teils liegt. Der Entwickler muss aus vielfältigen Leistungsmerkmalen und Sonderfunktionen auswählen. Dieser Beitrag soll die Auswahl des richtigen Analogschalters erleichtern.

Spezifische Anforderungen an Video- und Hochfrequenzschalter

Beim Schalten von Videosignalen sind RON und parasitäre Kapazitäten von Bedeutung. Herkömmliche Analogschalter mit großem RON benötigen u.U. zusätzliche Verstärkerstufen zum Ausgleich der Einfügedämpfung. Schalter mit kleinem RON haben dagegen größere parasitäre Kapazitäten, die die Bandbreite verringern und dadurch die Bildqualität beeinträchtigen. Benötigt man Schalter mit kleinem RON und möchte die Bandbreite nicht verringern, ist ein zusätzlicher Eingangspuffer erforderlich.

Die Bandbreite lässt sich erhöhen, indem im Schalter ausschließlich n-Kanal-MOSFETs verwendet werden. N-Kanal-MOSFETs besitzen kleinere Strukturen, dadurch werden die parasitären Elemente und das Gehäuse kleiner oder es können mehr Schalter pro Flächeneinheit implementiert werden. Analogschalter, die ausschließlich aus n-Kanal-FETs aufgebaut sind, haben jedoch den Nachteil, dass ihr Aussteuerungsbereich deutlich kleiner ist als der Betriebsspannungsbereich; ein Rail-to-rail-Betrieb ist nicht möglich.

Überschreitet das anliegende Video-Signal den Aussteuerungsbereich, wird die Ausgangsspannung gedämpft und dadurch das Videosignal verzerrt. Bei der Auswahl eines n-Kanal-Schalters sollte man also darauf achten, dass der Aussteuerungsbereich größer ist als die maximale Amplitude des zu schaltenden Signals.

In Anwendungen, bei denen mehrere Videosignalquellen geschalten werden, z.B. Videoüberwachungssysteme, sind die Sperrdämpfung (Off-Isolation) und das Übersprechen wichtige Kriterien. Die Off-Isolation ist definiert als das Verhältnis der Ausgangssignalamplitude zur Eingangssignalamplitude bei offenem Schalter.

Bei hohen Frequenzen spricht das Eingangssignal durch die Drain-Source-Kapazität (CDS) auf den Ausgang über, wodurch sich die Off-Isolation verringert. Je höher die Lastimpedanz einer Schaltung ist, beispielsweise durch einen nachgeschalteten Verstärker, desto stärker wirkt sich dieses kapazitive Übersprechen aus.

 Bild 9a: Eine T-Schalter-Konfiguration für Hochfrequenzanwendungen
Bild 9a: Eine T-Schalter-Konfiguration für Hochfrequenzanwendungen

Für Video- und andere Anwendungen mit Frequenzen über 10 MHz empfiehlt sich eine T-Schalter-Topologie. Diese Anordnung bietet eine höhere Off-Isolation als ein einzelner Schalter. Wegen der parasitären Kapazitäten der beiden in Serie liegenden Schalter (Bild 9a) steigt das kapazitive Übersprechen eines offenen T-Schalters mit zunehmender Frequenz an. Die parasitären Kapazitäten bewirken bei Mehrkanalschaltern außerdem ein Übersprechen zwischen den Kanälen.

Bild 9a zeigt die beiden Schaltzustände. Im geschlossenen Zustand des T-Schalters sind die Schalter S1 und S2 geschlossen, S3 ist offen. Im offenen Zustand sind die Schalter S1 und S2 offen, und S3 ist geschlossen. Das Eingangssignal spricht dann zwar noch kapazitiv auf den Verbindungspunkt zwischen S1 und S3 über, wird aber durch S2 nach Masse kurzgeschlossen. Die Off-Isolationswerte bei 10 MHz eines T-Schalters und eines gewöhnlichen Analogschalters unterscheiden sich gewaltig: –80 dB bzw. –36 dB (Bild 9b).

Standard-Video-Schalter, auch als „passive“ Video-Schalter bekannt, benötigen u. U. eine zusätzliche externe Verstärkerschaltung [1]. Sogenannte „aktive“ Video-Schalter enthalten außer dem eigentlichen Schalter noch einen Pufferverstärker. Diese integrierten Verstärker reduzieren Signalstörungen, die hauptsächlich über externe Leiterbahnen aufgenommen werden. Integrierte Multiplexer-Verstärker für Hochfrequenzanwendungen zeichnen sich durch eine besonders hohe Off-Isolation aus.

ESD-geschützte Schalter

Schutz vor elektrostatischen Entladungen (ESD, Electrostatic Discharge) ist in den meisten Analogschalter-Anwendungen ein wichtiger Aspekt. Standard-Analogschalter sind meist bis ±2 kV ESD-geschützt. Man kann zusätzlich externe ESD-Schutzbauteile vorsehen, das kostet jedoch wertvolle Leiterplattenfläche und vergrößert die Ein- und Ausgangskapazitäten. Einige neuere Schalter schützen vor elektrostatischen Entladungen bis ±15 kV.

Fehlergeschützte Schalter mit Überspannungsschutz

Der Eingangsspannungsbereich eines Standard-Analogschalters wird durch die Betriebsspannungen begrenzt. Überschreitet die Eingangsspannung die positive Betriebsspannung oder unterschreitet die negative Betriebsspannung, kann das IC in den Latch-up-Zustand geraten oder dauerhaft beschädigt werden.

Meist stellt diese Einschränkung kein großes Problem dar, doch in bestimmten Anwendungen kann es vorkommen, dass ein Eingangssignal anliegt, während die Betriebsspannung des Analogschalters abgeschaltet ist. Auch Störimpulse auf der Betriebsspannung können ein Latch-up oder dauerhafte Schäden verursachen. Fehlergeschützte Schalter und Multiplexer garantieren einen wirksamen Überspannungsschutz meist bis ±36 V und einen Power-down-Schutz bis ±40 V.

Rail-to-rail-Fähigkeit und RON unterscheiden sich nicht von gewöhnlichen Analogschaltern. Im Fehlerfall geht der Eingangsanschluss in einen hochohmigen Zustand über (unabhängig vom Schaltzustand oder dem Lastwiderstand), sodass die Signalquelle nur mit wenigen Nanoampere Leckstrom belastet wird.

 Bild 10: Ein fehlergeschützter Analogschalter enthält zusätzliche Funktionsblöcke
Bild 10: Ein fehlergeschützter Analogschalter enthält zusätzliche Funktionsblöcke

Bild 10 zeigt die interne Struktur eines fehlergeschützten Analogschalters. Überschreitet das Nutzsignal an NO (NC) eine der Versorgungsspannungen, werden die Schalter P1 und N1 geöffnet. Zusätzlich wird der COM-Ausgang über einen der zwei integrierten „Booster“-FETs (P2 oder N2) auf die obere bzw. untere Betriebsspannung geklemmt.

Dadurch bleibt die Ausgangsspannung an COM immer innerhalb des Betriebsspannungsbereichs. Der maximale COM-Ausgangsstrom wird, je nach Last, auf nur einige Milliampere begrenzt. Bei diesem fehlergeschützten Schalter wird das Signal in beide Richtungen gleichermaßen gut durchgeleitet, der Fehlerschutz ist nur eingangsseitig wirksam [3].

Bei einigen „Dual-Rail“-Analogschaltern (d.h., Schaltern, die zwei Betriebsspannungen benötigen) muss die positive Betriebsspannung vor der negativen Betriebsspannung angelegt werden (Sequencing), um Latch-up oder eine Beschädigung des Bauteils zu vermeiden. Es sind aber auch Schalter verfügbar, die keine solche Betriebsspannungs-Sequenzierung erfordern; ein Beispiel dafür ist der Multiplexer MAX14752. Er ist anschlusskompatibel mit dem Industriestandard DG408/DG409.

Remote-Sensing-Messchalter beeinflussen die Systemgenauigkeit

Messschaltungen zum Überwachen von Betriebsspannungen können die zu überwachende Spannung auf unterschiedliche Weise abgreifen. Man unterscheidet zwischen 2-, 3- und 4-Draht-Abgriff. Diese Methoden unterscheiden sich hinsichtlich Genauigkeit und Komplexität.

 Bild 11: Die 2-Draht-Methode wird angewandt, wenn die Genauigkeit von untergeordneter Bedeutung ist
Bild 11: Die 2-Draht-Methode wird angewandt, wenn die Genauigkeit von untergeordneter Bedeutung ist

Wenn die Genauigkeit von untergeordneter Bedeutung ist, wird in der Regel die in Bild 11 gezeigte 2-Draht-Methode angewandt. Hierbei wird die Lastspannung am quellenseitigen Ende der Lastzuleitungen gemessen. Die tatsächliche Spannung an der Last kann jedoch erheblich kleiner sein als die Quellenspannung.

Der Grund dafür ist der Widerstand der Lastzuleitungen, der bei hohen Strömen einen entsprechend großen Spannungsabfall verursacht. Je länger die Lastzuleitungen, je größer der Laststrom und je größer der Widerstand der Lastzuleitungen ist, desto größer ist der Messfehler. Die (hier nicht dargestellte) 3-Draht-Methode liefert eine etwas höhere Genauigkeit, doch die besten Ergebnisse erzielt man mit der 4-Draht-Methode.

 Bild 12: Schema eines 4-Draht-Remote-Sensing-Systems
Bild 12: Schema eines 4-Draht-Remote-Sensing-Systems

Bei der 4-Draht-Methode (Bild 12) werden für die Zuführung des Laststroms und für die Spannungsmessung separate Leitungen verwendet, wobei die Messleitungen direkt an der Last angeschlossen werden („remote sensing“ oder „Kelvin sensing“). Einige Analogschalter-ICs, die für solche Remote-Sensing-Anwendungen vorgesehen sind, vereinen verschiedene Schaltertypen im gleichen Gehäuse. So ist die Produktfamilie MAX4554 für Remote-Sensing-Anwendungen in automatischen Testsystemen (ATE, Automated Test Equipment) vorgesehen.

Jedes dieser ICs enthält niederohmige Hochstromschalter zum Schalten des Laststroms sowie weitere Schalter mit höherem RON zum Schalten der Messspannung oder von Guard-Signalen. Die RON-Werte betragen 6 Ω für den Hochstromschalter und 60 Ω für den Messspannungsschalter (jeweils bei ±15 V Betriebsspannung).

 Bild 13: In dieser Anwendung dient der MAX4555 zum Umschalten zwischen einer Quelle und zwei durch Remote-Sensing überwachten Lasten
Bild 13: In dieser Anwendung dient der MAX4555 zum Umschalten zwischen einer Quelle und zwei durch Remote-Sensing überwachten Lasten

Remote-Sensing-Messschalter eignen sich für Anwendungen in hochgenauen Messsystemen wie z.B. Nanovoltmeter oder Femtoamperemeter. Darüber hinaus vereinfachen sie in vielen Fällen das Design – beispielsweise wenn es darum geht, zwischen einer Quelle und zwei Lasten in einem 4-Draht-System umzuschalten (Bild 13).

Multiplexer und Matrixschalter für Mehrkanal-Anwendungen

Ein Multiplexer (Mux) ist eine spezielle Bauform eines Analogschalters und dient dazu, zwei oder mehr Eingänge selektiv mit einem einzigen Ausgang zu verbinden. Ein Mux kann – im einfachsten Fall – ein einpoliger Umschalter (SPDT, Single-Pole Double-Throw) sein, aber auch eine Kombination mit zahlreichen Kanälen (Bild 14). Die Kanalwahl erfolgt über Digitaleingänge. Ein 8-Kanal-Mux beispielsweise verfügt über drei Digitaleingänge. Die digitale Steuerung eines solchen mehrkanaligen Multiplexers ähnelt einem Binärdecoder.

 Bild 14: Konfiguration für Niederspannungsmultiplexer (oben) und Mittelspannungsmultiplexer (unten)
Bild 14: Konfiguration für Niederspannungsmultiplexer (oben) und Mittelspannungsmultiplexer (unten)

Ein Demultiplexer ist im Grunde ein Multiplexer, bei dem die Ein- und Ausgänge miteinander vertauscht sind. Das Bauteil dient dazu, einen einzigen Eingang selektiv mit zwei oder mehr Ausgängen zu verbinden, die ebenfalls über eine Binäradresse gewählt werden. Viele Multiplexer können auch als Demultiplexer betrieben werden.

Matrixschalter werden zum Signalrouting in Audio/Video-Geräten, Video-on-demand-Systemen sowie Sicherheits- und Überwachungssystemen verwendet. Ein Matrixschalter hat in der Regel eine MxN-Topologie mit M Eingängen und N Ausgängen. Jede beliebige Kombination von Eingängen kann mit jeder beliebigen Kombination von Ausgängen (oder umgekehrt) verbunden werden. Solche Matrixschalter lassen sich zu großen Matrizen zusammensetzen [4].

Kalibriermultiplexer zur Kompensation von Offset- und Verstärkungsfehlern von ADCs

Kalibriermultiplexer (cal-muxes) werden in Präzisions-A/D-Wandlern und anderen selbstüberwachenden Systemen eingesetzt. Sie vereinen verschiedene Funktionsblöcke in einem Gehäuse: Analogschalter zur Ableitung genauer Spannungsverhältnisse aus einer Eingangsreferenzspannung; hochgenaue Widerstandsspannungsteiler; und einen Multiplexer zum Durchschalten der unterschiedlichen Eingänge.

Bei A/D-Wandlern dienen Kalibriermultiplexer zur Kompensation der Offset- und Verstärkungsfehler. Selbstüberwachende A/D-Wandler messen auf einen entsprechenden Befehl hin die Verstärkung und den Offset, unter Verwendung interner Präzisionsreferenzspannung und Präzisionsspannungsteiler. Die Systemsoftware leitet aus diesen Messdaten Kalibrierfaktoren ab, anhand derer sie die ADC-Ausgangsdaten korrigiert. Nach erfolgter Kalibrierung dient der Cal-Mux bis zur nächsten periodischen Rekalibrierung als ein herkömmlicher Multiplexer [5].

USB-Schalter ermöglichen die Kommunikation zwischen Geräten

Der Universal Serial Bus (USB) ist eine Hochgeschwindigkeitsschnittstelle, mit der unterschiedliche Geräte über eine standardisierte Schnittstelle miteinander kommunizieren können. Über die USB-Schnittstelle kann außerdem ein USB-Host ein Slave-Gerät mit Strom versorgen.

Es können mehrere USB-Geräte an einen Computer angeschlossen werden, wobei Analogschalter das Routing der USB-Signale übernehmen [6]. In den meisten neueren USB-Anwendungen wird das mobile Gerät auch über die USB-Schnittstelle geladen [7]. Zum Schalten von Hochgeschwindigkeits- und SuperSpeed-Signalen gemäß der Spezifikation USB 2.0 und USB 3.0 werden breitbandige, kapazitätsarme Analogschalter benötigt.

HDMI-Schalter ermöglichen das Routen von Digital-Audio/Videosignalen

HDMI (High-Definition Multimedia Interface) ist eine Hochgeschwindigkeitsschnittstelle für die Übertragung nicht-komprimierter, digitaler Audio-/Videosignale. Über diese Schnittstelle können beispielsweise hochauflösende Fernsehgeräte (HDTVs), DVD-Player und andere HDMI-kompatible Geräte mit PCs, Notebooks oder Tablet-PCs verbunden werden.

Die HDMI-Schnittstelle besteht aus vier LVDS-Leitungspaaren (Low Voltage Differential Signaling, differenzielles Signal mit niedriger Spannung) für die Videokanäle Rot, Grün und Blau (RGB) plus einer Taktsignalleitung. Ideal für HDMI-Anwendungen ist ein Schalter mit vier differenziellen 1:2- oder 2:1-Kanälen und mit n-Kanal-Architektur (wegen der geringen Kapazität und des kleinen RON) [8].

Display-Port- und PCIe-Schalter verbessern die Leistung von Punkt-zu-Punkt-Verbindungen

PCI Express (Peripheral Component Interconnect Express) ist eine serielle Schnittstelle, welche die Leistungsfähigkeit von AGP-Anwendungen (Accelerated Graphics Port) steigert. PCIe-Schalter dienen dazu, unterschiedliche Quellen von einzelnen oder mehreren Bussen zu verbinden. Typische Anwendungen von PCI-Express-Schaltern sind Display-Port-Grafik-, PC- und Laptop-Erweiterungskarten-Schnittstellen sowie Server und COM (Computer on Modules).

Einige PCIe-Schalter sind dafür vorgesehen, Daten zwischen zwei alternativen Zielen umzuschalten. Die Schalter MAX4928A und MAX4928B, beispielsweise, unterstützen Signal-Routing zwischen einem GMCH (Graphics Memory Controller Hub) und einer Display-Port- oder PCIe-Schnittstelle [9].

Hochspannungsschalter für industrielle und medizinische Anwendungen

Hochspannungs-(HV) Analogschalter sind eine ideale Lösung für zahlreiche industrielle und medizinische Anwendungen. Ultraschallgeräte beispielsweise enthalten Ultraschallsender, meist mehrere piezoelektrische Quarzschwinger, die durch Hochspannungsimpulse (±100 V) angeregt werden. Diese Schalter befinden sich meist neben den Wandler oder auch im System.

Sie leiten diese Impulse zwischen den Wandlern und den Transceivern und haben typischerweise eine geringe Kapazität und einen über den gesamten Eingangsspannungsbereich flach verlaufenden äquivalenten RON. HV-Schalter wie der MAX14805 zeichnen sich in der Regel durch geringe Ladungsträgerinjektionen aus; dadurch werden Störsignale und die damit einhergehenden Artefakte im Ultraschallbild vermieden. Viele HV-Schalter können über eine SMBus- oder SPI-Schnittstelle programmiert werden [10, 11]. //

Literatur

[1] Maxim Application Note 3823, “Switching Video Using Analog Switches”

[2] Maxim Application Note 764, “Interfacing Switches und Relays to the Real World in Real Time”

[3] Maxim Application Note 2854, “Low-Voltage Fault Protection”

[4] Maxim Application Note 795, “Designing Large Video-Crosspoint Systems Just Got Easier”[5] Maxim Application Note 261, “Calibration-Multiplexers Ease System Calibration”

[6] Maxim Application Note 4372,” Implementing an Eight-to-One USB Switch for KVM Applications”

[7] Maxim Application Note 3607, “Charging Batteries from USB”

[8] Maxim Application Note 4056, “Using the MAX4929E for HDMI/DVI Low-Frequency Switching”

[9] Maxim Application Note 4191, “New Switch Facilitates DisplayPort/PCIe Switching”

[10] Maxim Application Note 5131, “Maxim Addresses High-Voltage Needs in Industrial Ultrasound Applications”

[11] Maxim Application Note 4696, “Overview of Ultrasound Imaging Systems und the Electrical Components Required for Main Subfunctions”

Die Autoren: Usama Munir arbeitet als Applikationsingenieur bei Maxim Integrated in Dublin, Irland. David Canny ist als Inside Applications Manager für die EMEA-Region bei Maxim Integrated in Dublin, Irland, tätig.

 

Was macht man mit einem nicht genutzten Operationsverstärker?

Diese Situation ist kniffliger, als sie aussieht. Falls ein OPV übersteuert wird, gelangt die Ausgangsstufe auf einer der Versorgungsspannungen in die Sättigung und der OPV nimmt übermäßig Leistung auf. Viele der üblichen Konfigurationen eines ungenutzten OPV übersteuern diesen.

Falls alle Anschlüsse offen bleiben, besteht ein echtes Risiko darin, dass elektrostatische Störfelder bewirken, dass sich ein Eingang außerhalb der Versorgungsspannung bewegt. Dies kann ein Latch-up bewirken und den gesamten Chip zerstören. Selbst wenn es zu keinem Latch-up kommt, kann ein DC-Feld Sättigungsvorgänge und Stromverschwendung verursachen. Ferner kann es vorkommen, dass der Verstärker ein AC-Feld verstärkt und, falls er übersteuert wird, seinen eigenen Versorgungsstrom moduliert. Dies kann Übersprechen zu anderen OPVs auf dem Chip verursachen.

Einige Anwender verbinden einen Eingang mit der positiven und den anderen mit der negativen Versorgungsspannung. Dies wiederum sättigt den Ausgang und verschwendet Strom. Auch kann dies dazu führen, dass die differenzielle Eingangsspannung überschritten und das Bauteil beschädigt wird. Selbst wenn es zu keiner Beschädigung kommt, nehmen einige Eingangsstufen unter diesen Bedingungen mehrere zehn Milliampere auf und verbraten so noch mehr Strom.

Beide Eingänge auf Masse zu legen oder sie auf einem anderen Potenzial kurzzuschließen, führt ebenfalls dazu, dass die Ausgangsstufe in die Sättigung gelangt. Dies ist so, weil die Offsetspannung eines OPV niemals genau Null ist. Die Eingänge kurzzuschließen und nicht vorzuspannen hat die gleichen Latch-up Risiken wie bereits erwähnt.

Die Lösung: Ausgang an den invertierenden Eingang

Was man tun sollte ist, das Bauteil als Sapnnungsfolger zu schalten (Ausgang an invertierenden Eingang) und den nicht-invertierenden Eingang mit einem Potenzial zu verbinden, das zwischen den Versorgungsspannungen liegt. Mit einem System mit zwei Versorgungen ist Masse ideal. Der Anschluss an die positive oder negative Versorgung eines Systems mit nur einer Versorgungsspannung führt jedoch zur Sättigung und einer daraus resultierenden Stromverschwendung, falls die Offsetspannung die falsche Polarität hat. Das Potenzial „irgendwo zwischen den Versorgungsleitungen“ kann ein beliebiger Punkt in der Schaltung mit geeignetem Potenzial sein, da die durch den OPV-Eingang verursachte Belastung nur minimal ist.

Oder man kann ihn als Pufferverstärker in einem Teil eines Systems verwenden, der zwar keinen Pufferverstärker braucht, aber mit Pufferverstärker etwas leistungsfähiger ist.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.

Tipps zur Auswahl des passenden CMOS-Analogschalters – Teil 1

Integrierte Analogschalter bilden oft die Schnittstelle zwischen Analogsignalen und einem digitalen Controller. Angesichts der großen Anzahl und Vielfalt von Analogschaltern, die am Markt angeboten werden, muss ein Produktentwickler bei der Auswahl zahlreiche Leistungsmerkmale berücksichtigen. Aus dem Standard-CMOS-Analogschalter sind, im Laufe von über 35 Jahren, zahlreiche anwendungsspezifische Schalter-ICs hervorgegangen – das macht die Auswahl nicht einfacher.

Der vorliegende Artikel erläutert den grundlegenden Aufbau eines Standard-CMOS-Analogschalters sowie wichtige Kenngrößen dieses Bauteiltyps. Dies sind beispielsweise Einschaltwiderstand (RON), Welligkeit des Einschaltwiderstands, Leckstrom, Ladungsinjektion und Off-Isolation. Darüber hinaus geht der Artikel auf Verbesserungen ein, die bei Analogschaltern in jüngster Zeit erzielt wurden, dazu gehören: Bessere Schalteigenschaften, niedrigere Betriebsspannungen und kleinere Gehäuse.

Weiterhin werden anwendungsspezifische Funktionen und Leistungsmerkmale erläutert – Fehlerschutz, ESD-Schutz, Kalibriermultiplexer und Remote-Sensing-Schalter. Zu guter Letzt stellen wir anwendungsspezifische Schalter für Video-, Hi-Speed-USB-, HDMI- und PCIe-Anwendungen vor.

Aufbau eines Standard-Analogschalters

 Bild 1: Ein typischer Analogschalter ist im Wesentlichen eine Parallelschaltung aus einem n-Kanal- und einem p-Kanal-MOSFET
Bild 1: Ein typischer Analogschalter ist im Wesentlichen eine Parallelschaltung aus einem n-Kanal- und einem p-Kanal-MOSFET

Bild 1 zeigt die Struktur eines herkömmlichen Analogschalters. Ein n-Kanal-MOSFET und ein p-Kanal-MOSFET sind parallel geschaltet. So wird das Signal in beide Richtungen gleichermaßen gut durchgeleitet. Negative Signalspannungen werden hauptsächlich vom n-Kanal-MOSFET durchgeleitet, positive Spannungen hingegen vorwiegend vom p-Kanal-MOSFET.

Da der Schalter keine bevorzugte Stromflussrichtung kennt, gibt es auch keinen bevorzugten Eingang oder Ausgang – die Anschlüsse sind gleichwertig. Beide MOSFETs werden durch interne, invertierende bzw. nicht-invertierende Verstärker ein- und ausgeschaltet. Diese Verstärker verschieben den Pegel des digitalen Steuersignals so, dass beide Gates gleichzeitig voll durchgeschaltet sind.

Herkömmliche Analogschalter, wie z.B. der recht betagte CD4066, werden heute von zahlreichen Halbleiterherstellern angeboten. Es gibt neuere Analogschalter, die anschlusskompatibel mit diesen früheren Schaltern sind, aber bessere elektrische Eigenschaften bieten. Beispielsweise gibt es inzwischen CD4066 anschlusskompatible Typen (MAX4610) mit kleinerem Einschaltwiderstand und höherer Genauigkeit.

Darüber hinaus existieren heute auch Analogschalter, die sich hinsichtlich ihres inneren Aufbaus von ihrem „Urahn“ unterscheiden. Einige kapazitätsarme Analogschalter (z.B. der MAX4887) verwenden ausschließlich n-Kanal-MOSFETs im Signalpfad und erzielen durch den Wegfall des

 Bild 2: RON über VIN. Der Gesamt-Einschaltwiderstand des Schalters ergibt sich aus der Parallelschaltung der On-Widerstände der n- und p-Kanal-MOSFETs
Bild 2: RON über VIN. Der Gesamt-Einschaltwiderstand des Schalters ergibt sich aus der Parallelschaltung der On-Widerstände der n- und p-Kanal-MOSFETs

geometrisch größeren p-Kanal-MOSFETs eine wesentlich höhere Bandbreite.

Desweiteren werden Analogschalter angeboten, die für eine einzige, positive Betriebsspannung ausgelegt sind. Mithilfe einer integrierten Ladungspumpe wird eine negative Spannung erzeugt, damit können auch negative Signalspannungen verarbeitet werden. Den Audio-Analogschalter MAX14504 beispielsweise kann man mit einer einzigen Betriebsspannung zwischen 2,3 und 5,5 VCC versorgen und, dank einer internen Ladungspumpe, Signale zwischen –VCC und +VCC verzerrungsfrei schalten. Viele Analogschalter der neuesten Generation bieten nicht nur funktionale Verbesserungen, sondern sind auch in kleineren Gehäusen verfügbar.

Niedriger Einschaltwiderstand verringert die Signaldämpfung

Der Einschaltwiderstand eines Analogschalters ist von der Eingangsspannung abhängig. Bild 2 zeigt die On-Widerstände der einzelnen MOSFETs und den aus der Parallelschaltung resultierenden Gesamt-Einschaltwiderstand. Diese RON-über-VIN-Kennlinie kann als linear betrachtet werden, wenn man von den Einflüssen der Temperatur, der Betriebsspannung und der Abhängigkeit von der Eingangsspannung absieht. Im Interesse einer möglichst geringen Signaldämpfung und -verzögerung sollte der Einschaltwiderstand möglichst klein sein.

 Bild 3a: Je höher die Betriebsspannung, desto kleiner der RON. Die Abbildung zeigt den RON des MAX4992 (unipolare Betriebsspannung) über dem Signal-Pegel (VCOM).
Bild 3a: Je höher die Betriebsspannung, desto kleiner der RON. Die Abbildung zeigt den RON des MAX4992 (unipolare Betriebsspannung) über dem Signal-Pegel (VCOM).

Um RON zu verkleinern, muss man jedoch die MOSFET-Strukturen vergrößern. Damit vergrößern sich allerdings sowohl die Kapazität als auch die Chip-Abmessungen. Die höhere Kapazität bewirkt jedoch eine Verringerung der Bandbreite. Von welchen weiteren Faktoren der Einschaltwiderstand noch abhängig ist, sieht man in den Gleichungen 1a und 1b.

Die wichtigsten Gründe für die Entwicklung neuer Analogschalter-ICs sind oft die Minimierung des Einschaltwiderstands und der parasitären Kapazitäten sowie die Verbesserung der Linearität im Verhältnis zur Betriebsspannung und Temperatur.

Ältere Analogschalter kamen bei einer Betriebsspannung von ±20 V auf RON-Werte von mehreren 100 Ω. Aktuelle Typen erreichen bei wesentlich kleineren Betriebsspannungen RON-Werte von 1 Ω und darunter. Die Betriebsspannung hat einen signifikanten Einfluss auf den RON (Bild 3a), ebenso das Eingangssignal (Bild 3b).

Bild 3a zeigt den RON des MAX4992 bei verschiedenen Betriebs- und Signalspannungen im Bereich von 1,8 bis 5,5 V. Dieser Wert steigt bei abnehmender Betriebsspannung an. Der MAX4992 erzielt einen sehr kleinen RON und eine sehr geringe RON-Welligkeit (1mΩ).

 Bild 3b: RON-Kennlinien jüngerer Analogschalter im Vergleich zu dem älteren MAX383. Die Abhängigkeit vom Signalpegel wurde stark vermindert.
Bild 3b: RON-Kennlinien jüngerer Analogschalter im Vergleich zu dem älteren MAX383. Die Abhängigkeit vom Signalpegel wurde stark vermindert.

Bild 3b zeigt die RON-Kennlinien von neueren Analogschaltern im Vergleich zu älteren Typen, jeweils bei einer Betriebsspannung von 5 V.

Bei der Auswahl eines Analogschalters für eine Schaltung mit unipolarer Betriebsspannung hat man die Möglichkeit, sich für einen Typen zu entscheiden, der für den Betrieb mit einer unipolaren Spannung entwickelt wurde. Da keine separaten V- und Masseanschlüsse benötigt werden, kann man einen Gehäuseanschluss einsparen. Dadurch ist es z.B. möglich, einen einpoligen Umschalter (SPDT, single-pole/double-throw) in einem 6-poligen Gehäuse unterzubringen. Ein Beispiel hierfür ist der MAX4714, er ist in einem µDFN-Gehäuse verfügbar, mit einer Grundfläche von 1,6 mm2.

Viele analoge Messschaltungen arbeiten noch mit höheren bipolaren Betriebsspannungen, beispielsweise ±15 oder ±12 V. Analogschalter dafür erfordern einen zusätzlichen Anschluss (VL), der mit der Logik-Betriebsspannung des Systems verbunden wird; meist 1,8 oder 3,3 V. Der MAX14756 ist ein Beispiel für einen solchen Analogschalter.

Tipps zum Schaltungsaufbau mit analogen Schaltern

Das Bild 3a zeigt auch die Abhängigkeit des Einschaltwiderstands von der Signalspannung. Diese Kurven liegen innerhalb des spezifizierten Betriebsspannungsbereichs, weil typische Analogschalter, die keine Ladungspumpe enthalten, nur Signalpegel innerhalb ihres Betriebsspannungsbereichs verarbeiten können.

 Gleichung 1b
Gleichung 1b

Positive oder negative Überspannungen am Eingang können unkontrollierte Ströme durch interne Diodennetzwerke hindurch verursachen, die das Bauteil dauerhaft beschädigen können. Diese Dioden dienen normalerweise dazu, den Schalter vor kurzzeitigen elektrostatischen Entladungen (ESD) zu schützen, meist bis 2 kV oder höher.

Durch den Einschaltwiderstand eines Analogschalters wird das zu schaltende Signal abgeschwächt. Die Stärke der Dämpfung ist proportional zur Stromstärke im Signalpfad. Ob diese Signaldämpfung relevant ist oder nicht, hängt von der jeweiligen Anwendung und deren Impedanzen ab.

Zwei weitere wichtige Parameter, die man bei der Auswahl eines Analogschalters berücksichtigen muss, sind der Kanalgleichlauf (ΔRON) und die RON-Welligkeit (RFLAT). Der Kanalgleichlauf beschreibt die Unterschiede zwischen den RON-Werten zweier Kanäle innerhalb eines ICs. Die RON-Welligkeit beschreibt die Schwankung des RONeines Kanals in Abhängigkeit von den Betriebs- und Signalspannungen. Je kleiner das Verhältnis Gleichlauf/RON oder Welligkeit/RON ist, desto höher ist die Genauigkeit des Schalters.

Typische Werte für diese Parameter sind 0,1 bzw. 5 Ω. Es gibt Schalter, die speziell auf guten Kanalgleichlauf und geringe Welligkeit optimiert wurden. Der MAX4992 bietet einen Kanalgleichlauf von 3 mΩ und eine RON-Welligkeit von 1 mΩ. Der MAX14535E zeichnet sich durch gute Spezifikationen für RON, Kanalgleichlauf und RON-Welligkeit aus. Er kann negative Signalspannungen bis hinab zu –1,5 V verarbeiten und ist geeignet für tragbare, AC-gekoppelte Audio- oder Video-Geräte.

In den meisten Anwendungen kann man übermäßige Schaltströme durch ein geeignetes Schaltungsdesign vermeiden. Hierzu ein Beispiel: Angenommen, Sie

 Bild 4: In beiden Fällen dient der Analogschalter zum Umschalten der Verstärkung. Schaltung A ist ein Beispiel für eine „gute“ Schaltung (kleiner Schaltstrom) und B ein Beispiel für eine „schlechte“ Schaltung (großer Schaltstrom).
Bild 4: In beiden Fällen dient der Analogschalter zum Umschalten der Verstärkung. Schaltung A ist ein Beispiel für eine „gute“ Schaltung (kleiner Schaltstrom) und B ein Beispiel für eine „schlechte“ Schaltung (großer Schaltstrom).

möchten die Verstärkung eines Operationsverstärkers variieren, indem Sie zwischen unterschiedlichen Gegenkopplungswiderständen umschalten. In diesem Fall wählen Sie am besten eine Konfiguration, bei welcher der Schalter in Reihe mit einem hochohmigen Eingang liegt (Bild 4a). Weil in dieser Konfiguration nur ein sehr kleiner Schaltstrom fließt, können sowohl der Wert von RON als auch dessen Temperaturkoeffizient vernachlässigt werden.

Bild 4b zeigt eine „schlechte“ Schaltung, bei dem der Schaltstrom von der Ausgangsspannung abhängig ist und beträchtliche Werte erreichen kann.

Eine wichtige Anforderung bei allen Audio-Systemen ist, dass bei Schaltvorgängen keine hörbaren Störgeräusche, beispielsweise Knackgeräusche, auftreten dürfen. Diese Transienten treten in der Regel beim Ein- und Ausschalten des Geräts auf (Einschalt- und Ausschaltzeiten tON und tOFF). Selbst wenn ein Audiogerät während des Betriebs eine gute Tonqualität bietet, macht es auf den Benutzer einen schlechten Eindruck, wenn beim Ein- oder Ausschalten ein Störgeräusch zu hören ist; man assoziiert damit „automatisch“, dass es sich um ein Produkt minderer Qualität handelt.

Audio-Schalter in überbrückender Arbeitsweise

Hörbare Störgeräusche lassen sich eliminieren, indem man die Zeiten tON und tOFF der Analogschalter verlängert. Dadurch werden die transienten Impulse, die sonst über den Lautsprecher hörbar werden, „ausgeblendet“. Bei den meisten Analogschaltern betragen die Zeiten tON und tOFF zwischen 15 ns und 1 µs; bei „knackfreien“ Schaltern können sie im Millisekundenbereich liegen.

 Gleichung 2a
Gleichung 2a

Einige knackfreie Schalter eliminieren die Störgeräusche mithilfe von internen Shunt-Schaltern und nicht überbrückende Arbeitsweise (break-before-make). In einer Audio-Anwendung mit dem MAX4744 dienen die internen Shunt-Schalter zum Entladen des Eingangskondensators. Der Entladeimpuls gelangt dadurch nicht zum Lautsprecher. Die nicht brückende Arbeitsweise gewährleistet, dass der Schalter zuerst die bestehende Verbindung unterbricht, bevor er die nächste Verbindung herstellt. Sie setzt voraus, dass tON > tOFF ist. Einige alternative Schaltungen erfordern eine Überbrückung (make-before-break), in diesem Fall ist tOFF > tON.

Die Schaltung in Bild 4a erfordert zwingend eine Überbrückung – es muss sichergestellt sein, dass zu keinem Zeitpunkt beide Schalter offen sind, da sonst der invertierende Verstärker mit Leerlaufverstärkung in Sättigung arbeitet.

Die harmonischen Gesamtverzerrungen (THD, Total Harmonic Distortion) sind in vielen Anwendungen eine weitere kritische Größe, denn sie sind ein Maß für die Tonqualität. Ein veränderlicher Eingangssignalpegel kann den RON modulieren, wodurch sich die Einfügedämpfung des Schalters verändert. Das verstärkt die von dem Analogschalter produzierten harmonischen Gesamtverzerrungen.

Nehmen wir zum Beispiel einen Schalter mit einem Einschaltwiderstand von 100 Ω und einer RON-Welligkeit von 10 Ω. Wird dieser Schalter mit einem 600-Ω-Widerstand abgeschlossen, so produziert er eine maximale Verzerrung von 1,67%. THD ist definiert als das Verhältnis der Wurzel aus der Quadratsumme der Amplituden sämtlicher Oberwellen, dividiert durch die Amplitude der Grundwelle (Gleichung 2a).

Der maximale THD-Wert berechnet sich nach Gleichung 2b.

 Bild 5: THD in Abhängigkeit von der Frequenz für ausgewählte Analogschalter
Bild 5: THD in Abhängigkeit von der Frequenz für ausgewählte Analogschalter

Bild 5 zeigt die THD-Werte verschiedener Schalter im Vergleich.

 Gleichung 2b
Gleichung 2b

Größenverhältnis zwischen RON und Ladungsträgerinjektion

Erfordert eine Anwendung einen niedrigen RON, müssen bestimmte Anforderungen beachtet werden. Die Schaltung benötigt eine größere Chipfläche und weist eine höhere Eingangskapazität (CON/COFF) auf. Mit jedem Schaltzyklus muss diese Eingangskapazität ge- bzw. entladen werden; je größer die Kapazität ist, desto höher ist auch die damit einhergehende Verlustleistung. Die Ladezeit der Eingangskapazität ist vom Lastwiderstand (R) und der Kapazität (C) abhängig; die Zeitkonstante beträgt τ = RC.

Schalter mit größerem RON haben in der Regel kürzere tON– und tOFF-Zeiten. Manche Analogschalter sind in verschiedenen Versionen erhältlich, die zueinander anschlusskompatibel sind, sich aber hinsichtlich RON und Eingangskapazität unterscheiden. Die Typen MAX4501 und MAX4502 haben höhere RON-Werte und kurze tON / tOFF-Zeiten, die Typen MAX4514 und MAX4515 dagegen niedrigere RON-Werte, dafür aber längere Schaltzeiten.

 Bild 6a: Die vom Steuersignal verursachte Ladungsinjektion verursacht einen Spannungsfehler am Ausgang
Bild 6a: Die vom Steuersignal verursachte Ladungsinjektion verursacht einen Spannungsfehler am Ausgang

Ein kleiner RON bringt noch einen weiteren Nachteil mit sich: Der höhere Strom beim Laden/Entladen der Gate-Kapazität verursacht eine höhere Ladungsträgerinjektion. Bei jeder Zustandsänderung des Schalters (ein–>aus oder aus–>ein) erhöht oder verringert sich die Ladung des Nutzsignals um einen kleinen Betrag (Bild 6a).

Ist der Ausgang des Schalters hochohmig, kann diese Ladungsträgerinjektion signifikante Auswirkungen auf das Ausgangssignal haben. Angenommen, die einzige Last sei eine kleine Parasitärkapazität (CL). Ändert sich beim Ein-/Ausschalten die Spannung über dieser Kapazität um ΔVOUT, lässt sich daraus die Ladungsträgerinjektion Q berechnen: Q = ΔVOUTCL.

Schaltungsbeispiel Track-and-hold-Verstärker

 Bild 6b: Die Track-und-hold-Stufe in einem A/D-Wandler erfordert eine sorgfältige Auslegung der Analogschalter
Bild 6b: Die Track-und-hold-Stufe in einem A/D-Wandler erfordert eine sorgfältige Auslegung der Analogschalter

Ein Schaltungsbeispiel hierfür ist ein Track-and-hold-Verstärker. Das erfasste Eingangssignal soll für die Analog/Digital-Wandlung konstant gehalten werden (Bild 6b). Wenn der Schalter S1 schließt, wird der kleine Pufferkondensator (C) mit der Eingangsspannung (VS) verbunden. Dieser Kondensator hat eine Kapazität von wenigen Picofarad und behält beim Öffnen von S1 seine momentane Spannung bei.

Zu Beginn eines Umsetzungszyklus wird die Haltespannung (VH) mit dem hochohmigen Eingang des Pufferverstärkers verbunden. Der

 Gleichung 3
Gleichung 3

Pufferverstärker sorgt dafür, dass am (relativ niederohmigen) Eingang des nachgeschalteten A/D-Wandlers, für den gesamten Umsetzungszyklus, eine konstante Spannung VH anliegt.

Kurze Abtastzeiten erfordern sowohl eine kleine Track-und-hold-Kapazität (C) als auch einen Schalter (S1) mit niedrigem RON. Infolge der Ladungsträgerinjektion verändert sich die Spannung VH und verringert somit die Genauigkeit der A/D-Umsetzung.

Leckströme (Leakage) und deren Einfluss auf den Spannungsfehler

 Bild 7: Ersatzschaltung eines Analogschalters im geschlossenen Zustand
Bild 7: Ersatzschaltung eines Analogschalters im geschlossenen Zustand

Auch Leckströme beeinflussen den Ausgang eines Analogschalters. Die Bilder 7 und 8 zeigen vereinfachte Kleinsignalmodelle eines Analogschalters im On- bzw. Off-Zustand. In beiden Fällen verursachen interne parasitäre Dioden Leckströme, die über RL zum Ausgangsspannungsfehlern führen. Der Leckstrom ist temperaturabhängig und verdoppelt sich etwa alle 10°C. Einige Analogschalter enthalten ESD-Schutzdioden, die zusätzliche Leckströme hervorrufen.

Die Ausgangsspannung im On-Zustand berechnet sich nach Gleichung 3. Sie ist eine Funktion des Leckstroms, des RON, der RON-Welligkeit, des Lastwiderstands und des Quellwiderstands. Wobei der Leckstrom (Ilkg) in den Bildern 7 und 8 IS oder ID ist, je nachdem ob die Drain- oder Source-Seite eines bidirektionalen Analogschalters als Ausgang konfiguriert ist.

Die Ausgangsspannung im Off-Zustand ist in erster Linie eine Funktion des Leckstroms und berechnet sich nach der Gleichung VOUT = Ilkg × RL.

 Bild 8: Ersatzschaltung eines Analogschalters im offenen Zustand
Bild 8: Ersatzschaltung eines Analogschalters im offenen Zustand

Viele IC-Datenblätter enthalten Angaben zu den On/off-Leckströmen unter Worst-Case-Bedingungen: Nähert sich die Signalspannung den Betriebs-spannungsgrenzen, injizieren die parasitären Dioden höhere Leckströme in das Substrat und verursachen einen Stromfluss in Nachbarkanäle.

Der Schwerpunkt des zweiten Teils dieses Artikels liegt auf anwendungsspezifischen Analogschaltern.

Die Autoren: Usama Munir arbeitet als Applikationsingenieur bei Maxim Integrated in Dublin/Irland. David Canny ist als Inside Applications Manager für die EMEA-Region bei Maxim Integrated in Dublin/Irland tätig.

Entsorgen Sie Ihre Schaltung oder Ihre Testgeräte? Stellen Sie alles in Frage!

Sie haben die Ursachen von „Ringing” und „Overshoot” identifiziert: Entkopplung, Masseführung, Parasitäten und Leitungsabschlüsse. Bei einem sorgfältigen Design funktioniert ihre Schaltung einwandfrei (wirklich!). Das Problem kann jedoch beim Testen der Schaltung auftreten. Und der Schuldige kann der Tastkopf Ihres Oszilloskops sein.

Viele schnelle Verstärker haben Schwierigkeiten beim Treiben kapazitiver Lasten (die eine Polstelle im Rückkopplungsverlauf verursachen und so die Phasenreserve senken und Instabilitäten bewirken – doch das ist ein Thema für ein anderes Mal).

Tastköpfe können den Messpunkt mit etwa 10 pF (für einen typischen 10 x passiven Tastkopf) beaufschlagen. Durch diese zusätzliche Kapazität können Oszillationen und Überschwingungen entstehen. Prüfen Sie einfach, ob ein Tastkopf mit geringerer Kapazität Abhilfe schafft. Aktive Tastköpfe haben normalerweise geringere Kapazitäten als passive. Probieren Sie es einfach aus. Alternativ könnte man einen passiven Tastkopf mit höherem Dämpfungsfaktor (100 x) verwenden. Auch diese Tastkopftypen weisen niedrigere Kapazitäten auf.

Wahrscheinlicher ist aber, dass die Induktivität der Leitung zum Masseclip des Tastkopfes für die Probleme verantwortlich ist. Die parasitäre Induktivität der Leitung und die Kapazität des Tastkopfes bilden einen Schwingkreis. Schwingkreise sind üblicherweise in Oszillatoren zu finden. Schnelle Signalflanken können genügend Energie enthalten, um den Schwingkreis anzuregen und ihn zum Oszillieren zu bringen.

Seien Sie daher brutal und kappen Sie die Leitung. Um dies zu tun, müssen Sie den Tastkopf auseinander nehmen. Entfernen Sie (durch Aufschrauben) die Plastikhülse, welche die Tastkopfspitze umgibt. Dadurch wird die äußere Metallhülle der Spitze freigelegt – dies ist die Masseverbindung. Anschließend wird der Masseclip-Anschluss entfernt. Es entsteht eine abisolierte Spitze mit freiliegender Masse. Ein solcher Tastkopf eignet sich bestens für die Messung schneller Signale.

Um diesen modifizierten Tastkopf zu verwenden, berühren Sie einfach den entsprechenden Testpunkt der Schaltung mit der Tastkopfspitze, während Sie gleichzeitig das äußere Metall mit Masse verbinden. Falls Sie eine direkte Masseverbindung nicht auf einfache Weise realisieren können, wickeln Sie einfach ein kurzes Stück blanken Draht mehrmals um die äußere Metallhülle der Spitze. Das freie Ende des Drahtes, der so kurz wie möglich sein sollte, berührt den nächst gelegenen Massepunkt.

Sie werden beeindruckt sein, welche Verbesserungen Sie mit diesem modifizierten Tastkopf bei Ihren Messungen erzielen können. Es mag vielleicht nicht so gut aussehen, funktioniert aber einwandfrei.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices.

Wie misst man möglichst genau die reale Sperrschichtemperatur?

Es gibt mehrere Möglichkeiten zur Messung der Sperrschicht- oder „Die”-Temperatur eines Bauteils. Manche eignen sich besser, manche weniger gut. Bei der ersten Möglichkeit wird die klassische Gleichung für die Sperrschichttemperatur verwendet:

TJ = TA + PD RthJA

Die Sperrschichttemperatur TJ ergibt sich aus der Summe der Umgebungstemperatur TA und dem Produkt aus aufgenommener Leistung PD und Temperaturwiderstand RthJA (thermischer Widerstand „Junction-Ambient“) des Bauteils. Nach meiner Erfahrung ist diese Berechnung eher konservativ und liefert Sperrschichttemperaturen, die je nach Hersteller des Bauteils etwa 30 bis 50% höher sind als die tatsächlich vorhandene Sperrschichttemperatur.

Eine andere Möglichkeit ist der Einsatz eines Thermoelements. Diese Methode liefert bei größeren Gehäusen gute Ergebnisse. Bei kleineren Gehäusen gibt es jedoch Probleme. Zum Beispiel bieten kleine Gehäuse wie SC70 oder SOT nicht genügend Platz um ein Thermoelement zu befestigen. Selbst wenn man ein Thermoelement am Gehäuse montieren könnte, würde sich seine thermische Masse als Kühlkörper verhalten und somit zu fehlerhaften Messergebnissen führen.

Eine dritte Methode ist der Einsatz einer Infrarotkamera (IR). Bei dieser Möglichkeit wird die Außentemperatur des Gehäuses exakt gemessen. Man erhält bei kleineren Gehäusen einen guten Wert für die „Die“-Temperatur. In den meisten Fällen beträgt die Differenz zwischen Gehäuse und Sperrschichttemperatur nur wenige Grad Celsius. Ein Nachteil dieser Methode ist der hohe Preis von IR-Kameras.

Die letzte Möglichkeit ist die preiswerteste und genaueste Methode zur Messung der „Die”-Temperatur. Bei dieser Option dient eine auf dem Chip befindliche Diode als Temperatursensor. Aus der Halbleiterphysik wissen wir, dass sich bei einem konstanten Strom durch einen pn-Übergang die Sperrschichtspannung über die Temperatur um etwa –1 bis –2 mV/°C ändert. Durch Charakterisierung der Diodenspannung über die Temperatur kann der Anwender die Diodenspannung messen und die „Die“-Temperatur bestimmen. Der Trick besteht darin, eine Diode zu finden, die als Sensor am Operationsverstärker genutzt werden kann.

Die meisten Operationsverstärker haben für solche Zwecke keine bestimmte Diode. Allerdings kann man diese Aufgabe mit vorhandenen Dioden meistern. Die meisten, wenn nicht alle, der heutigen Verstärker besitzen interne ESD-Schutzdioden sowie Eingangsschutzdioden. ESD-Dioden befinden sich zwischen den Ein- und Ausgängen von Operationsverstärkern und der Versorgungsspannung. Daher ist der Zugang zu diesen Dioden möglich. So können sie – wie beschrieben – zur Messung der „Die”-Temperatur von Operationsverstärkern verwendet werden.

Eine genaue Beschreibung der Verwendung von ESD-Dioden als Temperatursensoren befindet sich im Artikel „ESD Diode Doubles as Temperature Sensor“.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices. Bildquelle: IRF

Die Langzeitstabilität von Präzisionsverstärkern – Oder: Wie man sicher stellt, dass ICs würdevoll altern und keinen plötzlichen Tod sterben

Die Lebensdauer vieler Produkte beträgt 20 Jahre. Wie gut wird ihre Kalibrierung während dieser Zeit durchhalten?

Eigentlich recht gut. Vorausgesetzt Sie schützen Ihr Produkt vor Missbrauch.

Mein englischer Kollege mag gute Einzeiler recht gerne. Wenn er also gefragt wurde, wie Präzisions-Analog-ICs altern, antwortete er meistens „würdevoll“ oder „365 Tage im Jahr“. Obwohl diese Antworten richtig sind, sind sie nicht immer sehr hilfreich.

Präzisions-Analog-ICs sind sehr stabile Bauteile. Im Gegensatz zu Wein werden Präzisions-Analog-ICs mit zunehmendem Alter aber nicht wirklich besser. Stattdessen weisen sie normalerweise altersbedingte Änderungen von etwa 1 ppm/1.000 h auf (der genaue Wert steht eventuell im Datenblatt). Es ist wichtig zu wissen, dass sich dieser Alterungsprozess nicht einfach summiert, sondern vergleichbar mit dem Gang eines Betrunkenen ist. Falls Sie an der Mathematik interessiert sind, mit der sich der Weg eines Betrunkenen beschreiben lässt, sollten Sie die Referenz [1] lesen. Im Wesentlichen verläuft jeder seiner nächsten Schritte jedoch in einer zufälligen oder wahlfreien Richtung. Für den eindimensionalen Gang eines Betrunkenen bedeutet dies, dass die Entfernung vom Ursprung etwa proportional der Quadratwurzel der Anzahl der Schritte ist.

Übertragen auf ein Bauteil heißt dies, dass, wenn ein Bauteil mit 1 ppm/1.000 h altert, es mit √2 ppm/2.000 h altert usw. Da das Jahr 8.766 Stunden hat (durchschnittlich; 8.760 in einem normalen und 8.784 in einem Schaltjahr) ist 1 ppm/1.000 h = 2,96 ppm/Jahr = 9,36 ppm/Dekade und 13,24 ppm/2 Dekaden.

Diese Werte gelten weitgehend unabhängig davon, ob ein Bauteil im Dauerbetrieb arbeitet, gelagert wird oder vernünftigen Umgebungstemperaturen ausgesetzt ist. Da dies ein statistischer Prozess ist, sind die Abweichungen zwischen Bauteilen genau so groß wie der Effekt selber. Hohe Temperaturen beschleunigen den Prozess, jedoch nicht sehr extrem. Und die Charakteristika ändern sich bei verschiedenen Prozessen.

Sofern Ihre Schaltung den Großteil ihrer Zeit bei Temperaturen unter 100 °C verbringt, kann eine Alterung entsprechend den Werten im Datenblatt veranschlagt werden.

Allerdings gibt es einen anderen Effekt, der bei Bauteilen plötzliche Änderungen der Genauigkeit hervorruft und auch den darauf folgenden Alterungsprozess beschleunigen kann: Elektrostatische Entladung (ESD). Meist wird angenommen, dass ESD den plötzlichen Tod für einen IC bedeutet. Dies stimmt auch oft. Eine elektrostatische Entladung kann jedoch kleine Schäden verursachen, die das Bauteil nicht zerstören, sich aber auf seine Leistungsfähigkeit auswirken (und zu einem späteren Zeitpunkt zum plötzlichen Ausfall führen können). Eine solche Beschädigung ist oft einmalig, kann sich aber addieren. Einmal hatten wir einen Kunden aus Finnland, der sich beschwerte, dass einer unserer Operationsverstärker im Laufe der Jahre immer stärker rauschte. Genauere Untersuchungen ergaben, dass über die Jahre in den Sommermonaten nicht viel passierte. In den Wintermonaten jedoch begünstigte die trockene Luft des finnischen Winters die Entstehung statischer Elektrizität.

Fazit: Soll ein IC würdevoll altern, ist ein angemessener ESD-Schutz notwendig.

[1]  http://de.wikipedia.org/wiki/Zufallsbewegung
Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices

Überprüfen Sie den Biasstrom – Oder: Wie man dafür sorgt, dass ein Segen auch Gehör findet

Die Biasströme in modernen Verstärkern sind äußerst gering. Muss ich mich überhaupt um sie kümmern?

Es geschah eines Sonntags bei einer Messe in einer Kirche im irischen Limerick (dort befindet sich eine Fertigungsstätte von Analog Devices), die mein Kollege James Bryant besuchte. Der Priester schien beinahe zu flüstern, als er seinen Segen in das Mikrofon sprach: „Der Herr sei mit Euch.“ Die Verstärkeranlage schwieg, und so konnten höchstens die Menschen in der ersten Reihe den Geistlichen verstehen, der anschließend das Mikrofon in die Hand nahm und murmelte „Da stimmt was nicht mit dem Mikrofon!“ Dieser Satz wiederum wurde von der Verstärkeranlage klar und deutlich wiedergegeben und schallte durch die Kirche, was einige Gläubige herausplatzen ließ: „Mit Ihnen auch nicht!“ James konnte sich das Lachen nur mit Mühe verkneifen und bot dem Priester nach dem Gottesdienst seine Hilfe an.

Er stellte fest, dass es sich um ein Tauchspulenmikrofon mit einer differenziellen Verbindung zu einem Vorverstärker des Typs SSM2019 handelte. Das Mikrofon war absolut in Ordnung und lieferte ein Signal an die Verstärkereingänge. Lediglich die Verbindung zwischen der Kabelabschirmung und dem metallenen Mikrofongehäuse war unterbrochen. Eine fehlende Masseverbindung kann ein Brummen verursachen (was kaum zu hören war), aber weshalb sollte dieser Fehler den Verstärker mattsetzen?


title=“Uwe Bröckelmann, Analog Devices“ src=“https://autor.vogel.de/wp-content/uploads/2012/02/Broeckelmann_150x175.jpg“

Die Antwort erhielt er, als er die Vorverstärker-Schaltung näher untersuchte. Die Biasströme der beiden SSM2019-Eingänge flossen über den Mittenabgriff des Mikrofons, der mit dem Mikrofongehäuse verbunden war. Durch die unterbrochene Masseverbindung aber konnten die Biasströme nirgendwo hinfließen, und der Verstärker stellte seinen Betrieb prompt ein. Erst als Pater Adian das Mikrofon in die Hand nahm, konnte über seinen Körper genügend Strom fließen, sodass die Schaltung wieder funktionierte – wenn auch mit einem gewissen Brummen.

Alle verstärkenden Bauelemente, ob Bipolartransistoren, JFETs, MOSFETs oder sogar Elektronenröhren, weisen an ihren Eingängen Gleichströme auf, die man als Biasströme bezeichnet. Bei einigen JFETs und MOSFETs betragen diese nicht mehr als 20 fA, also 210 14A, was ungefähr einem Elektron alle 8 Mikrosekunden entspricht. An den Eingängen von Operationsverstärkern und Instrumentenverstärkern liegen die Biasströme dagegen typisch im Pico- bis Mikroampere-Bereich.

Eine Schaltung, bei deren Entwurf diese Ströme nicht gebührend berücksichtigt wurden, wird also nicht ordnungsgemäß (unter Umständen auch gar nicht) funktionieren. Weil diese Ströme aber so extrem gering sind, reicht oft schon ein gar nicht in Betracht gezogener Strompfad (wie in diesem Fall über Pater Adian) aus, um die Schaltung trotzdem funktionieren zu lassen – wenn auch wahrscheinlich nicht besonders gut.

Gute Analog-Designs zeichnen sich aber dadurch aus, dass sie die von Biasströmen verursachten Effekte nicht dem Zufall oder dem Glück überlassen, sondern von vornherein einkalkulieren und dafür sorgen, dass sie sich weder auf die Leistungsfähigkeit noch auf die Funktionsfähigkeit auswirken.

James beschränkte sich deshalb auch nicht darauf, die unterbrochene Verbindung zu reparieren, sondern versah die Verstärkereingänge zusätzlich mit zwei gleichen, jeweils zur Masse führenden Widerständen. Damit war gewährleistet, dass künftige Massefehler im Mikrofon vielleicht ein Brummen hervorrufen, aber keinesfalls Pater Adian zum Schweigen bringen werden.

Von Uwe Bröckelmann nach Unterlagen von Analog Devices