Archiv der Kategorie: EPFH – Tipps

Kostengünstige Hochleistungs-LED-Treiberschaltung

Angesichts sinkender Produktionskosten kommen Hochleistungs-LEDs immer häufiger in Anwendungen zum Einsatz, deren Spektrum von batteriebetriebenen Geräten über Automobilsysteme bis hin zur Architekturbeleuchtung reicht.

Mit ihrer hohen Zuverlässigkeit (die Lebensdauer beträgt typisch mehr als 50.000 Betriebsstunden), ihrem hohen Wirkungsgrad (175 L/W) und ihrem fast verzögerungsfreien Ansprechverhalten sind sie eine sehr attraktive Lichtquelle. Das richtige Ansteuern von LEDs ist jedoch keine ganz triviale Angelegenheit.

Um die Helligkeit zu regeln, muss die LED mit einem Konstantstrom angesteuert werden, d.h. mit einem Strom, der von der Eingangsspannung unabhängig ist. Nicht selten müssen LEDs dimmbar sein. So kann es beispielsweise wünschenswert sein, die Helligkeit eines Displays oder einer Architekturbeleuchtung zu variieren.

Dies lässt sich auf zwei Arten erreichen: Man kann entweder den LED-Strom verändern oder mit einer Pulsweitenmodulation (Pulse Width Modulation, PWM) arbeiten. Am ineffizientesten ist sicherlich das Variieren des Stromes, denn die Intensität des abgegebenen Lichts verändert sich nicht genau linear mit dem Strom, und das LED-Farbspektrum hat die Tendenz, sich bei Strömen unterhalb des Nennstroms zu verschieben.

Dabei muss man berücksichtigen, dass die menschliche Helligkeitswahrnehmung exponentiell erfolgt, so dass für ein vollständiges Dimmen eine große prozentuale Stromänderung erforderlich ist. Dies hat tiefgreifende Auswirkungen auf den Schaltungsentwurf, denn aus 3% Regelabweichung bei vollem Strom können aufgrund von Schaltungstoleranzen leicht 30% oder mehr bei 10% Last werden.

LED-Ansteuerung via PWM mit mehr als 1000 Hz

Das Dimmen von LEDs durch Ansteuern mit einem pulsweitenmodulierten Strom ist präziser, aber bei diesem Verfahren muss die Ansprechgeschwindigkeit der LEDs berücksichtigt werden. In Beleuchtungs- und Display-Anwendungen ist eine Pulsweitenmodulation mit einer Frequenz von mehr als 100 Hz wünschenswert, damit das menschliche Auge kein Flimmern wahrnimmt.

 Bild 1: Kostengünstige LED-Treiberschaltung auf Basis des Schaltreglers MC33063 Bild 1: Kostengünstige LED-Treiberschaltung auf Basis des Schaltreglers MC33063

 

Bild 1 zeigt einen sehr einfachen und kostengünstigen Abwärtsregler zur Ansteuerung einer einzelnen LED, in dem eine sehr schnelle Dimmfunktion implementiert ist. Er basiert auf dem MC33063, der mit einem internen Schalter, einem Strombegrenzungs-Komparator, einem Oszillator und einer internen Referenzspannungsquelle ausgestattet ist. Eine Abschaltfunktion (DISABLE) kann über den Pin aktiviert werden, der normalerweise zur Spannungsregelung dient.

In diesem Szenario schaltet eine Spannung von mehr als 1,25 V die Stromversorgung ab, während sie bei einer niedrigeren Spannung eingeschaltet ist. Ist die Schaltung aktiviert, dann arbeitet der Regler in einem Strombegrenzungs-Modus mit Hysterese, da die Spannungsrückführung eliminiert wurde.

Der Oszillator erzeugt eine Startimpuls, der bewirkt, dass der Leistungsschalter in den Zustand „Ein“ wechselt. Damit liegt die Eingangsspannung am Strommesswiderstand, an der LED und an der Induktivität an. Der Strombegrenzungs-Komparator stellt fest, wann der Strom etwa 350 mA erreicht, und schaltet den Leistungsschalter aus. Die Spannung an der Induktivität kehrt sich um und übersteigt die Eingangsspannung, so dass die Freilaufdiode leitet. Der Strom durch die Induktivität und die LED fließt so lange weiter, bis der Schalter beim nächsten Schaltzyklus in den Ein-Zustand wechselt.

Diese Schaltung ist für zahlreiche Anwendungen sehr flexibel einsetzbar. Die Verwendung eines Schaltreglers mit einer Nennspannung von 40 V und einem Nennstrom von 1,5 A ist in tragbaren Geräten, Haushaltsgeräten und Automobilanwendungen von Nutzen, wo es vor allem auf Einfachheit und geringe Kosten ankommt. Die Grundtopologie ließe sich in einem noch wesentlich größeren Spektrum von Anwendungen einsetzen, wobei sich dort die Hystereseregelung und die Ein- und Ausschaltfunktionen vielleicht nicht ganz so einfach realisieren lassen

 Bild 2: DISABLE-Befehl und der daraus resultierende LED-Stromverlauf der Schaltung aus Bild 1. Bild 2: DISABLE-Befehl und der daraus resultierende LED-Stromverlauf der Schaltung aus Bild 1.

Die Schaltung aus Bild 1 wurde aufgebaut und getestet. Bild 2 zeigt den DISABLE-Befehl und den daraus resultierenden Verlauf des LED-Stromes. Die LED lässt sich durch PWM-Ansteuerung bei 500 Hz leicht dimmen. Die Anstiegs- und Abfallzeit des Stromsignals beträgt weniger als 100 µs. Wenn eine höhere Stromwelligkeit in der LED tolerierbar ist, könnte die Induktivität einen geringeren Wert haben, und auch die Anstiegs- und Abfallzeiten ließen sich verbessern. Eine 500-Hz-PWM dürfte jedoch für die meisten Anwendungen gut geeignet sein.

Als Fazit kann festgehalten werden, dass sich ein Schaltregler wie der MC33063 gut zum Ansteuern von LEDs eignet, auch wenn er nicht speziell für diesen Zweck entwickelt wurde. Sein Fehlerverstärker lässt sich für eine DISABLE-Funktion zum Dimmen der LED per PWM nutzen, sein Strombegrenzungs-Komparator spricht schnell an und sorgt für eine präzise Stromeinstellung, und der eingebaute Leistungsschalter ermöglicht den Aufbau einer kompakten und einfachen Schaltung.

Ich bedanke mich bei Dave Parks von TI für die Unterstützung bei der Zusammenstellung dieses Power-Tipps.

Literatur [1] Betten, J.: „LED Lighting Illuminates Buck Regulator Design“, Power Electronics Technology, Oct. 2007

Von Robert Kollman, Texas Instruments.

Damit Kernverluste keine heiße Sache werden

Da fällt der erste Verdacht auf zu hohe Ummagnetisierungsverluste und wechselstrombedingte Verluste in der Wicklung. Bei einer Schaltfrequenz von 100 kHz ist das im Allgemeinen kein Problem, weil die Ummagnetisierungsverluste etwa fünf bis zehn Prozent der gesamten Verluste in der Induktivität ausmachen – was den entsprechenden Temperaturanstieg erklärt.

Bei der Auswahl einer Induktivität würde man einfach den maximalen Laststrom ermitteln und unter der Vorgabe, dass ein Stromwelligkeit von 20% zulässig sein soll, eine passende Induktivität wählen. Deren Temperaturanstieg wäre ähnlich hoch wie der Parameter im Datenblatt, da auf die Ummagnetisierungsverluste kein nennenswerter Anteil der Gesamtverluste entfallen würde.

Steigen die Schaltfrequenzen jedoch über 500 kHz, können die Ummagnetisierungsverluste und die AC-Verluste der Wicklung den zulässigen DC-Strom durch eine Induktivität erheblich verringern. Legt man bei der Berechnung der Induktivität einen Welligkeitsstrom von 20% zugrunde, ergibt sich im Kernmaterial unabhängig von der Frequenz dieselbe Flussänderung. Die Gleichung für die Ummagnetisierungsverluste hat folgende allgemeine Form:

EP-010_Power-Tipp_Formel1_${13931366}

 

 Bild 1: Oberhalb von 0,5 MHz setzen die Ummagnetisierungsverluste den nutzbaren Leitungsverlustanteil erheblich herab Bild 1: Oberhalb von 0,5 MHz setzen die Ummagnetisierungsverluste den nutzbaren Leitungsverlustanteil erheblich herab

Erhöht man die Frequenz (F) von 100 auf 500 kHz, steigen die Ummagnetisierungsverluste um den Faktor 8. Dieser Anstieg ist in Bild 1 zu sehen. Bild 1 zeigt außerdem die zulässigen Kupferverluste, die mit steigenden Ummagnetisierungsverlusten kleiner werden. Bei 100 kHz bestehen die Gesamtverluste fast ausschließlich aus Kupferverlusten, so dass man den vollen DC-Nennstrom nutzen kann. Bei höheren Frequenzen nimmt dagegen der Anteil der Ummagnetisierungsverluste deutlich zu.

Da die gesamten zulässigen Verluste durch die Summe der Ummagnetisierungs- und Kupferverluste vorgegeben sind, müssen die Kupferverluste verringert werden, wenn die Ummagnetisierungsverluste zunehmen. Dies setzt sich fort, bis beide Verlustanteile gleich groß werden. Dieser Optimalzustand wird bei einer höheren Frequenz erreicht, bei der die Verluste am besten gleich groß gehalten werden.

In diesem Zustand wird der maximale Ausgangsstrom erreicht, den die magnetische Struktur liefern kann.

 Bild 2: Die Spitzenleistung wird durch die Ummagnetisierungsverluste begrenzt Bild 2: Die Spitzenleistung wird durch die Ummagnetisierungsverluste begrenzt

Die Bilder 1 und 2 gelten für den Fall, dass das Kernvolumen und die Wicklungsfläche fest sind und nur die Zahl der Windungen verändert wird. Bild 2 zeigt die Induktivität und den zulässigen DC-Strom für die in Bild 1 dargestellten Ummagnetisierungsverluste. Unterhalb von 1,3 MHz verhält sich die Induktivität umgekehrt proportional zur Schaltfrequenz. und erreicht bei etwa 1,3 MHz ein Minimum.

Oberhalb dieser Frequenz muss die Induktivität erhöht werden, um den magnetischen Fluss des Kerns zu begrenzen, so dass die Ummagnetisierungsverluste 50% der Gesamtverluste nicht übersteigen.

Der resultierende Nennstrom der Induktivität soll ebenfalls berechnet werden. Bei niedrigen Frequenzen, wo die Ummagnetisierungsverluste keine wesentliche Rolle spielen, wird der Nennstrom durch die Leistungsverluste in den Windungen bestimmt.

 Gleichung 1 Gleichung 1

In Gleichung 1 ist die Anzahl der Windungen proportional zum Kehrwert der Quadratwurzel der Frequenz, so dass eine Verdoppelung der Frequenz (d.h. eine Halbierung der Induktivität) in einer Verringerung der Windungszahl um den Faktor 0,707 resultiert.

Einfluss auf den Wicklungswiderstand

Dies beeinflusst den Wicklungswiderstand auf zweierlei Art. Es sind also 30% weniger Windungen vorhanden, und für jede Windung stehen 41% mehr Fläche zur Verfügung. Da der Wicklungswiderstand proportional zur Anzahl der Windungen ist, dividiert durch die Wicklungsfläche, verringert sich der Widerstand linear mit steigender Frequenz oder – wie in diesem Beispiel – um den Faktor 2.

Bei höheren Frequenzen beginnen die Ummagnetisierungsverluste die zulässigen Kupferverluste zu begrenzen, bis der Punkt erreicht ist, an dem beide Verlustarten gleich groß werden. An diesem Punkt wird die Induktivität erhöht, um den magnetischen Fluss durch Hinzufügen von Windungen zu reduzieren, wodurch der Wicklungswiderstand zunimmt. Entsprechend verringert sich der Nennstrom der Induktivität. Das Ergebnis ist eine – unter dem Gesichtspunkt der Spulengröße betrachtet – optimale Frequenz.

Zusammenfassend lässt sich sagen, dass es durchaus richtig ist, dass eine Erhöhung der Schaltfrequenz zu einer Verkleinerung der magnetischen Bauelemente führt, jedoch nur bis zu dem Punkt, an dem die Ummagnetisierungsverluste und die Verluste der AC-Wicklung ebenso groß wie die Kupferverluste sind. Wird dieser Punkt überschritten, nimmt die Größe der magnetischen Bauelemente sogar wieder zu.

Außerdem sollte der Entwickler berücksichtigen, dass in den Applikationsberichten zu den vielen heute auf dem Markt erhältlichen Produkten, die mit hohen Schaltfrequenzen arbeiten, nicht deutlich genug auf die möglichen Probleme hingewiesen wird, zu denen es aufgrund von allzu hohen Ummagnetisierungsverlusten kommen kann.

Von Robert Kollman, Texas Instruments.

Den Wirkungsgrad von Stromversorgungen maximieren

 Gleichung 1 Gleichung 1

Im Power-Tipp Nr. 11 wurde vorgeschlagen, die Leistungsverluste als Funktion des Ausgangsstromes gemäß Gleichung 1 zu berechnen.

 

 Gleichung 2 Gleichung 2

Der nächste Schritt besteht nun darin, diesen einfachen Ausdruck in die Gleichung für den Wirkungsgrad einzusetzen, wie es in Gleichung 2 dargestellt ist.

 Gleichung 3 Gleichung 3

Anschließend lässt sich der Wirkungsgrad hinsichtlich des Ausgangsstromes optimieren (der Beweis sei dem Lernenden überlassen). Die Optimierung liefert ein interessantes Ergebnis. Ein maximaler Wirkungsgrad stellt sich ein, wenn der Ausgangsstrom gleich dem Ausdruck in Gleichung 3 ist.

Als Erstes fällt auf, dass der Term a1 keinen Einfluss auf den Strom hat, bei dem der Wirkungsgrad seinen Spitzenwert erreicht. Das liegt daran, dass er sich auf Verluste bezieht, die proportional zum Ausgangsstrom sind, z.B. auf  Verluste durch Diodenstrecken. Mit zunehmendem Ausgangsstrom steigen also diese Verluste und die Ausgangsleistung direkt, wodurch der Wirkungsgrad nicht beeinflusst wird.

Die zweite interessante Tatsache ist, dass sich der optimale Wirkungsgrad an einem Punkt einstellt, an dem die Bauelementeverluste und die Leitungsverluste gleich groß sind. Daraus folgt, dass eine Optimierung des Wirkungsgrades möglich sein muss, da man ja die Bauelemente wählen kann, durch welche die Werte von a0 und a2 festgelegt sind.

Gleichwohl sollte man sich auch bemühen, den Wert von a1 zu senken, um den Wirkungsgrad zu steigern. Was man damit gewinnt ist für alle Lastströme gleich, d.h. es findet keine Optimierung wie mit den anderen Termen statt. Das Ziel beim Term a1 liegt darin, ihn möglichst zu minimieren und zugleich die Kosten der Lösung unter Kontrolle zu behalten.

 Tabelle 1: Verlustkoeffizient und zugehörige Stromversorgungsverluste Tabelle 1: Verlustkoeffizient und zugehörige Stromversorgungsverluste

Tabelle 1 zeigt eine Zusammenfassung der verschiedenen Terme, die für die Verluste in Stromversorgungen relevant sind, und ihrer jeweiligen Verlustkoeffizienten. Sie soll einen Eindruck davon vermitteln, welche Kompromisse bei der Maximierung des Wirkungsgrades von Stromversorgungen unter anderem geschlossen werden müssen.

So wirkt sich beispielsweise die Wahl des Ein-Widerstands des Leistungs-MOSFETs auf den erforderlichen Gate-Ansteuerungsstrom, auf die Verluste durch die Ausgangskapazität (Coss) und möglicherweise auf die Verluste durch Überspannungs-Ableitelemente aus. Ein niedrigerer Ein-Widerstand bedeutet eine inverse Zunahme des Gate-Ansteuerungsstroms sowie der Coss- und Ableitelementeverluste. Man kann also a0 und a2 durch die MOSFET-Auswahl beeinflussen.

 Gleichung 4 Gleichung 4

Die nächste Algebra-Aufgabe besteht darin, den optimalen Strom wieder in die Wirkungsgradgleichung einzusetzen und diese nach dem maximalen Wirkungsgrad aufzulösen. Siehe hierzu Gleichung 4.

Zum Maximieren des Wirkungsgrades müssen die letzten beiden Terme in diesem Ausdruck minimiert werden. Beim Term a1 ist das einfach – minimieren Sie ihn. Beim letzten Term bietet sich eine Möglichkeit zur Optimierung. Unter der Annahme, dass die Ausgangskapazität Coss und die Gate-Ansteuerungsleistung eines MOSFETs mit seiner Fläche zusammenhängen und sein EIn-Widerstand umgekehrt proportional zur Fläche ist, lässt sich eine optimale Fläche (und damit ein optimaler Widerstand) auswählen.

Bei kleinen Chipflächen wird der On-Widerstand des MOSFETs zum begrenzenden Faktor

 Bild 1: Durch die richtige Wahl der MOSFET-Chipfläche werden die Leistungsverluste unter voller Last minimiert Bild 1: Durch die richtige Wahl der MOSFET-Chipfläche werden die Leistungsverluste unter voller Last minimiert

Bild 1 zeigt die Ergebnisse einer Optimierung der Chipfläche. Bei kleinen Chipflächen wird der Ein-Widerstand des MOSFETs zum begrenzenden Faktor für den Wirkungsgrad. Mit steigender Chipfläche nehmen die Ansteuerungs- und Coss-Verluste zu und werden an einem bestimmten Punkt zum dominierenden Verlustelement.

Das Minimum ist relativ breit, so dass der Entwickler die Kosten für den MOSFET gegenüber der erreichten Senkung der Verluste flexibel abwägen kann. Ein minimaler Verlust stellt sich ein, wenn die Ansteuerungsverluste gleich den Leitungsverlusten sind.

 Bild 2: Der Spitzenwert des Wirkungsgrades stellt sich vor Erreichen des vollen Nennstroms ein Bild 2: Der Spitzenwert des Wirkungsgrades stellt sich vor Erreichen des vollen Nennstroms ein

Bild 2 zeigt den Verlauf des Wirkungsgrades für drei mögliche Schaltungen um den optimalen Arbeitspunkt von Bild 1 herum. Dargestellt sind die normierten Chipflächen der Größe 1, 2 und 3. Bei geringen Lasten wird der höhere Wirkungsgrad durch die größere Chipfläche teilweise durch höhere Ansteuerungsverluste aufgezehrt, während bei hohen Lasten die kleinere Chipfläche unter höheren Leitungsverlusten zu leiden hat.

Es sei ausdrücklich darauf hingewiesen, dass diese Kurven eine Variation der Chipfläche und der Kosten im Verhältnis 3:1 wiedergeben. Die Schaltung mit der normalisierten Chipfläche der Größe 1 hat einen nur geringfügig niedrigeren Wirkungsgrad als die größere Schaltung bei Volllast, weist aber dafür einen höheren Wirkungsgrad bei geringen Lasten auf, mit denen es vielleicht typischerweise am häufigsten betrieben wird.

Von Robert Kollman, Texas Instruments.

Praktische Verfahren zum Steuern der Eingangsimpedanz

Als allgemeines Kriterium gilt, dass die Quellimpedanz eines Eingangsfilters sicherheitshalber mindestens 6 dB unter der Eingangsimpedanz eines Schaltreglers liegen sollte, um die Wahrscheinlichkeit einer Oszillation möglichst gering zu halten.

 Bild 1: C<sub>d</sub> und R<sub>d</sub> dämpfen die Quellimpedanz des Ausgangsfilters Bild 1: Cd und Rd dämpfen die Quellimpedanz des Ausgangsfilters

Der Entwurf eines Eingangsfilters beginnt üblicherweise mit der Auswahl eines Eingangskondensators (Co in Bild 1) anhand der Vorgaben für die maximale Restwelligkeit oder die Netzausfall-Überbrückungszeit. Im nächsten Schritt wählt man dann eine Induktivität (Lo) anhand der Vorgaben für das EMV-Verhalten des Systems.

Wie wir im letzten Power-Tipp gesehen haben, kann nahe der Resonanzfrequenz die Quellimpedanz dieser beiden Bauelemente recht hoch sein, was das System instabil macht.

Bild 1 veranschaulicht ein Verfahren zum Steuern dieser Impedanz, bei dem der Widerstand (Rd) und der Kondensator (Cd) parallel zum Eingangsfilter geschaltet sind.

Das Filter könnte gedämpft werden, indem zu Co einfach ein Widerstand parallel geschaltet wird. In den meisten Fällen dürfte der damit verbundene Energieverlust allerdings inakzeptabel sein. Ein alternatives Verfahren besteht darin, eine Induktivität und einen Widerstand parallel zur Filterinduktivität zu schalten.

Der optimale Dämpfungswiderstand

 Bild 2: Frequenzgang der Ausgangsimpedanz beim verschiedenen Dämpfungswiderständen (grün: Filterverhalten bei optimalem Dämpfungswiderstand) Bild 2: Frequenzgang der Ausgangsimpedanz beim verschiedenen Dämpfungswiderständen (grün: Filterverhalten bei optimalem Dämpfungswiderstand)

Interessanterweise gibt es einen optimalen Dämpfungswiderstand, wenn die vier übrigen Bauelemente der Schaltung erst einmal dimensioniert sind. Bild 2 zeigt den Frequenzgang der Ausgangsimpedanz, der sich für diesen Filtertyp beim Ändern des Dämpfungswiderstands ergibt. Die rote Kurve zeigt das Filterverhalten, wenn der Dämpfungswiderstand zu groß gewählt wird.

Ein Extremfall wäre es, wenn überhaupt kein Dämpfungswiderstand vorgesehen würde. Das Kurvenmaximum würde sehr hoch liegen und wäre nur durch Co und Lo festgelegt. Die blaue Kurve zeigt das Filterverhalten, wenn der Dämpfungswiderstand zu klein gewählt wird.

Würde statt des Widerstands ein Kurzschluss gewählt, wäre die Resonanzfrequenz durch die Parallelschaltung der beiden Kondensatoren und der Induktivität festgelegt. Die grüne Kurve entspricht dem Optimalwert der Dämpfung. Dieser Wert lässt sich leicht mit numerischen Verfahren ermitteln, die hierfür eine geschlossene Lösung enthalten.

 Bild 3: Mit diesem Diagramm lässt sich relativ einfach das Verhältnis vom Dämpfungskondensator zum Filterkondensator und das Verhältnis des Dämpfungswiderstands zur charakteristischen Impedanz bestimmen. Bild 3: Mit diesem Diagramm lässt sich relativ einfach das Verhältnis vom Dämpfungskondensator zum Filterkondensator und das Verhältnis des Dämpfungswiderstands zur charakteristischen Impedanz bestimmen.

Bild 3 kann bei der Auswahl der Dämpfungsbauelemente hilfreich sein. Dieses Diagramm wurde aus der geschlossenen Lösung abgeleitet, die von R.D. Middlebrook entwickelt wurde. Auf der Abszisse ist das Verhältnis der Ausgangsimpedanz des gedämpften Filters zur charakteristischen Impedanz des ungedämpften Filters (Zo = (Lo/Co)1/2) aufgetragen.

 

Die beiden Ordinatenwerte zeigen das Verhältnis des Dämpfungskondensators zum Filterkondensator (N) und das Verhältnis des Dämpfungswiderstands zur charakteristischen Impedanz. Wenn Sie nach diesem Diagramm vorgehen möchten, wählen Sie anhand der Anforderungen für die Schaltung zunächst Lo und Co um Zo festzulegen.

Legen Sie dann Ihre maximale Eingangfilter-Quellimpedanz fest, indem Sie die minimale Stromversorgungs-Eingangsimpedanz durch 2 dividieren (was einer Dämpfung um 6 dB entspricht). Die minimale Stromversorgungs-Eingangsimpedanz ist gleich Vinmin2/Pmax. Hieraus können Sie einen Abszissenwert berechnen.

Anschließend können Sie einfach das Verhältnis vom Dämpfungskondensator zum Filterkondensator und das Verhältnis des Dämpfungswiderstands zur charakteristischen Impedanz ablesen.

Beispielsweise hat ein Filter mit einer Induktivität von 10 µH und einem Kondensator von 10 µF eine charakteristische Impedanz von Zo = (10 µH/10 µF)1/2 = 1 Ohm. Würde es zum Filtern einer 12-W-Stromversorgung mit einer Mindesteingangsspannung von 12 V eingesetzt, dann würde die Stromversorgungs-Eingangsimpedanz Z = V2/P = 122/12 = 12 Ohm betragen.

Die maximale Quellimpedanz sollte dann halb so groß sein, also 6 Ohm. Gehen Sie nun im Diagramm auf der X-Achse nach 6/1 = 6. Anschließend lesen Sie ab: Cd/Co = 0,1 oder 1 µF und Rd/Zo = 3 oder 3 Ohm.

Der nächste Tipp beschäftigt sich mit dem Einsatz eines Abwärtsreglers in einem Abwärts-/Aufwärts-Schaltregler.

Von Robert Kollman, Texas Instruments.

Dämpfen eines Eingangsfilters

Bei diesen Stromversorgungen kommen zahlreiche Topologien zur Anwendung, aber bei allen von ihnen ist der Wirkungsgrad über den Bereich der Eingangsgröße hinweg im Wesentlichen konstant. Somit ist die Eingangsleistung über dem Eingangsspannungsbereich annähernd konstant.

 Bild 1: Stromversorgungen mit Schaltreglern haben eine negative Impedanz Bild 1: Stromversorgungen mit Schaltreglern haben eine negative Impedanz

Bild 1 zeigt die Eingangsspannung in Abhängigkeit vom Eingangsstrom. Wird die Spannung verringert, nimmt der Strom zu. Die Steigung dieser Kennlinie entspricht der dynamischen Impedanz der Stromversorgung – und diese ist negativ.

Mathematisch ausgedrückt entspricht die Steigung dieser Kurve dem negativen Wert der Eingangsspannung geteilt durch den Eingangsstrom. Das ist natürlich stark vereinfacht dargestellt, da der Regelkreis Einfluss auf den Frequenzgang der Eingangsimpedanz hat. In vielen Fällen aber genügt diese vereinfachte Betrachtung, wenn eine stromgesteuerte Regelung angewandt wird.

Schaltregler haben eine diskontinuierliche Stromaufnahme

 Bild 2: Bei der Resonanzfrequenz wird ein Filter zu einer resistiven Quellimpedanz Bild 2: Bei der Resonanzfrequenz wird ein Filter zu einer resistiven Quellimpedanz

Schaltregler haben eine diskontinuierliche Stromaufnahme, was zu einer Unterbrechung des Systembetriebs führen kann, wenn keine geeigneten Filtermaßnahmen getroffen werden. Die meisten Stromversorgungen sind daher mit einem Filter ausgestattet, das einen Frequenzgang wie in Bild 2 aufweist. Der Kondensator stellt für den Schaltstrom in der Leistungsstufe eine niedrige Impedanz dar. Die Induktivität bildet für die resultierende überlagerte Wechselspannung über dem Kondensator eine hohe Impedanz.

Diese hohe Impedanz minimiert den zur Quelle fließenden Schaltstrom. Betrachtet man den Frequenzgang der Quellimpedanz des Filters, sieht man, dass diese bei niedrigen Frequenzen dem Widerstand der Induktivität entspricht. Mit steigender Frequenz erhöht sich die Impedanz der Induktivität. Bei sehr hohen Frequenzen wird die Impedanz vom Ausgangskondensator überbrückt.

Im mittleren Frequenzbereich geraten Kondensator und Induktivität in Resonanz

Im mittleren Frequenzbereich geraten Kondensator und Induktivität in Resonanz, bei der eine hohe Quellimpedanz entsteht. In den meisten Fällen lässt sich der Spitzenwert durch Berechnen der charakteristischen Impedanz des Filters (Zout) abschätzen. Diese ist gleich der Quadratwurzel aus der Induktivität dividiert durch die Kapazität. Hierbei handelt es sich um die Impedanz entweder der Induktivität oder des Kondensators bei der Resonanzfrequenz.

Addieren Sie als nächstes den Kondensator-Ersatzserienwiderstand (ESR) und den Widerstand der Induktivität, und berechnen Sie die Güte Q der Schaltung. Nun können Sie den Spitzenwert der Quellimpedanz abschätzen, indem Sie Z0 mit Q der Schaltung multiplizieren. Diese Arbeit können Sie natürlich auch einem Computer überlassen.

 Bild 3: Aus einem Filter in Resonanz und einem Schaltregler entsteht schnell ein Oszillator. Bild 3: Aus einem Filter in Resonanz und einem Schaltregler entsteht schnell ein Oszillator.

Bild 3 veranschaulicht das Problem. Die Schaltung enthält zwei Widerstände mit gleichen Werten, aber entgegengesetztem Vorzeichen. Berechnet man die Dämpfung der Schaltung, führt dies zu einer Division durch Null, d.h. Sie haben einen Oszillator. Eine ähnliche Situation liegt auch in einem Stromversorgungssystem vor, in dem der negative Widerstand der Stromversorgung vom Ersatzwiderstand des Eingangsfilters bei Resonanz gespeist wird.

Das Geheimnis, wie man geschalteten Stromversorgungen Stabilität verleiht, besteht darin, dafür zu sorgen, dass die Quellimpedanz des Systems stets wesentlich kleiner ist als die Eingangsimpedanz der Stromversorgung. Dies muss bei der niedrigsten Eingangsspannung und maximaler Last der Fall sein, was der niedrigsten Eingangsimpedanz entspricht.

Der nächste Teil beschreibt einige praktische Verfahren zum Steuern der Eingangsimpedanz.

Von Robert Kollman, Texas Instruments.

Störminimierung bei Schaltreglern

 Bild 1: Die elementaren Schaltungsteile eines Schaltreglers bieten reichliche Angriffsflächen für die Störeinkopplung. Bild 1: Die elementaren Schaltungsteile eines Schaltreglers bieten reichliche Angriffsflächen für die Störeinkopplung.

So zeigt das Blockschaltbild in Bild 1 den störempfindlichen Schaltungsteil innerhalb eines Schaltreglers. Hier wird die Ausgangsspannung mit einer Referenz verglichen, um ein Fehlersignal zu erzeugen. Dieses Fehlersignal wird schließlich mit einer Rampe verglichen, um ein PWM-Signal zum Ansteuern der Leistungsstufe zu erzeugen.

Störungen können dabei in drei Bereichen eingekoppelt werden, nämlich in den Ein- und Ausgang des Fehlerverstärkers, in die Referenz und in das Rampensignal. Ein sorgfältiges Design dieser drei Bereiche kann dazu beitragen, die Entwicklungs- und Erprobungszeiten zu minimieren.

Da die normalen Spannungspegel in diesen Bereichen recht klein sind, kann es dort leicht zu kapazitiven Einkoppelungen von Signalen mit großen Spannungsänderungsgeschwindigkeiten kommen. Bei einem guten Design sind die störempfindlichen Schaltungsteile deshalb auf kleinstem Raum und entfernt von schnell schaltenden Signalen angeordnet. Zusätzlich kann eine Schirmung durch Masseflächen erzielt werden.

Der Eingang ist ein empfindlicher Knotenpunkt des Schaltreglers

Der Eingang des Fehlerverstärkers ist wahrscheinlich der empfindlichste Knotenpunkt im gesamten Schaltregler, da er gewöhnlich mit den meisten Bauelementen verbunden ist. Kommt noch eine sehr hohe Verstärkung und eine hohe Impedanz dazu, ist das Fiasko beinahe vorprogrammiert. Im Layout muss die Länge der Leiterbahnen an diesem Knotenpunkt minimiert werden.

Das heißt, die Bauelemente im Gegenkopplungs- und Eingangszweig müssen möglichst nahe am Fehlerverstärker angeordnet sein. Befindet sich ein Hochfrequenz-Integrationskondensator in der Gegenkopplung, sollte auch dieser nahe am Verstärker liegen, gefolgt von den anderen Gegenkopplungs-Bauelementen.

Werden im Kompensationsnetzwerk RC-Serienschaltungen verwendet, erzielt man die besten Ergebnisse, wenn der Widerstand zum Eingang des Fehlerverstärkers hin angeordnet wird. Eingekoppelte hochfrequente Signale müssen dann gegen die hohe Impedanz des Widerstands „ankämpfen“ und nicht gegen die niedrige Impedanz des Kondensators.

Problembereich für eine Störeinkopplung ist das Rampensignal

Ein weiterer möglicher Problembereich für die Störeinkopplung ist das Rampensignal. Dieses wird bei Voltage-Mode-Reglern aus der Ladespannung eines Kondensators und bei Current-Mode-Reglern aus dem gemessenen Strom durch den Power-MOSFET im Schaltregler abgeleitet. Voltage-Mode ist diesbezüglich unkritischer, da der Kondensator gegenüber injizierten Hochfrequenzstörungen eine niedrige Impedanz darstellt und diese somit quasi kurzschließt. Current-Mode-Regler sind dagegen wegen der relativ kleinen Rampenamplituden, die zusätzlich durch parasitäre Komponenten im Leistungskreis und durch Stromspitzen im Umschaltmoment verfälscht werden, problematisch.

 Bild 2a: Beispiel für ein verbreitetes Rauschprobleme beim Strommodus: Stromspitzen Bild 2a: Beispiel für ein verbreitetes Rauschprobleme beim Strommodus: Stromspitzen

Bild 2 zeigt zwei Beispiele für die Probleme bei Current-Mode-Spannungswandlern. Im ersten Signalverlauf sind die großen Stromspitzen nach dem Einschalten des Power-MOSFETs deutlich zu erkennen.

Dieses Problem lässt sich am besten durch Ausblenden dieser Stromspitze und durch HF-Filterung am bzw. im Regel-IC lösen. Auch hier sollte man den Filterkondensator möglichst nahe am Regel-IC positionieren.

 

 

 Bild 2b: Beispiel für ein verbreitetes Rauschprobleme beim Strommodus: Subharmonische Bild 2b: Beispiel für ein verbreitetes Rauschprobleme beim Strommodus: Subharmonische

Ein weiteres verbreitetes Problem ist die Anregung von subharmonischen Schwingungen, die in beiden Signalverläufen zu erkennen ist. PWM-Signale mit ständig wechselnder Pulsbreite sind ein Indiz für eine unzulängliche Kompensation der Stromrampe – insbesondere bei beabsichtigten Tastverhältnissen größer 50%. Dies lässt sich beheben, wenn man zur Stromrampe eine zusätzliche Spannungsrampe addiert.

Nun sind Sie bei Ihrem Layout wirklich mit aller Sorgfalt vorgegangen – aber Ihr Prototyp arbeitet immer noch nicht störungsfrei. Kontrollieren Sie zunächst das dynamische Verhalten des Regelkreises, um Instabilitäten als Problemursache auszuschließen. Interessanterweise kann sich ein Störproblem wie eine Instabilität bei der Transitfrequenz des Schaltreglers bemerkbar machen. Tatsächlich aber ist es so, dass der Regelkreis versucht, ein injiziertes Fehlersignal so schnell wie möglich zu korrigieren. Man braucht sich nur ins Gedächtnis zu rufen, dass die Störungen in die drei Bereiche Fehlerverstärker, Referenz oder Rampe injiziert werden können.

In einem ersten Schritt werden deshalb die Signale an den entsprechenden Knotenpunkten betrachtet. Suchen Sie nach offensichtlichen Nichtlinearitäten in der Rampe und nach hochfrequenten Abweichungen im Ausgangssignal des Fehlerverstärkers. Ist hier nichts Ungewöhnliches zu finden, dann entfernen Sie den Fehlerverstärker aus der Schaltung und ersetzen ihn durch eine rauschfreie Laborspannungsquelle, deren Ausgang Sie im entsprechenden Spannungsbereich stufenlos variieren.

Mit dem Verändern dieser Spannung sollte sich ebenfalls die Ausgangsspannung ihres Schaltreglers verändern. Ist dies der Fall, haben Sie das Problem auf die Referenz und den Fehlerverstärker eingekreist.

Empfindlichkeit bei schnell schaltenden Signalen

Gelegentlich reagieren die Referenzspannungsquellen in einem Regel-IC empfindlich auf schnell schaltende Signale, was sich mit einem zusätzlichen (oder sachgemäß gewählten) Abblockkondensator beheben lässt. Auch das Verlangsamen der Schaltvorgänge des Power-MOSFETs durch Einfügen von Gate-Ansteuerwiderständen kann hilfreich sein.

Liegt das Problem im Fehlerverstärker, kann häufig ein Verringern der Impedanz der Kompensationsbauelemente helfen, da dies die Amplitude der injizierten Störung reduziert. Hilft dies alles nichts, so entfernen Sie die Bauteile des Kompensationsnetzwerkes und die Pins des Fehlerverstärkers von der Leiterplatte. Durch eine Freiverdrahtung dieses Schaltungsteiles (auch hier mit kürzest möglichen Verbindungen!) lässt sich möglicherweise feststellen, wo das Problem liegt.

Eine rauschfrei arbeitende Stromversorgung ist kein Zufall. Für die richtige Positionierung der Bauteile und das optimale Layout ist das Verständnis der Wirkungsweise der Schaltung erforderlich. Auch das Einkreisen und Beheben von Störungsproblemen erfordert einiges an Laborerfahrung.

Im nächsten Power-Tipp geht es darum, wie man Eingangsfilter dämpfen kann.

Von Robert Kollman, Texas Instruments.